СПОСОБ РАДИОЛОКАЦИИ НЕЛИНЕЙНО-ИНЕРЦИОННЫХ ОБЪЕКТОВ Российский патент 2013 года по МПК G01S13/02 

Изобретение относится к технике ближней радиолокации, а именно к методам и средствам поиска, обнаружения и распознавания нелинейно-рассеивающих объектов (НРО).

Известны способы нелинейной радиолокации [1; 2], в которых осуществляется облучение НРО зондирующим сигналом (ЗС) в виде одного или двух гармонических колебаний и регистрация в приемнике радиолокатора энергии отраженного сигнала на кратных и/или комбинационных частотах.

Множество НРО можно разбить на две группы, различающиеся электрофизическими свойствами НРО:

- RLC-объекты, модель которых в виде эквивалентной электрической цепей содержат нелинейные резисторные (R) элементы и инерционные элементы - индуктивные (L) и/или емкостные (С). Типичным представителем RLC-объектов являются мобильные телефоны, электронные подслушивающие устройства, приемные устройства радиоуправляемых взрывателей и т.п.;

- R-объекты, электрическая модель которых содержат лишь нелинейные резисторные элементы. Типичными представителями R-объектов являются элементы стальных конструкций, сварные или клепаные, подверженных коррозии и ржавчине [3].

Предполагается, что в рассматриваемом способе именно RLC-объекты представляют собой интересующие нас НРО.

Недостаток аналогов состоит в низкой эффективности процедуры обнаружения RLC-объектов. Это объясняется присутствием в районе поиска большого количества R-объектов, поток сигналов от которых на входе нелинейного радиолокатора существенно повышает уровень ложных тревог и снижает тем самым эффективность поиска и обнаружения RLC-объектов. Вместе с тем, выделяемая в аналогах энергия отраженного от HPO сигнала не обладает достаточной информативностью для вскрытия надежных признаков распознавания RLC-объектов и R-объектов.

Наиболее близким среди аналогов является способ нелинейной радиолокации [1; 2], заключающийся в излучении гармонического колебания G(t) частоты f₁ в направлении НРО, приеме отраженного сигнала R(t), выделении из него колебания на двойной частоте f₂=2f₁ и вынесении решения об обнаружении НРО путем сравнения энергии принятого сигнала с порогом. Чтобы максимально приблизить прототип к предложенному способу, введем следующие уточнения его модели:

- обозначим через Т время, отводимое для обнаружения НРО в заданной точке пространства;

- ЗС прототипа представим как последовательность гармонических колебаний G_n, n=1, 2, …, N, излучаемых поочередно, в соответствии с индексом «n», в течение соответствующих временных периодов T_n:

каждый длительностью τ=T/N. Все G_n обладают собственной когерентностью в течение временных интервалов T_n (1), которые можно назвать периодами когерентности ЗС. Между собой колебания G_n не обязательно должны быть когерентными. Мощности p_n всех колебаний G_n предполагаются одинаковыми, не зависящими от «n»;

- аналогично отраженный от НРО сигнал R(t) может быть представлен в виде последовательности сигналов R_n, n=1, 2, …, N, поступающих в приемник нелинейного радиолокатора также поочередно, в соответствии с индексом «n». Учитывая малые размеры искомых НРО, длительность каждого из R_n совпадает с τ. Кроме того, предполагая малую дальность до искомого НРО, а следовательно, малую задержку отраженного сигнала по сравнению с длительностью τ=T/N, интервалы существования R_n можно выбрать совпадающими с периодами когерентности T_n(1);

- выделение колебания на двойной частоте f₂=2f₁ осуществляется методом синхронного детектирования каждого из R_n в течение соответствующего периода когерентности T_n, т.е. весь временной интервал 0≤t≤T состоит N периодов синхронного детектирования, каждый длительностью τ.

Недостаток прототипа состоит в низкой эффективности обнаружения RLC-объектов на фоне потока «ложных» сигналов от R-объектов.

Целью изобретения является повышение эффективности обнаружения RLC-объектов.

