КОМПЛЕКСНЫЙ СИНТЕТИЧЕСКИЙ СПОСОБ И СИСТЕМА ДЛЯ КАНАЛИЗИРОВАНИЯ ФИЗИЧЕСКИХ И ИНФОРМАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ Российский патент 2019 года по МПК H04L27/26 

Настоящее изобретение относится к комплексному синтетическому способу канализирования и/или аккумулирования энергии и/или к системе для канализирования физических и информационных сигналов, которые характеризуют любое происходящее физическое явление.

В частности, в центре внимания в данном изобретении находится комплексный синтетический способ/система, именуемая системой расширения и сжатия зоны урагана (Hurricane Spread & Compression System (HSCS)).

HSCS позволяет получать результирующий комплексный сигнал (комплексный вектор), представляющий собой линейную комбинацию в виде множества L трехмерных (3-D) комплексных ортогональных сигналов (где L является целым числом, значение которого включено а область [1; ∞]). Все эти ортогональные сигналы коррелированы с одной и той же частотой ƒ₀. Каждый из этих сигналов с порядковым номером (где =1, L, является индексом связанного режима) занимает ограниченную требуемую ширину полосы частот

Согласно способу, предусмотренному нашим изобретением, каждый из упомянутых выше ортогональных сигналов генерируется во взаимно-однозначном соответствии с одним из L независимых физических сигналов.

Такие независимые физические сигналы не являются ортогональными, но при этом занимают перекрывающиеся между собой независимые полосы частот,

В то же время, согласно нашему способу, каждый упомянутый выше ортогональный комплексный сигнал с порядковым номером точно представлен в виде линейной комбинации KM ортогональных комплексных сигналов (где K и М являются целыми числами, значения которых включены в область [1; ∞], k=l, …, K представляет собой индекс ступенчатого изменения связанной частоты и m=l, …, М представляет собой индекс ступенчатого изменения связанной фазы по азимуту.

Результирующий комплексный вектор, образованный LKM ортогональными сигналами, занимает полосу частот ограниченной ширины, BW_RF≤BW₀, (например, BW₀=ƒ₀). Значение последней равняется максимальному значению среди L входных сигналов при =l, …, L, BW_RF=макс.[].

Множество L ортогональных сигналов, сгенерированное согласно изобретению, однозначно характеризует конкретное пространство комплексного алгебраического вектора, представляющее собой линейную комбинацию 3LM скалярных величин (3LKM-D) и 3LKM единичных векторов.

Вследствие этого пространство комплексного вектора, назначенное способом, соответствующим изобретению, представляет собой алгебраическое пространство Гильберта.

Напротив, в пространстве комплексного вектора, сгенерированном согласно изобретению по способу линейного комбинирования 3LKM скалярных величин, 3LKM-D, и 3LKM единичных векторов, постоянно имеется возможность обнаружения всех без исключения L ортогональных комплексных векторов, которые генерируются способом согласно изобретению во взаимно-однозначном соответствии с теми же самыми L физическими сигналами.

Таким образом, изобретение позволяет умножать на L емкость доступной полосы частот. В способе согласно настоящему изобретению устанавливают значение L независимо от доступной полосы частот и центральной частоты.

Наш способ дополнительно позволяет также распределять назначенное ненулевое значение результирующего вектора Пойнтинга вдоль оси распространения. В ином случае соответствующий изобретению способ позволят измерять возможное значение вектора Пойнтинга, если оно отличается от нуля, даже по всей длине оси распространения.

Следует подчеркнуть, что эти характеристики функционирования, которые были бы недостижимы без нашего изобретения, повышают эффективность:

передачи по каналу

распределения памяти

сигнала

отправляемого через соединительный канал

излучаемого в направлении любых природных физических явлений (то есть, атмосферных, климатических или других явлений) с целью создания интерференции, приводящей к надлежащему управляющему действию.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

В технических средствах, предшествовавших нашему изобретению, использовались способы интерферометрии исключительно в привязке к одномерному (1-D) или планарному (2-D) вектору. Например, при распространении электромагнитного поля в такой технике предыдущего поколения используется только аппроксимация реального режима для поперечных электромагнитных (ТЕМ) электрических (ТЕ) и магнитных волн (см. источник [10].

Хорошо известно (см. источники [7] [10] [11]), что при такой аппроксимации в системах предыдущего поколения не удается учитывать ничтожно малые вторые производные по времени от фазы электрического (Е) и магнитного (М) полей, а также квадратичные члены, полученные в при взятии первых производных по времени от фаз как электрического (Е), так и магнитного (М) полей; кроме того, в этих системах не учитываются продольные электромагнитные компоненты самих полей.

В ранее использованных способах - например, в способах, использованных для астрофизических наблюдений за слабым излучением, поступающим от космических тел (см. источники [2], [3] и [13]), можно проследить критические состояния, примеры которых приведены ниже.

Возможно назначение или обнаружение только векторной или скалярной компоненты поперечного поля.

В системах действия на дальнее расстояние теряется большой объем излучаемой энергии (информации), включенной в компоненты продольного орбитального углового момента (ОАМ).

Игнорируются компоненты каждого продольного поля, поэтому возникает двусмысленность определений фазы по азимуту.

Во время обнаружения возникают серьезные деструктивные интерферометрические ошибки. Деструктивное действие усиливается в пропорции к расстоянию распространения, а также к значению L([1], [2] е [3]).

Чувствительность систем действия на дальнее расстояние, а также обнаружение излучений ближнего поля с очень слабыми поперечными компонентами серьезно ограничивается деструктивными ошибками при определении фазы по азимуту с помощью планарного интерферометра.

Ошибки вследствие неоднозначности обнаружения ограничивают пригодность аппроксимаций режима распространения волн.

Значение максимального количества L режима ОАМ серьезно ограничено несинфазностью по азимуту.

Дальнейшее сокращение количества каналов L происходит по причине сильного увеличения дальности - например, в приложениях спутниковой связи.

Значение вектора Пойнтинга, вычисленное вдоль оси продольного распространения, всегда равняется нулю.

Аппроксимация действует только для реального режима ТЕМ, ТЕ или ТМ (источники [1], [2], [3], [10] и [11]);

Как хорошо известно из литературы по физике, способ измерения в поле дальнего действия разительно отличается от способа в поле ближнего действия.

Цель

Цель настоящего изобретения состоит в следующем:

Поиск решений проблем и критических состояний, упомянутых выше.

