СПОСОБ ОБНАРУЖЕНИЯ ХАОТИЧЕСКОЙ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТИ ИМПУЛЬСОВ Российский патент 2014 года по МПК G06F17/00 G01S13/04 

Изобретение относится к методам и средствам обработки сигналов в радиотехнических системах и может быть использовано при решении задач пассивной радиолокации.

Известны традиционно применяемые в задачах активной локации методы и средства обнаружения полезного сигнала на фоне шумов [1], [2]. Полезный сигнала в них имеет вид последовательности видеоимпульсов, которые формируются после высокочастотной обработки входного сигнала и характеризуются высокой скважностью и низкой частотой их повторения. В системах активной локации параметры видеоимпульсов - длительность Т₀ и период их повторения T₁ - считаются известными, т.к. связаны с аналогичными параметрами зондирующих импульсов, что позволяет эффективно использовать межпериодные накопители на базе устройств задержки в качестве основного устройства обработки в системах обнаружения.

Рассмотрим два способа-аналога, предварительно договорившись об используемой терминологии. Будем называть «отсчетами» представление непрерывного аналогового сигнала в виде последовательности аналоговых величин, совпадающих со значениями наблюдаемого сигнала в дискретные моменты времени. Термин «отсчеты» несет не только математическое, но и конкретное техническое содержание, т.к. в результате дискретизации по времени и квантования по амплитуде аналоговые отсчеты входного сигнала приобретают форму цифровых кодов. В дальнейшем под общим термином «отсчеты» мы будем понимать как их аналоговые, так и оцифрованные формы. Сами отсчеты можно разделить на «шумовые» и «сигнальные»: первые порождаются только шумовой составляющей входного сигнала, а вторые помимо шумовой содержат полезную составляющую в виде последовательности подлежащих обнаружению видеоимпульсов. Для обеспечения функционирования устройств обнаружения в способах-аналогах используются синхронные последовательности управляющих импульсов: импульсов дискретизации (селекторных импульсов) с периодом повторения Т₀, тактовых импульсов с периодом T₁, М-кратным периоду Т₀, т.е. T₁=МТ₀, и цикловых импульсов (импульсов сброса) с периодом Т₂, N-кратным периоду T₁, ограничивающих время наблюдения и объем обрабатываемых данных. Причем в активной локации величины периодов Т₀ и T₁ совпадают с длительностью и периодом повторения зондирующих импульсов.

В первом способе-аналоге квантование входного видеосигнала по времени и амплитуде производится с помощью аналого-цифрового преобразователя (АЦП), управляемого импульсами дискретизации. На выходе АЦП поток оцифрованных отсчетов входного сигнала целесообразно представить в виде двумерного набора {C(n, m)} объемом MN, где «m» - номер элемента разрешения по дальности, «n» - номер тактового периода (такта), m=1, 2, …, M, n=1, 2, …, N, причем N тактов образуют один цикловой период (цикл). Размер самих кодов (количество в них разрядов), представляющих отсчеты в {C(n, m)}, составляет не менее 4-8. Процесс обработки набора {C(n, m)} в первом способе-аналоге можно представить в виде следующих операций [1; стр.65], [2; стр.221]:

- формирование из набора {C(n, m)} M пачек тактовых отсчетов C_m(n), m=1, 2, …, М по N отсчетов в каждой из них. Отсчеты каждой из пачек появляются на выходе АЦП с тактовым периодом T₁ и характеризуются фиксированным значением «m» элемента разрешения по дальности;

- накопление отсчетов в пределах каждой пачки C_m(n) с помощью накапливающих сумматоров, учитывающих периодичность «сигнальных» отсчетов;

- выявление «сигнальных» отсчетов путем сравнение полученных М суммарных кодов C_m=Σ_nC_m(n), m=1, 2, …, M с пороговым цифровым кодом.

Процесс обработки периодически обновляется путем подачи цикловых импульсов сброса на АЦП и накапливающие сумматоры, «обнуляющие» их содержимое.

Во втором способе-аналоге для квантования входного видеосигнала по времени и амплитуде используется простейший вид АЦП, реализующий так называемое бинарное квантование, когда количество разрядов в кодах {C(n, m)} равно двум. Такой АЦП, называемый бинарным (двоичным) амплитудно-временным квантователем (дискретизатором), состоит из пороговой схемы и временного селектора, управляемого импульсами дискретизации, а пачки C_m(n), m=1, 2, …, M представляют собой последовательность нулей и единиц, причем «единица» интерпретируется как первичное обнаружение «сигнального» отсчета с использованием первого порога, заложенного в бинарном квантователе. При такой двоичной форме отсчетов цифровые накапливающие сумматоры вырождаются в простые счетчики числа поступающих единиц, на выходе которых осуществляется второе, окончательное обнаружение интересующей нас последовательности импульсов путем сравнения подсчитанного числа единиц со вторым порогом в виде целого числа [1; стр.74-77], [2; стр.246-258].