Для достижения поставленной цели в способе-прототипе, заключающемся в генерации последовательности гармонических колебаний G_n, n=1, 2, …, N, частоты f₁, поочередном, в соответствии с индексом «n», излучении G_n в направлении искомого объекта, приеме соответствующих отраженных сигналов R_n, n=1, 2, …, N с выделением в них сигналов удвоенной частоты f₂=2f₁, определении комплексных огибающих Z_n принятых сигналов R_n, измерении суммарной мощности принятых сигналов P_Σ=ΣZ_nZ_n* и принятии решения об обнаружении нелинейно-рассеивающего объекта путем сравнения выходной величины устройства обработки с порогом, согласно изобретению дополнительно осуществляется изменение мощности генерируемых колебаний G_n, формирование последовательности опорных сигналов S_n, n=1, 2, …, N путем ограничения G_n и выделения в них колебаний удвоенной частоты f₂, определение комплексных огибающих W_n опорных сигналов S_n, вычисление комплексных коэффициентов межпериодной корреляции K_Z,n=Z_n+1Z_n* и K_W,n=W_n+1W_n* огибающих Z_n и W_n соответственно, вычисление коэффициентов взаимной межпериодной корреляции K_n=Im(K_Z,nK_W,n*) и их модульных значений [K_n], вычисление результирующего коэффициента корреляции K_Σ=Σ[K_n], причем в качестве выходной величины устройства обработки используется К_Σ, а в качестве порога используется величина, пропорциональная Р_Σ.

На фиг.1 изображена возможная схема нелинейного радиолокатора, реализующая предложенный способ, элементы 1-11 которой несут следующее техническое содержание: 1 - синтезатор частот f₁ и f₂=2f₁; 2 - усилитель мощности; 3 - блок управления мощностью излучаемого сигнала; 4 - приемник отраженных сигналов; 5 - устройство формирования опорных сигналов двойной частоты f₂=2f₁; 6 - синхронный детектор приемника; 7 - синхронный детектор передатчика; 8 - арифметическое устройство; 9 - первая пороговая схема; 10 - ключевая схема; 11 - вторая пороговая схема. Элементы 1, 2 и 3 образуют передатчик радиолокатора.

Функционирование предложенного способа удобно рассматривать, обращаясь к схеме нелинейного радиолокатора, фиг.1. Предварительно сделаем следующее замечание. Среди различных моделей RLC-объектов нас будут интересовать лишь те из них, нелинейные резисторные элементы (R) которых обладают следующей отличительной особенностью: их вольт-амперная характеристика обязана содержать квадратичную парциальную составляющую, удваивающую частоту f₁ ЗС, в результате чего в отраженных сигналах R_n будет присутствовать составляющая на двойной частоте f₂=2f₁.

Синтезатор 1 вырабатывает непрерывное гармоническое колебание частоты f₁, которое с его первого выхода поступает на основной вход усилителя 2, на вспомогательный вход которого поступает сигнал от блока 3, управляющего выходной мощностью усилителя 2 с таким расчетом, чтобы мощность p_n парциального гармонического колебания G_n на выходе передатчика зависела от «n», например изменялась по ступенчатому закону

с постоянным шагом Δр.

В предложенном способе не исключается ситуация, когда вариации мощности ЗС могут сопровождаться искажениями фазы ЗС

где ψ_n - случайная фаза, меняющаяся от одного периода когерентности T_n к другому. Даже если колебание частоты f₁ с выхода синтезатора 1 сохраняет свою когерентность в течение всего времени обнаружения Т, колебания G_n перестают быть когерентными между собой после вариации мощности ЗС.

Сигналы R_n принимаются приемной антенной и, пройдя приемник 4, в котором осуществляется их предварительная фильтрация на двойной частоте f₂, поступают на основной вход синхронного детектора 6. Комплексные огибающие Z_n принятых сигналов R_n, соответствующие колебаниям G_n ЗС

имеют амплитуду A_n и фазу, состоящую из двух слагаемых:

- φ_n, фаза НРО, характеризующая электрофизические свойства НРО;

- 2ψ_n, случайная фаза, «навязанная» фазой ЗС (3).

Устройство 5 формирует опорные сигналы S_n в каждый n-й период когерентности T_n. Для этого выходные колебания передатчика G_n частоты f₁ ограничиваются по амплитуде с последующей их фильтровой обработкой, которая подавляет частоту f₁ и все кратные f₁ частоты, кроме составляющей на частоте f₂=2f₁, в результате чего на выходе 5 формируется последовательность опорных гармонических сигналов S_n, n=1, 2, …, N, на двойной частоте f₂, с постоянной - не зависящей от «n» - амплитудой и с фазой, меняющейся от одного периода когерентности T_n к другому по случайному закону и равной удвоенной фазе колебания G_n. Комплексные огибающие W_n опорных сигналов S_n имеют вид:

При этом предполагается, что постоянная времени фильтра устройства 5 значительно меньше длительности T/N. По существу, устройство 5 имитирует процесс умножения частоты, происходящий в резисторном элементе HPO. Сигналы S_n поступают на основной вход синхронного детектора 7.