Повышение качества аппроксимации углового момента (AnM) и орбитального углового момента (ОАМ), соотносимой с наблюдаемыми комплексными модами в привязке к уравнению волнового пучка.

Облегчение инновационных приложений.

Объект

Объектами настоящего изобретения являются способ и/или система, как это указано в приложенных заявлениях об ответственности, являющиеся составной частью данного описания. Настоящее изобретение относится к обработке физических сигналов.

Периодический физический сигнал с порядковым номером (где =1, … L) общего типа представлен в виде периодической комплексной функции Функция описывает естественное или искусственное физическое явление общего типа во временной-пространственной области. Функция определена в Эвклидовом трехмерном (3-D) пространстве. Функция поступает на вход HSCS.

Примерами физических явлений являются атомные излучения, либо распространение акустических, климатических, термодинамических или гравитационных волн - например, волны, поступающей из черной дыры Вселенной или электромагнитной волны - к примеру, поступающей из ранней Вселенной и др. события.

Изложенное ниже следует считать иллюстративными примерами, не подразумевающими ограничений. Во-первых, в описании настоящего изобретения представлена обобщенная алгебраическая модель, которая действительна для любого предложенного конкретного варианта реализации изобретения, и вслед за этим приведена детализация каждого из этих конкретных предложенных вариантов реализации изобретения.

Каждую из подробно описанных ниже моделей реализации изобретения следует считать неотъемлемой частью базовой модели и следует расценивать также в качестве необходимости, характеризующей способ в изобретении.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Отличительные особенности и преимущества нашего изобретения наглядно представлены в подробном описании некоторых вариантов реализации, изображенных на фигурах, описанных ниже.

- Фиг. 1 представляет собой блок-схему принципа работы системы согласно нашему изобретению. Блок-схема относится к варианту реализации изобретения применительно к HSCS, соотносимой с запрашиваемым генерированием и/или обнаружением комплексного векторного пространства.

- На фиг. 2 показаны детали блок-схемы 1 в части реализации конкретных входных интерфейсов ввода/вывода в системе HSCS. Блок-схема относится к варианту реализации изобретения, в котором представлен генератор сигнальной информации и "управляющих данных".

- На фиг. 3 показаны детали схемы принципа работы в части модулятора передатчика ОАМ, показанного на фиг. 1 Блок-схема иллюстрирует вариант реализуемых в изобретении модуляторов с линейной частотной модуляцией и линейной фазовой модуляцией со сдвигом фазы при L=3, K=1 и М=4.

- На фиг. 4 показана деталь фиг. 3. Блок-схема иллюстрирует вариант реализации изобретения, в котором представлен комплексный (I и Q) генератор (например, в конкретном случае с сигналом одиночной боковой полосы (SSB) в качестве несущей), дискретизатор с неполной выборкой (субдискретизатор) и преобразователь, относящийся в конкретном случае к синтезу сигнала, «а": непрерывная линейная частотная модуляция - непрерывная фазовая модуляция.

- На фиг. 5 показана деталь фиг. 3. Блок-схема иллюстрирует вариант реализации изобретения, в котором представлен комплексный (I и Q) генератор (например, в конкретном случае с сигналом одиночной боковой полосы (SSB) в качестве несущей), дискретизатор с неполной выборкой (субдискретизатор) и преобразователь, относящийся в конкретном случае к синтезу Ikm-го сигнала, «b»: ступенчатая линейная частотная модуляция - непрерывная фазовая модуляция.

- На фиг. 6 показана деталь фиг. 3. Блок-схема иллюстрирует вариант реализации изобретения, в котором представлен комплексный (I и Q) генератор (например, в конкретном случае с сигналом одиночной боковой полосы (SSB) в качестве несущей), субдискретизатор и преобразователь, относящийся в конкретном случае к синтезу сигнала, «с": ступенчатая линейная частотная модуляция - ступенчатая фазовая модуляция.

- На фиг. 7 показана деталь фиг. 3. Блок-схема иллюстрирует вариант реализации изобретения, в котором представлен комплексный (I и Q) генератор (например, в конкретном случае с сигналом одиночной боковой полосы (SSB) в качестве несущей), субдискретизатор и преобразователь, относящийся в конкретном случае к синтезу сигнала, «d»: ступенчатая частотная модуляция - ступенчатая фазовая модуляция.

- На фиг. 8 показана деталь фиг. 1. Блок-схема иллюстрирует вариант реализации изобретения, в котором представлены детектор, комплексный, (I и Q) экстрактор, субдискретизатор и выходной интерфейс, при L=3, K=1 и М=4.

- На фиг. 9 показаны детали блок-схемы фиг. 8; вариант реализации относится к сигналу во всех режимах (а, b, с, d). Блок-схема иллюстрирует вариант реализации изобретения, в котором представлены цифровой фазовый детектор (DPD) и экстрактор.

- На фиг. 10 показаны детали блок-схемы интерфейса ввода/вывода конкретной HSCS в определении, принятом в изобретении.

- На фиг. 11 показаны детали фиг. 1. Блок-схема демонстрирует пример реализации изобретения, где представлены детектор аккумулирования энергии 2^го порядка в аналоговой широкой полосе частот и комплексный (I и Q) экстрактор и компрессор с использованием моста на полевых МОП-транзисторах с режимом истощения в специфической конфигурации с накоротко замкнутыми затвором и истоком.

- На фиг. 12 показаны детали фиг. 1. Блок-схема демонстрирует пример реализации изобретения, где представлены детектор аккумулирования энергии 2^го порядка в аналоговой широкой полосе частот и комплексный (I и Q) экстрактор и компрессор с использованием моста на полевых МОП-транзисторах с режимом истощения в специфической конфигурации с замкнутыми накоротко затвором 1 и истоком 2 по схеме Дарлингтона, а также затвором 2 и истоком 1 по аналогичной схеме.

- На фиг. 13 показаны детали фиг. 1. Блок-схема демонстрирует два примера реализации в изобретении, в которых представлены две конфигурации детектора аккумулирования энергии с круговой поляризацией 2^го порядка в широкой аналоговой полосе частот и комплексного (I и Q) экстрактора и компрессора с использованием моста на полевых МОП-транзисторах с режимом истощения в специфической конфигурации с замкнутыми накоротко затвором 1 и истоком 2 по схеме Дарлингтона, а также затвором 2 и истоком 1 по аналогичной схеме.