Недостаток аналогов проявляется при попытке непосредственного использования их для решения типовых задач пассивной локации, когда возникает необходимость обнаружения импульсов с неизвестным и переменным временным интервалом между соседними импульсами. В таких ситуациях эффективность аналогов резко снижается, причем первый способ-аналог оказывается полностью неработоспособным, а у второго способа-аналога с его двухэтапной процедурой обнаружения еще сохраняется шанс достаточно эффективно решить поставленную задачу ввиду присущих ему свойств инвариантности к моментам появления «сигнальных» отсчетов.

В качестве способа-прототипа выберем упрощенный вариант первого способа-аналога активной локации, техническая реализация которого близка к технической реализации предложенного способа. Упрощение заключается в том, что в прототипе межпериодному накоплению подвергаются не все М пачек C_m(n), m=1, 2, …, M, а лишь одна пачка C_M(n), которая соответствует наиболее удаленному элементу разрешения по дальности. Формирование пачки C_M(n) из набора {C(n, m)} можно интерпретировать как выбор в каждом такте одного отсчета, соответствующего одному элементу разрешения по дальности, а именно под номером «М». Чтобы максимально упростить формулу изобретения, выделенную пачку C_M(n) и результат ее накопления C_M=Σ_nC_M(n) целесообразно обозначить через S(n) и S_Σ соответственно.

Недостаток прототипа состоит в его низкой эффективности при решении задачи обнаружения хаотической последовательности импульсов.

Целью изобретения является улучшение характеристик обнаружения хаотической последовательности импульсов.

Для достижения поставленной цели в способе обнаружения хаотической последовательности импульсов, в котором осуществляется генерация периодических последовательностей управляющих импульсов дискретизации с периодом Т₀, тактовых импульсов с периодом T₁, М-кратным периоду Т₀, и цикловых импульсов с периодом Т₂, N-кратным периоду T₁, квантование входного сигнала с помощью аналого-цифрового преобразователя с формированием двумерного набора отсчетов C(n, m) входного сигнала, где m=1, 2, …, M - номера отсчетов входного сигнала в пределах одного такта, n=1, 2, …, N - номера тактов в пределах одного цикла, формирование из набора C(n, m) выделенной пачки тактовых отсчетов S(n), n=1, 2, …, N путем выбора одного отсчета в пределах каждого n-го такта, накопление выделенной пачки S(n) с помощью накапливающего сумматора и сравнение полученного суммарного кода S_Σ=Σ_nS(n) с порогом, дополнительно определяются максимальные в пределах каждого n-го такта отсчеты max_m{C(n, m), m=1, 2, …, M} с использованием полученной выборки размера N в качестве выделенной пачки S(n).

На фиг.1 изображена одна из возможных функциональных схем обнаружителя, реализующая предложенный способ, элементы 1-4 которой несут следующее техническое содержание: 1 - АЦП; 2 - регистр; 3 - компаратор кодов; 4 - накапливающий сумматор.

Функционирование предложенного способа удобно рассмотреть, обращаясь к схеме обнаружителя фиг.1.

В начале каждого цикла обнаружения все элементы схемы устанавливаются в исходное «нулевое» состояние. На информационный вход АЦП 1 поступает аналоговый входной сигнал положительной полярности. На выходе АЦП формируется поток цифровых кодов, обновляемых с периодом Т₀ под действием импульсов дискретизации, поступающих на управляющий вход АЦП. В рассматриваемый интервал времени длительностью Т₀ с выхода АЦП текущий код поступает на вход регистра 2 и на первый вход компаратора кодов 3, на второй вход которого поступает код, хранящийся в регистре 2. Выход компаратора кодов подключен к управляющему входу регистра. На выходе компаратора кодов 3 вырабатывается напряжение «логическая единица» или «логический ноль» в зависимости от того, какой из двух сравниваемых кодов - текущий или содержащийся в регистре - оказывается большим. В первом случае разрешается запись текущего кода в регистр, а во втором случае такая запись не производится. В следующие интервалы времени (той же длительностью Т₀) изложенный процесс сравнения кодов и обновления содержимого регистра повторяется и продолжается в течение всего текущего такта длительностью T₁, к концу которого в регистре 2 будет записан максимальный в этом такте код. Регистр 2 и компаратор кодов 3, охваченные обратной связью, можно рассматривать как единую схему выбора максимума на интервале времени, равном периоду T₁ тактовых импульсов [3, стр.152]. Запись максимального кода в накапливающий сумматор 4 осуществляется под управлением тактового импульса. Он же - после небольшой задержки - устанавливает регистр 2 в исходное «нулевое» состояние, подготавливая его к процессу выбора максимума в следующем такте. В результате на вход накапливающего сумматора 4 в каждый n-й тактовый период будет поступать максимальный для n-го такта код S(n). Накопление S(n) в 4 и обновление его содержимого производится под управлением тактовых импульсов и продолжается в течение всего цикла обнаружения длительностью Т₂, к концу которого в сумматоре 4 будет записан суммарный в текущем цикле код S_Σ. Цикл обнаружения заканчивается сравнением S_Σ с пороговым кодом и установкой сумматора 4 в исходное «нулевое» состояние при поступлении на его управляющий вход циклового импульса.