На двойные вспомогательные входы синхронных детекторов 6 и 7 подаются квадратурные колебания Cos2πf₂t и Sin2πf₂t частоты f₂ со второго выхода синтезатора 1, в результате чего на двойных выходах синхронного детектора 6 получаем квадратурные составляющие X_n и Y_n комплексных огибающих Z_n принятых сигналов R_n:

а на двойных выходах синхронного детектора 7 - квадратурные составляющие U_n и V_n комплексных огибающих W_n опорных сигналов S_n:

В конце каждого из T_n квадратурные составляющие X_n, Y_n, U_n, V_n преобразуются в цифровую форму и поступают на входы арифметического устройства 8, где вычисляются:

- отсчеты мощности принятых сигналов R_n:

- комплексные коэффициенты межпериодной корреляции огибающих Z_n:

- комплексные коэффициенты межпериодной корреляции огибающих W_n:

- коэффициенты взаимной межпериодной корреляции

- суммарная мощность принятых сигналов R_n:

- результирующий коэффициент корреляции:

где «*» - знак комплексного сопряжения, «Im» - оператор выделения мнимой части комплексного числа, [K_n] - модульные значения K_n.

Сущность проводимых в устройстве 8 вычислений вытекает из амплитудно-фазовых представлений (4), (5) комплексных огибающих Z_n и W_n после подстановки их в (8), (9) и с последующей подстановкой (8), (9) в (10), (11):

Согласно (15) коэффициенты K_n пропорциональны взвешенным значениям синуса разности фаз НРО (φ_n+1-φ_n) в соседних периодах излучения ЗС. Предполагая в (15) малость между периодных приращений фаз НРО:

алгоритм (11) можно рассматривать как подавление коррелированных составляющих в последовательности фаз HPO {φ_n} и выделения в ней слабо коррелированных величин. Кроме того, алгоритм (11) позволяет нейтрализовать отрицательное влияния фазовой неопределенности ЗС на эффективность нелинейного радиолокатора, что следует из того, что в (15) отсутствуют случайные фазы ψ_n ЗС.

Величина Р_Σ сравнивается в первой пороговой схеме 9 с мощностью внутренних шумов радиолокатора, где принимается положительное или отрицательное решение об обнаружении НРО, независимо от того, является он R-объектом или RLC-объектом. Заметим, что вычисление Р_Σ и сравнение P_Σ c порогом выполняются также и в прототипе. В случае положительного решения ключевая схема 10 дает разрешение на сравнение во второй пороговой схеме 11 коэффициента К_Σ с порогом, пропорциональным величине Р_Σ. В случае превышения этого порога принимается решение об обнаружении именно RLC-объекта.

Дадим физическую интерпретацию всего алгоритма обнаружения RLC-объекта. Функцию, выполняемую пороговой схемой 11, можно рассматривать как измерение отношения К_Σ/Р_Σ и сравнения его с порогом. С учетом того, что:

весь алгоритм обнаружения RLC-объекта можно интерпретировать как сравнение с порогом среднего значения модуля приращения фазы HPO:

где усреднение осуществляется с весовыми коэффициентами A_n+1A_n.

Перейдем к обоснованию эффективности предложенного способа. Исходной предпосылкой к созданию предложенного способа является известное свойство токов в нелинейно-инерционных электрических цепях [4, 5], заключающееся в том, что не только амплитуды, но и фазы токов функционально зависят от амплитуды гармонического источника электродвижущей силы в этих цепях. Применительно к рассматриваемой ситуации это означает зависимость не только амплитуды А отраженного от RLC-объекта сигнала, но и его фазы φ от мощности ЗС. Вместе с тем, при наблюдении R-объектов фаза φ отраженного сигнала не зависит от мощности ЗС, хотя зависимость его амплитуды А от мощности ЗС сохраняется. Поэтому входящие в (15) приращения фазы (φ_n+1-φ_n), определяющие величину К_Σ, будут иметь заметные отклонения от нулевого значения лишь при наблюдении RLC-объектов, а при наблюдении R-объектов эти приращения, а следовательно, и величина К_Σ будут близки к нулевым значениям. В результате отношение К_Σ/Р_Σ будет значительно больше в случае наблюдения RLC-объектов, чем в случае наблюдения R-объекта, что позволяет рассматривать отношение К_Σ/Р_Σ в качестве параметра, по которому можно осуществить распознавание RLC-объектов и R-объектов.