- На фиг. 14 показаны детали фиг. 1. Блок-схема демонстрирует пример реализации в изобретении, где представлена конфигурация детектора аккумулирования энергии с линейной поляризацией 2^го порядка в широкой аналоговой полосе частот и комплексного (I и Q) экстрактора и компрессора с использованием моста на полевых МОП-транзисторах с режимом истощения в специфической конфигурации с замкнутыми накоротко затвором 1 и истоком 2 по схеме Дарлингтона, а также затвором 2 и истоком 1 по аналогичной схеме.

- На фиг. 15 показаны детали блок-схемы программы на машинном языке Matlab (или другом языке), которая может быть использована для вычисления параметров проекта системы HSCS, как определено в изобретении.

- На фиг. 16 показаны детали фиг. 15. Это упрощенный пример блок-схемы моделирующей системы клиентского уровня на языке Matlab (или другом языке) с круговой поляризацией для проверки параметров проекта в системе HSCS согласно изобретению.

- На фиг. 17 показаны детали фиг. 15. Это упрощенный пример блок-схемы моделирующей системы клиентского уровня на языке Matlab (или другом языке) с линейной поляризацией для проверки параметров проекта в системе HSCS согласно изобретению.

- На фиг. 18 показаны детали фиг. 15. Это упрощенный пример блок-схемы моделирующей системы клиентского уровня для экстрактора и компрессора на языке Matlab (или другом языке) для проверки параметров проекта в системе HSCS согласно изобретению.

ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Соответствующая изобретению система HSCS генерирует 3LKM-D-мерное алгебраическое пространство Гильберта. Оно находится во взаимно-однозначном соответствии с множеством трехмерных (3-D) комплексных векторов, которые определены в системе координат комплексного скалярного декартова (х, у, z) и/или векторного эвклидова пространства.

Ясно, что такие системы пространственных координат соотносятся со скалярным и/или векторным пространством (соответственно).

Класс сигналов в изобретении

Физический сигнал с порядковым номером представляет собой комплексную периодическую функцию которая описывает специфическое изменение во времени физического явления (естественного и искусственного - без разницы).

Электрический сигнал, представляет собой сигнал с выхода обычного преобразователя. Его переменное значение (во временной и/или частотной области) находится во взаимно-однозначном соответствии с переменной, принадлежащей естественному или искусственному физическому явлению

Независимый электрический сигнал общего вида с порядковым номером , который переносит подлежащее обработке информационное (или энергетическое) содержимое, может быть представлен в двух следующих алгебраических формах:

периодическая комплексная функция, причем ее частотой является ƒ_BBI≤ƒ_O и ее полосой частот является а индексом - .

комплексная периодическая функция общего вида. Это составная функция от может иметь две формы представления:

1. Полиномиальная функция, составленная R компонентами (где R является целым числом, находящимся в интервале [1; ∞]). Последовательность сигналов с частотным уплотнением каналов (FDM) - например, каждая r-ая полиномиальная функция (где r=1, …, R) представляет ограниченную независимую полосу частот, которая не перекрывается с другими полосами и которая следует за другой полосой. Результирующей полосой, состоящей из R полос частот полиномиальной функции, является

2. Одиночная промодулированная функция общего вида (любая модуляция - например, цифровая и/или непрерывная, угловая или связанная с амплитудой) с несущей частотой ƒ₀ и обобщенным модулирующим сигналом . Например, в простейшем случае:

Каждая -ая (где =1, …, N) функция электрического сигнала, имеет свою собственную независимую полосу частот Более того:

является комплексной временной функцией (или функцией в частотной области), сгенерированной в варианте реализации изобретения. Ее независимой и ограниченной полосой частот является Ее центральной частотой является ƒ_SI-ƒ_o - В простейшем случае так, что:

представляет собой комплексную функцию, сгенерированную заявленным в изобретении способом Она зависит от и индекса , k и m. Ее независимой и ограниченной полосой частот является, например, . Ее центральной частотой является . В простейшем случае:

Сущность изобретения

Система HSCS составляет линейную комбинацию L назначенных независимых неортогональных функций (или алгебраических скалярных полиномиальных функций), (или ), во взаимно-однозначном соответствии с L функциями пространственных (3-D) ортогональных комплексных векторов. Все ортогональные комплексные векторы, сгенерированные согласно заявленному в изобретении способу, связаны с частотой ƒ₀.

Ортогональные комплексные векторы HSCS (3-D) обозначают в недвусмысленном виде (3-D) комплексное векторное пространство, представляющее собой алгебраическое пространство Гильберта,

Полосой частот, назначенной комплексному векторному пространству, является BW_RF при условии, что каждая из независимых полос частот BB_I функции (или SII_(t)) также является ограниченной.

Каждому -ому ортогональному вектору HSCS, сгенерированному согласно изобретению, приданы одна и та же временная фаза, ƒ₀t, и назначенная -ая (3-D) специфическая сферическая пространственная фаза, .

назначена согласно способу изобретения и не зависит от времени. После активации ƒ₀ фаза принадлежит только относительному значению индекса . В изобретении фаза активируется в составном виде - в виде пары не зависимых от времени планарных фаз.

Фаза по азимуту, значение которой зависит от ϕ, включена в область [0; L2π].

Фаза наклона, значение которой зависит от ƒ₀, включена в область [-(90°-π/2L), (90°-π/2L).

Наоборот, посредством HSCS, соответствующей заявленному в изобретении способу, можно обнаруживать те же самые ортогональные комплексные векторы (фиг. 8) векторного пространства из любого трехмерного (3-D) комплексного векторного пространства.

Соответствующая изобретению система HSCS одновременно или по отдельности извлекает все требуемые 3-D ортогональные комплексные векторы, являющиеся необходимыми и достаточными для воссоздания всех требуемых или .

Принцип действия способа, заявленного в изобретении, основывается на операторе HSCS, который является неотъемлемой частью изобретения, а также характеризующей его особенностью. Согласно заявленному в изобретении способу, HSCS в свою очередь состоит из четырех базовых операторов, описываемых далее.

Операторы преобразования HSCS_LKM

Оператор преобразования, обозначенный как HSCS_LKM (см. блок 12000 на фиг. 1), является неотъемлемой, а также характеристической составной частью изобретения. Это линейный оператор. Он определяется линейной комбинацией всех HSCS_LKM представлен в виде линейной комбинации комплексных ортогональных векторов 3LKM. Каждый вектор является в свою очередь линейной комбинацией единичных векторов 3LKM. В изобретении коэффициент C_LMSlkm назначается LKM. Каждый C_LMSlkm вычисляется (например, посредством кода машинного языка Matlab) в соответствии с конкретным приложением и значением индекса , k и m (компрессией/декомпрессией полосы частот и данных и/или канализированием/извлечением информации или энергии и др.). Скалярным выражением HSCS_LM является:

Операторы преобразователя G_e(λ₀)

Заявленный в изобретении преобразователь определяется назначенной ему передаточной функцией G_e(λ₀).