Положительный эффект, достигаемый предложенным способом, качественно можно обосновать, вводя следующие упрощающие предположения относительно параметров обнаруживаемых импульсов. Будем считать, что:

- длительность импульсов известна;

- интервалы между соседними импульсами, оставаясь случайными и изменяющимися от одного такта к другому величинами, имеют постоянное среднее значение, совпадающее с длительностью тактового периода T₁, а их разброс не превышающим (0,5-0,7)T₁.

При этих предположениях на каждый тактовый период с высокой долей вероятности будет приходиться один «сигнальный» отсчет. Учитывая, что величина «сигнального» отсчета в среднем превышает величину «шумового» отсчета, моменты появления максимальных отсчетов можно интерпретировать как оценки моментов появления «сигнальных» отсчетов, а на выходе схемы выбора максимума к концу каждого тактового интервала с высокой долей вероятности будут наблюдаться «сигнальные» отсчеты, пачка которых будет эффективно накапливаться ввиду постоянного временного интервала между ними. Наличие в предложенном способе процедуры накопления отсчетов входного сигнала сближает его со структурой оптимальных алгоритмов обработки, например с алгоритмом, вытекающим из обобщенного критерия отношения правдоподобия [4; стр.96-102], когда не представляющие интереса оценки моментов появления «сигнальных» отсчетов не фиксируются и не участвуют в принятии решения.

Аналогично «единичный» результат бинарного квантования при втором способе-аналоге можно интерпретировать как момент появления «сигнального» отсчета. Однако существенная нелинейность процедуры бинарного квантования, снижающая отношение «сигнал/шум», предположительно не позволяет второму способу-аналогу эффективно конкурировать с предложенным способом.

Изложенный алгоритм функционирования соответствует высшему, т.е. информационно-логическому, уровню описания предложенного способа и указывает на принципиальную возможность его технической реализации. В то же время дальнейшая детализация схемы фиг.1, включающая выбор выпускаемых промышленностью образцов микросхем, рассмотрение вопросов их согласованной работы с использованием вспомогательных синхросигналов (стробов) и т.п., означала бы переход на более низкий уровень описания - уровень схемотехнического проектирования, что в рамках настоящего документа является чрезмерно подробным и нецелесообразным.

Источники информации

1. Бакулев П.А. Радиолокационные системы. - М.: Радиотехника, 2004 г.

2. Лезин Ю.С. Введение в теорию и технику радиотехнических систем. М.: Радио и связь, 1986 г.

3. Новиков Ю.В. Основы цифровой схемотехники. Базовые элементы и схемы. Методы проектирования. - М.: Мир, 2001 г.

4. Г. Ван Трис. Теория обнаружения, оценок и модуляции. Том 1. Пер. с англ., под ред. проф. В.И. Тихонова. М.: «Сов. Радио», 1972 г.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при решении задач пассивной радиолокации. Техническим результатом является улучшение обнаружения хаотической последовательности импульсов. Способ предполагает разбиение всего интервала наблюдения входного сигнала на ряд тактов, период которых приблизительно совпадает со средним значением интервалов между соседними импульсами обнаруживаемой последовательности, внутрипериодную обработку входного сигнала, заключающуюся в выборе его максимальных значений в пределах каждого тактового периода, и последующее межпериодное накопление результатов внутрипериодной обработки. 1 ил.

Способ обнаружения хаотической последовательности импульсов, в котором осуществляется генерация периодических последовательностей управляющих импульсов дискретизации с периодом Т₀, тактовых импульсов с периодом T₁, М-кратным периоду Т₀, и цикловых импульсов с периодом Т₂, N-кратным периоду T₁, квантование входного сигнала с помощью аналого-цифрового преобразователя с формированием двумерного набора отсчетов C(n, m) входного сигнала, где m=1, 2, …, M - номера отсчетов входного сигнала в пределах одного такта, n=1, 2, …, N - номера тактов в пределах одного цикла, формирование из набора C(n, m) выделенной пачки тактовых отсчетов S(n), n=1, 2, …, N путем выбора одного отсчета в пределах каждого n-го такта, накопление выделенной пачки S(n) с помощью накапливающего сумматора и сравнение полученного суммарного кода S_Σ=Σ_nS(n) с порогом, отличающийся тем, что определяются максимальные в пределах каждого n-го такта отсчеты max_m{С(n, m), m=1, 2, …, М} с использованием полученной выборки размера N в качестве выделенной пачки S(n).