Выше неявно предполагалось, что относительное расположение искомого RLC-объекта и радиолокатора в течение времени обнаружения Т остается неизменным. Очевидно, что при смене предполагаемого места нахождения искомого RLC-объекта рассмотренный выше процесс излучения ЗС и обработки отраженного сигнала повторяется.

Величина Т лежит приблизительно пределах от долей до нескольких секунд, N≈5-10, а величины начальной мощности ЗС р₀ и шага Δр определяются по результатам эталонных испытаний по обнаружению типовых RLC-объектов.

В заключение отметим, что предложенный способ может быть использован в различных нелинейных радиолокаторах, выделяющих из отраженного сигнала не только вторую, но и любую другую кратную гармонику при облучении НРО одним гармоническим колебанием или комбинационные частоты в случае облучения HPO двумя и более гармоническими колебаниями.

Необходимые для этого изменения в схеме предложенного устройства очевидны.

Источники информации

1. Мусабеков П.М., Панычев С.Н. Нелинейная радиолокация: методы, техника и область применения. Зарубежная радиоэлектроника. Успехи современной радиоэлектроники, 2000 г., №5, с.54-61.

2. Беляев В.В., Маюнов А.Т., Разиньков С.Н. Состояние и перспективы развития «нелинейной» радиолокации. Успехи современной радиолокации, 2002 г., №6, с.59-78.

3. Штейншлейгер В.Б. Нелинейное рассеяние радиоволн металлическими объектами. Успехи физических наук, 1984 г., том 142, вып.1, с.131-145.

4. Бессонов Л.А. Нелинейные электрические цепи. Высшая школа, 1977 г.

5. Данилов Л.В., Матханов П.Н., Филиппов Е.С. Теория нелинейных электрических цепей. Энергоатомиздат, 1990 г.

Изобретение относится к методам и средствам ближней радиолокации нелинейно-рассеивающих объектов. Достигаемый технический результат - улучшение характеристик обнаружения тех из них, эквивалентные электрические схемы которых помимо нелинейных резисторных элементов содержат инерционные элементы - индуктивности и емкости. Для этого в качестве излучаемого сигнала используется последовательность гармонических колебаний G_n, частоты f₁, n=1, 2, …, N, со ступенчатой зависимостью их мощности от «n», а физическая сущность обработки сигналов, отраженных от нелинейно-рассеивающих объектов на двойной частоте f₂=2f₁ и соответствующих излученным колебаниям G_n, сводится к измерению межпериодного приращения фазы отраженных сигналов (φ_n+1-φ_n), определению модуля этих приращений [φ_n+1-φ_n], вычислению их среднего значения и сравнению его с порогом. 1 ил.

Способ нелинейной радиолокации нелинейно-инерционных объектов, заключающийся в генерации последовательности гармонических колебаний G_n, n=1, 2, …, N, частоты f₁, поочередном, в соответствии с индексом n, излучении G_n в направлении искомого объекта, приеме соответствующих отраженных сигналов R_n, n=1, 2, …, N, с выделением в них сигналов удвоенной частоты f₂=2f₁, определении комплексных огибающих Z_n принятых сигналов R_n, измерении суммарной мощности принятых сигналов P_∑=∑Z_nZ_n*, где знак * - знак комплексного сопряжения, и принятии решения об обнаружении нелинейно-рассеивающего объекта путем сравнения выходной величины устройства обработки с порогом, отличающийся тем, что дополнительно осуществляется изменение мощности генерируемых колебаний G_n, формирование последовательности опорных сигналов S_n, n=1, 2, …, N, путем ограничения G_n и выделения в них колебаний удвоенной частоты f₂, определение комплексных огибающих W_n опорных сигналов S_n, вычисление комплексных коэффициентов межпериодной корреляции K_Z,n=Z_n+1Z_n* и K_W,n=W_n+1W_n* огибающих Z_n и W_n соответственно, вычисление коэффициентов взаимной межпериодной корреляции K_n=Im(K_Z,nK_W,n*) и их модульных значений [K_n], где Im - оператор выделения мнимой части комплексного числа, вычисление результирующего коэффициента корреляции К_∑=∑[K_n], причем в качестве выходной величины устройства обработки используется К_∑, а в качестве порога используется величина, пропорциональная Р_∑.