G_e(λ₀) преобразует выходной сигнал HSCS_LM в физический сигнал (см. блок 13000 на фиг. 1). HSCS использует G_e(λ₀) для генерации поля, соотнесенного с заявленным в изобретении комплексным векторным пространством. Реализация функции зависит от конкретного применения изобретения. Например, в приложениях электромагнитных волн функция G_e(λ₀) представляет собой передаточную функцию антенны передатчика.

Операторы датчика G_c(λ₀)

Заявленный в изобретении оператор датчика определяется назначенной ему передаточной функцией G_c(λ₀).

G_c(λ₀) преобразует физический сигнал в конкретный электрический сигнал (см. блок 15000 на фиг. 1).

Как правило, G_c(λ₀) является функцией, обратной G_c(λ₀), либо во многих других приложениях возможно неравенство G_c(λ₀)≠1/G_e(λ₀) Реализация функции зависит от конкретного применения изобретения. HSCS использует G_c(λ₀) для обнаружения одновременно или по отдельности всех ортогональных комплексных векторов LKM, связанных с ƒ₀.

Операторы обратного преобразования HSCS_LKM^-1

Оператор обратного преобразования HSCS_L^-1 (см. блок 16000 на фиг. 1) является неотъемлемой, а также характеристической составной частью изобретения. Это линейный оператор. Он определяется линейной комбинацией, обратной по отношению к комбинации оператора HSCS_LM. HSCS_LM^-1 позволяет одновременно или по отдельности извлекать все ортогональные комплексные векторы LKM, которые связаны с ƒ₀.

HSCS_LKM^-1 в рамках изобретения воссоздает все L запрашиваемых независимых функций или .

Поэтому HSCS в рамках изобретения составлена двумя различными компонентами, рассматриваемыми в виде двух различных подсистем:

1. Передатчик:

связанная с процессом оператора линейного преобразования HSCS_LM и оператора преобразователя G_e(λ₀). Подсистема генерирует комплексное векторное пространство (пространство Гильберта) и запрашиваемое связанное комплексное поле. Подсистема характеризуется матрицей скалярных коэффициентов 3LKM×3LKM комплекса векторов. Комплексная матрица, составленная согласно заявленному в изобретении способу, например, в случае электромагнитной волны описывает распределение амплитуд составных элементов комплексного скалярного поля, которое соответствует волновому уравнению в параксиальной аппроксимации (см. источник [10]).

2. Коллектор:

связанный с оператором датчика G_e(λ₀) и линейным обратным преобразованием HSCS_LM^-1. Подсистема обнаруживает и извлекает комплексный ортогональный вектор, связанный с ƒ₀. Подсистема характеризуется матрицей 3LKM×3LKM скалярных коэффициентов комплекса векторов. Матрица подсистемы, составленная согласно заявленному в изобретении способу, является обратной по отношению к первой матрице, указанной выше.

Результирующая пространственная фаза ОАМ

Результирующая пространственная фаза ОАМ, полученная посредством назначенного в изобретении комплексного векторного 3LKM-мерного пространства, обозначается следующим образом:

После активации ƒ₀ соответствующая изобретению фаза ψ_LM(Lf₀; Lϕ) принадлежит к значениям параметров L, K и М, которые назначены заявленным в изобретении способом. ψ_LM(Lf₀; Lϕ) не изменяется во времени и назначается заявленным в изобретении способом.

Фаза -ой гармоники

Соответствующей изобретению фазой -ой гармоники является:

Относительная несущая частота -го типа волн ОАМ

Относительная несущая частота -го типа волн ОАМ генерируется заявленным в изобретении способом. Она соотносится с основной частотой ƒ₀=2πω₀. Она зависит от ƒ₀ и индекса конкретного варианта применения. Например, ее выражением в простейшем случае является:

Кроме того, согласно заявленному в изобретении способу получаются следующие результаты:

-ая фаза азимутального излучения: и

-ая фаза наклонного излучения: ; и канальный индекс:

Окружающая среда разработки изобретения

Здесь рассматриваются три из возможных окружающих сред разработки изобретения. Они указаны ниже в качестве иллюстрации, не подразумевающей ограничений и не исключающей любые другие окружающие среды:

1. Физическая среда: естественная или неестественная (искусственная) и/или синтетическая (электроника и/или механика и др.).

2. Теоретическая числовая среда.

3. Теоретическая алгебраическая среда.

Модальность исполнения

Модальностями исполнения изобретения являются:

Комплектная система, HSCS (см. фиг. 1);

Одиночная независимая подсистема, одна из двух отдельно от другой:

Передатчик: [HSCS_LKM G_e(λ₀)] (см. фиг. 3);

Коллектор: [G_c(λ₀)] HSCS_LKM^-1] (см. фиг. 8).

Типология исполнения

Рассматриваются пять возможных типологий исполнения. Каждую из них следует рассматривать в качестве неотъемлемой составной части изобретения.

Типологии различают по их специфическому уровню сложности исполнения. В соответствующем изобретению способе реализуется каждая из типологий с использованием в каждой из них другой архитектуры HSCS. Каждая типология обеспечивает отличный от других коэффициент увеличения соответствующего запаса по фазовой погрешности. Данный коэффициент запаса по фазовой погрешности обратно пропорционален конкретному уровню сложности исполнения. Все они являются полностью реализуемыми и перечислены ниже.

a. Непрерывный линейная частотная модуляция (ЛЧМ) и непрерывная фазовая модуляция (ФМ). Уровень сложности реализации данной типологии высокий. Она действительна в любом состоянии, особенно пригодна в упомянутых приложениях теоретических алгебраических сред.

b. Ступенчатая ЛЧМ и непрерывная ФМ. Уровень сложности реализации данной типологии превышает средний уровень. Она действительна в любом состоянии, особенно пригодна в упомянутых приложениях теоретических числовых сред.

c. Ступенчатая ЛЧМ и ступенчатая ФМ. Уровень сложности реализации данной типологии является оптимальным. Она действительна в любом состоянии, особенно пригодна в упомянутых приложениях естественных физических сред.

d. Ступенчатая ЧМ и ступенчатая ФМ. Уровень сложности реализации данной типологии низкий. Она действительна в любом состоянии, особенно пригодна в упомянутых приложениях физических сред.

e. Аналоговая широкая полоса частот. Уровень сложности реализации данной типологии низкий. Она действительна в любом состоянии, особенно пригодна в упомянутых приложениях физических сред, а также в приложениях переноса мощности и аккумулирования энергии и измерений.

В способе, заявленном в изобретении, используется только одна функциональная схема (см. фиг. 1) для реализации любой из четырех указанных выше типологий. В способе, заявленном в изобретении, схема состоит из семи эквивалентных функциональных блоков. Выходы одного блока являются входами следующего за ним блока. Каждый функциональный блок, определенный заявленным в изобретении способом, будет подробно рассмотрен согласно требуемой типологии конкретного варианта применения.

Общее описание реализации изобретения

Как показано на чертежах, в соответствии с настоящим изобретением предложен способ канализирования и передачи множества периодических независимых физических сигналов, представленных посредством комплексных функций во временной области t, где L является целым числом, находящимся в интервале [1; ∞], и =1, … L, причем каждый из указанных физических сигналов занимает независимую полосу частот например Некоторые из таких независимых сигналов представляют собой, например, электрические сигналы, электромеханические сигналы, цифровые сигналы, аналоговые сигналы, механические колебания, ударные волны и/или оптические сигналы. Начиная с этих независимых сигналов, в способе согласно настоящему изобретению генерируют одиночный комплексный сигнал, являющийся результирующим сигналом, состоящим из L ортогональных компонент. Каждая -ая из этих ортогональных компонент находится во взаимно-однозначном соответствии с соответствующей функцией Одиночный комплексный сигнал коррелирован на частоте ƒ₀ и занимает одиночную полосу частот, равную , максимально широкой полосе частот среди указанных полос частот В способе согласно настоящему изобретению выполняют следующие этапы:

A. осуществление сбора (11000) физических сигналов и их преобразование (11000) в электрические сигналы посредством одного или более преобразователей;

B. извлечение (11000), из каждого электрического сигнала, полученного на этапе А, необходимого информационного контента в виде модулирующей функции ;

C. выполнение (1100) преобразования Фурье в отношении модулирующей функции для получения модулирующей функции ;

D. генерирование (12100), для каждой модулирующей функции соответствующего периодического цифрового сигнала имеющего несущую частоту ƒ₀ и модулирующую функцию

E. генерирование (12100), для каждого периодического цифрового сигнала пары сигналов в квадратурном соотношении;

F. генерирование (12100) для каждой пары сигналов в квадратурном соотношении, полученной на этапе Е, K*М пар сигналов где K и М являются целыми числами, находящимися в интервале [1; ∞], и k=, …, K, а также m=, …, М, причем пара сигналов сгенерирована в процессе следующий этапов, выполняемых последовательно в любой очередности или одновременно:

выполнение KM операций линейной частотной модуляции, каждая из которых характеризуется соответствующим приращением частоты с переменным k, во временном интервале ΔТ=Т₀ на токтовой частоте, равной ƒ_СК≥2LKMƒ₀;

выполнение KM операций линейной фазовой модуляции, причем каждая из K*М операций линейной фазовой модуляции характеризуется соответствующим приращением фазы с переменным k и m, на тактовой частоте, равной, например, ƒ_СК≥2LKMƒ₀,

G. осуществление субдискретизации (12200) указанной пары сигналов на частоте ƒ₀ для получения пары канализированных сигналов которые по конструкции имеют пространственную фазу (3-D), ортогональную по отношению к каждой из других (L*K*M-1) пар сигналов, и которые связаны с несущей частотой ƒ₀;

H. суммирование векторов (12200) всех L*K*M пар ортогональных компонент для получения пары LKM-мерных сигналов занимающих полосу частот BW_RF≤ƒ₀;

I. осуществление отправки LKM-мерного сигнала к передатчику-преобразователю сигналов (13000), который настроен на несущую частоту ƒ₀ и который выполняет любую поляризацию.

Согласно настоящему изобретению, этап Н может быть выполнен посредством простого узла сбора всех ортогональных сигналов, полученных на этапе G.

Согласно настоящему изобретению, этапы Е и F могут быть поменяны местами.

Согласно настоящему изобретению, допускается одновременное выполнение этапа Е и/или этапа F, и/или этапа G, и/или этапа Н, и/или этапа I.

Согласно настоящему изобретению, преобразователь на этапе I может представлять собой устройство передачи сигналов с единичной передаточной функцией (например, кабельный разъем).

Согласно настоящему изобретению, дополнительно предложен способ извлечения множества периодических физических сигналов, представленных посредством комплексных функций во временной области t, где =1, … L, a L представляет собой целое число, находящееся в интервале [1; ∞], причем каждый из указанных физических сигналов занимает независимую полосу частот (например, таких сигналов, как электрические сигналы, электромагнитные сигналы, цифровые сигналы, механические колебания, ударные волны, оптические сигналы.

Извлечение начинается с одиночного сигнала, связанного с частотой ƒ₀ и занимающего полосу частот, ширина которой равна максимально широкой полосе частот среди полос частот , BW_RF=max[], при этом выполняют следующие этапы:

J. обнаружение (15000), посредством датчика, настроенного на частоту ƒ₀ и выполняющего любую поляризацию, указанного комплексного одиночного сигнала для получения PP⁰(jω)=HSCS_LM;

K. воздействие (16100) комплексным коррелятором на частоте ƒ₀, при тактовой частоте ƒ_CK, на сигнал, обнаруженный датчиком, для получения lkm- пары сигналов,

L. выполнение (16200), для каждого из значений или одиночного значения =, … L, KM совпадающих во времени операций свертки с тактовой частотой ƒ_СК, каждой пары сигналов , причем KM операций свертки настроены на выборку KM соответствующих операций ЛЧМ со сдвигом частоты и задержкой фазы по азимуту в интервале Т₀ от указанной пары сигналов для получения соответствующих пар сигналов с k=1, … K и m=1, … М для каждого ;

М. суммирование (16200) KM компонент каждого значения , PP(jω), для получения всех независимых модулирующих функций m(jω) из указанного одиночного сигнала с изменяющимся ;

N. выполнение обратного преобразования Фурье (16100) в отношении модулирующей функции для получения соответствующих модулирующих функций

О. при необходимости, преобразование (17000) модулирующей функции в посредством одного или более преобразователей.

Согласно настоящему изобретению, указанным единственным сигналом может являться также сигнал, выдаваемый передатчиком-преобразователем (13000) сигналов, настроенным на ƒ₀, в соответствии с любым из пунктов 1-5 приложенной формулы изобретения.

Согласно настоящему изобретению, поляризация на этапе I может также совпадать с поляризацией на этапе J или может отличаться от нее.

Согласно аспекту изобретения, на этапе F и/или соответственно на этапе L значение М и/или K, и/или L является бесконечным, при этом получаются бесконечные компоненты линейной частотной модуляции и линейной фазовой модуляции, а суммирование заменено операцией интегрирования.

Согласно аспекту изобретения, стартовая группа периодических физических сигналов подразделяется на множество периодических физических сигналов, причем к каждому элементу множества применяются этапы способа.

Согласно аспекту изобретения, предусмотрена компьютерная программа, содержащая кодовые инструменты, настроенные таким образом, чтобы в процессе работы указанного компьютера выполнялись этапы В-Н и/или K-N согласно способу по любому из предыдущих пунктов формулы.

Согласно аспекту изобретения, предложена система 10000 для канализирования и/или извлечения множества физических сигналов, содержащая:

- устройства сбора 11000 совокупности исходных физических сигналов;

- один или более преобразователей 11000 для преобразования исходных физических сигналов в электрические сигналы;

- компьютеризированная подсистема 12000 для обработки указанных электрических сигналов в соответствии с этапами В…Н способа согласно любому из пунктов 1…5 формулы изобретения для получения одного или более результирующих электрических сигналов;

- один или более преобразователей 13000 для преобразования указанных результирующих электрических сигналов в результирующие физические сигналы;

- передающие устройства 13000 для передачи указанных одного или более результирующих физических сигналов;

и/или

- датчики 15000 для сбора указанных одного или более результирующих физических сигналов;

- один или более преобразователей 15000 для преобразования физических сигналов в электрические сигналы;

- компьютеризированная подсистема 16000 для обработки указанных электрических сигналов согласно этапам K-N способа, заявленного в изобретении, с получением одного или более электрических сигналов;

- один или более преобразователей 17000 для получения указанных исходных физических сигналов на основе указанных электрических сигналов.

Описание реализации обобщенной алгебраической модели согласно изобретению

Приведенный далее пример реализации может быть применен в самом общем случае (то есть, во всех ранее описанных случаях а, b, с, d, е). Такой вариант реализации изобретения особенно хорошо подходит для более сложного случая с теоретическим алгебраическим непрерывным спектром (непрерывная ЛЧМ - непрерывная фазовая модуляция, уже упомянутая в качестве случая "а").

По существу, для реализации данного варианта требуется повышенная точность технологических процессов и более высокий технологический уровень повторных итераций по сравнению с четырьмя другими случаями (b, с, d и е) в соответствии с запрашиваемой степенью аппроксимации.

По окончании фиксации следующих значений:

- ƒ₀;

- , -ой несущей (например, в простейшем случае: при

- L, количество компонент

- LKM, шаги приращения фазы [например, в простейшем случае с K=1, значения шагов приращения фазы изменяются от 0 до ± L2π (азимут), от 0 до ±(π/2-π/2L) (наклон)], назначаются относящиеся к проекту пространственные коэффициенты и параметры согласно изобретению с дополнительным использованием, например, упомянутого выше кода языка Matlab в качестве инструмента программирования, описываемого далее.

Входной интерфейс 11000 (фиг. 1)

Обратимся к функциональной блок-схеме на фиг. 2, где представлен пример исполнения части системы 10000 в соответствии с изобретением.

Групповой сигнал или в альтернативном варианте поступает на вход стандартного интерфейса 11001. После пропускания через полифазный фильтр устранения эффектов от наложения спектров в блоке 11002 сигнал пересылается к дискретизатору (блок 11003), которым может являться стандартный преобразователь цифрового последовательного формата в цифровой формат либо аналогового формата в цифровой формат на частоте ƒ=ƒ_CK. Значение частоты в примере было установлено равным ƒ_CK≥2LKMƒ₀. Выходной сигнал блока 11003 дискретизируется и по ситуации подходящим способом демодулируется посредством блока 11004. Выходной сигнал блока 11004 поступает на вход выборочно используемой ступени 11005. Выходной сигнал ступени 11005, соответствующий комплексному вектору дискретизированный на частоте ƒ_CK, представляет собой выходной сигнал данной фазы процесса согласно настоящему изобретению.

В качестве опции данный выходной сигнал может быть дополнительно обработан на ступени быстрого преобразования Фурье (FFT) 11006 для извлечения данных, относящихся к частотному спектру сообщения Целью данного выборочно используемого процесса является генерирование управляющих данных для последовательной пересылки к стандартному контроллеру блока 11007.

Контроллер 11007 придает "регистровым управляющим данным" надлежащий цифровой формат. Каждые конкретные «регистровые управляющие данные" подходящим способом пересылаются связанному регистру последующей ступени (блок 12108 на фиг. 4).

Экспандер - генератор комплексного сигнала (I & Q) 12100 (фиг. 1)

Системный генератор исполнен в данном случае в виде набора L*K*M генераторных устройств прямого цифрового синтеза (D.D.S.) (см. блок-схему варианта исполнения на фиг. 3, где L=3, K=1, L=4).

Фиг. 4 представляет собой конкретную детализацию построения одиночного DDS-генератора.

"Регистровые управляющие данные" с порядковым номером относящиеся к сигналу полученному на выходе блока 11007 (см. фиг. 2), поступают в регистр 12108 (см. фи. 4), выделенный несущему сигналу, причем конкретная информация (например, "дельта-фаза SSB») в соответствующем DDS содержит индексы , k и m. "Регистровые управляющие данные" с порядковым номером запрашиваются для синтезирования цифровым способом несущего сигнала с назначенной частотой Каждый из генераторов 12100 (см. фиг. 3) исполнен в виде D.D.S. и показан на фиг. 4. Управляющие данные с порядковым номером , соответствующие сигналу , поступающему от входного интерфейса и поступающие в соответствующую изобретению систему HSCS, имеют большое значение для синтезирования цифровым способом сигнала имеющего несущую ƒ₀, и , выполняющего модуляцию любым подходящим способом, требуемым согласно конкретному варианту применения изобретения (в данном примере рассматривается одиночная боковая полоса, SSB).

«Регистровые управляющие данные», в качестве которых обозначена конкретная информация «дельта-фазы SSB», назначенная согласно изобретению и содержащаяся в блоке 12108, поступает в объединяющее устройство (блок 12110 на фиг. 4). Поэтому блок 12110 обеспечивает данные, относящиеся к моментальному значению приращения фазы подлежащие пересылке в блок 12111, являющийся фазовым аккумулятором. Выходные данные блока 12111 поступают в блок 12113, который включает в себя алгебраическую структуру (таблицу просмотра), от которой исходит отправка пары I и Q (см. фиг. 4) цифрового прямого синтезирования сигнала SSB, связанного с .

Далее каждый элемент пары I & Q автоматически коррелируется посредством первой ступени резонатора 12114, содержащей умножитель, настроенный на ƒ_RF в качестве алгебраической модели. Данный настроенный умножитель образован парой синхронных цифровых резонаторов, соединенных параллельно между собой и связанных с f₀ (по меньшей мере, в отношении небольшой фазовой погрешности ε, пропорциональной ωBB_L/ω0. Эти синхронные цифровые резонаторы работают одновременно, в одних и тех же временных и угловых состояниях и в привязке к одному и тому же сигналу .

Две пары I и Q, исходящие от блока 12114, представлены соответственно двумя синхронизированными полиномиальными выражениями. Эти синхронизированные полиномиальные выражения идентифицируют бесконечное число продуктов одновременной взаимной модуляции, относящихся к одной и той же типовой одиночной несущей частоте (имеющей небольшую пропорциональную фазовую погрешность, меньшую по сравнению с соответствующей . Две пары I и Q поступают на вторую "резонирующую" ступень 12115. В данной второй "резонирующей" ступени 12115 имеется алгебраическая модель умножителя. Внутри ступени 12115 каждая из совпадающих по времени компонент связана с каждой из двух входных последовательностей; она модулируется посредством каждой из идентичных и совпадающих по времени компонент другой имеющейся здесь последовательности.

Пара I и Q, выведенная из блока 12115, поступает в цифровой фильтр нижних частот FIR 12116, имеющий Фильтр нижних частот FIR 12116 отвечает за подавление гармоник, имеющих частоту которая типична для -ой пары последовательности I и Q.

Комплексный субдискретизатор 12200 (фиг. 1)

Компоненты пары (I and Q) выходной последовательности блока 12216 (см. фиг. 4), суммируются и дискретизируются с неполной выборкой с помощью последовательности из двух каскадно включенных блоков:

сумматора, который выполняет сложение векторов (блок 12217) всех пар LKM, исходящих из фильтров (блок 12216) в 3-D комплексном пространстве;

цифрового умножителя (или смесителя) ƒ₀, который использует комплексную корреляцию на основе ƒ₀ для назначения полярности выходному сигналу блока 12216. В зависимости от поляризации, подлежащей назначению, поляризация может быть исполнена двумя разными способами.

1. Цилиндрическая структура, имеющая круговую или даже эллиптическую поляризацию (с типовыми комплексными расходящимися колебаниями).

Здесь блок 12218, сдвоенный смеситель комплексного сигнала (один смеситель cos>ƒ₀t, и другой sinƒ₀t) генерирует два квадратурных выходных сигнала для каждой пары I и Q. Эти выходные пары сигналов сгенерированы с обычной комплексной вертикальной и горизонтальной поляризацией, обозначаемой в виде x^VI и x^HI (для I) и в виде x^VQ и x^HQ (для Q), причем каждая соответственно с несущей cosƒ₀t или sinƒ₀t.

Объединяющее устройство (блок 12219) включено далее по каскадной схеме и раздельно выполняет две операции сложения векторов в 3-D пространстве. Из вышеизложенного следует, что эти два результирующих вектора (соответственно обозначенные V и Н) оба связаны с несущей частотой ƒ₀, и каждый из них находится в квадратурном (со сдвигом на 90 градусов) соотношении с другим.

Один вектор (V) имеет формулу: x^VI+x^VQ

Другой (Н) имеет формулу: x^HI+x^HQ

2. Линейная поляризация (с типовым комплексным типом волн, отличающимся от типа поперечных электромагнитных волн (ТЕМ)).

В данном случае каждая из всех пар LKM, исходящих из предыдущей ступени 12217, пересылается в блок 12220. Здесь компоненты LKM в первую очередь связаны соответствующим образом с частотой ƒ₀ посредством двух комплексных смесителей квадратурных цифровых сигналов (одного cosƒ₀t, и другого sinƒ₀t). Соответствующие выходные компоненты двух смесителей являются здесь синфазными. Поскольку они к тому же являются ортогональными, здесь они суммируются между собой и связываются с частотой ƒ₀.

В варианте исполнения данная задача выполняется блоком 13023 (см. фиг. 1). В системе электромагнитной передачи, формирующей поле линейной поляризации, такая задача, например, выполняется простой антенной с настройкой на λ₀. В таком случае ступень 12220 опускают, и она не участвует в процессе, заявленном в изобретении. Кроме того, блок 12217 может быть просто реализован путем отправки каждой из выходных комбинаций блока 12116 (каждая из них ортогональна относительно другой) напрямую на входы ступени 12218 или 12220: далее ступень 12117 становится чисто функциональным символом.

В варианте исполнения каждая из выходных компонент LKM, исходящих из блоков 12119 или 12120, поступает в цифро-аналоговый преобразователь (12221) (требуется при необходимости генерации аналогового поля). Выход блока 12221 является входом блока 12222, фильтра нижних частот или полосового фильтра (также не обязательного для использования). В рассмотренном здесь примере им является полосовой фильтр BW_HSCS=BW_RF, отвечающий за пропускание каждой ортогональной компоненты, перекрывающейся в полосе BW₀

Передатчик - преобразователь 13000 (фиг. 1)

Для упрощения здесь в наиболее общем случае представлен оператор, который в зависимости от любой поляризации (линейной, круговой и даже эллиптической), назначенной на предыдущей ступени, генерирует алгебраическое поле в зависимости от операций вывода каждой пары I и Q от предшествующих ступеней 12119 или 12120 (см. фиг. 3-4).

Сигнал с выхода блока 12222 поступает в блок 13023. Данный блок обеспечивает передаточную функцию, равную ранее описанной G_e(λ₀).

По существу, преобразователь не является обязательным для использования: в простейших случаях, например, при передаче данных по сети передачи данных (проводной) можно не использовать преобразователь. Эквивалент получают путем задания передаточных функций равными единице (G_e(λ₀)=G_c(λ₀)=1).

Поле 14000 (фиг. 1)

Выходной комбинацией блока 13023 является алгебраическое выражение, отображающее поле, которое занимает полосу шириной BW₀, выделенную посредством HSCS_LKM, в бесконечном комплексном 3-D пространстве.

В качестве варианта выходной сигнал из блока 13023 (см. фиг. 1) поступает в объединяющее устройство (см. блок 14024 на фиг. 1). Блок 13023 выполняет суммирование поля, сгенерированного HSCS_LKM, и всех векторных элементов, принадлежащих другим комплексным векторным пространствам - то есть, со всеми возможными алгебраическими элементами, находящимися внутри и за пределами полосы частот BW₀ и существующими в одном и том же комплексном бесконечном 3-D пространстве.

Коллекторный датчик 15000 (см. фиг. 1)

Данный коллекторный датчик выполняет функции, обратные функциям преобразователя (блока 13000), и функционирует при этом как датчик (блок 15025 на фиг. 1). Он реализован в варианте, соответствующем поляризации поля, и характеризуется передаточной функцией G_c(λ₀), которая описана ранее. Он обнаруживает каждый из LKM 3-D ортогональных векторов комплексного векторного пространства, назначенных посредством HSCS_LM, вместе с любым другим сигналом другого векторного пространства, имеющимся на его входе, и связывает их с частотой ƒ₀.

Все эти комплексные 3-D типы волн занимают одну и ту же назначенную ширину полосы BW₀, определяемую частотами, входящими в интервал (например, здесь ƒ=[(ƒ₀-ƒ_BW0), ƒ₀]), и все связаны с ƒ₀.

Датчик, как и указанный выше преобразователь, по существу не является обязательным для использования. По существу, в простейшем случае передачи простых данных по сети передачи данных (например, проводной сети) датчик не требуется. Это то же самое, что приравнивание передаточных функций датчика и преобразователя единице (G_e(λ₀)=G_c(λ₀)=1).

Экстрактор комплексных типов волн 16000 (фиг. 1), HSCS_LM^-1

Здесь активированные L типов волн HSCS_LM извлекаются (по отдельности или одновременно согласно вариантам реализации изобретения) из любой точки поля и в каждый момент t. Каждая -ая линейная комбинация может быть непрерывной или дискретной в зависимости от вариантов применения. Каждая -ая линейная комбинация представлена алгебраическим выражением комплексного периодического вектора, связанным с ω₀, и составлена 3LKM ортогональными векторами, имеющими 3LKM единичных векторов. Далее описывается вариант реализации изобретения, иллюстрируемый фигурами 1, 8 и 9.

В варианте исполнения соответствующий фильтр (блок 16126 на фиг. 8) выбирает компоненты, поступающие от блока 15025 (см. фиг. 1 или 8). Данный фильтр выбирает частоты, включенные в область полосы частот, Δƒ=[(ƒ₀-ƒ_BW0), f₀], в случае, когда предметом интереса является одиночный -ый тип волн.

В случае, когда предметом интереса являются совместно все L типы волн, дополнительно используется фильтр нижних частот для выбора частот, содержащихся в интервале [0, Lƒ₀]. Он не требуется и может быть опущен в случае пересылки данных по цифровой сети передачи данных.

Выходной сигнал блока 16126 (см. фиг. 8) далее преобразуется в цифровой сигнал посредством одиночного широкополосного дискретизатора (блок 16127 на фиг. 8), имеющего требуемую тактовую частоту (в данном примере ƒ_CK≥2LKMƒ₀). Данная ступень используется выборочно и подключается только при наличии аналогового входа.

Далее от данной ступени посылаются дискретные выборки к ступени 16128 (см. фиг. 8 и 9), представляющей собой смеситель комплексного сигнала (I и Q). Цифровой фазовый детектор (DPD) 16128 (см. фиг. 8 или фиг. 9 (обнаруживает фазу каждой из выборок входного сигнала LKM, имеющих частоту ƒ_СK (или в качестве дополнительного варианта ƒ₀). DPD переносит каждую выборку к соответствующей центральной частоте Фазовая погрешность DPD равняется ε такому малому значению (программируемому), которое запрашивается и пропорционально соответствующему соотношению

Выходной сигнал (I и Q) посылается полифазному банку фильтров LKM. Каждый фильтр LKM состоит из трех каскадно включенных ступеней и работает на тактовой частоте ƒ_СК.

Блок 16229 (см. фиг. 9) выполняет функцию надлежащего прореживания сигнала на его каждой компоненте;

Ступень 16230, которая вносит специфическую дискретно регулируемую задержку фазы по азимуту на каждом ортогональном сигнале.

Блок 16231 осуществляет сжатие сигнала линейной частотной модуляции с назначенным наклоном и определенной импульсной характеристикой.

Два последних каскадно включенных блока (16230 и 16231) совместно реализуют функцию свертки (согласованного фильтра), которая выбирает каждую компоненту из числа ортогональных LKM компонент. Очередность следования этих ступеней может быть произвольным образом изменена.

Банк LKM полифазных фильтров может быть реализован путем слияния ступеней 16229, 16230 и 16231 в одиночном прореживании - компрессорный банк состоит из одного полифазного фильтра, который совместно обрабатывает сигналы LKM типов волн (всех или некоторых из них).

Выходные сигналы блока 16231 далее объединяются посредством L объединяющих устройств 16232 (в варианте исполнения - только одно устройство), группирующих сигналы удобным образом на основе соответствующих индексов , k и m. Каждое объединяющее устройство суммирует соответствующие КМ выходных сигналов, имеющих индекс , для восстановления -ого сигнала , используемого в качестве входного сигнала ступении 16233. Ступень 16233 представляет собой блок, выполняющий быстрое преобразование Фурье (FFT) В данном примере (фиг. 9) все L в итоге восстанавливаются (по отдельности или одновременно) в запрашиваемом цифровом формате.

L объединяющих устройств ступеней 16232 могут быть интегрированы с FFT-банком для практической реализации единого блока.

Выходной интерфейс 17000 (см. фиг. 1)

Выходной интерфейс 17000 выполняет преобразование на частоте ƒ_CK, с помощью процесса, совпадающего с тем, который описан выше для блоков 11000 (см. фиг. 1).

Запрашиваемые L выходных сигналов (в варианте исполнения - один выходной сигнал), поступающие от блока 16233, пересылаются к ступени 17034 (см. фиг. 10). Здесь они преобразуются к требуемому правильному стандартному формату. В рассматриваемом случае с целью упрощения помещен на свое место дополнительный модулятор 17034, за которым включен по каскадной схеме цифро-аналоговый преобразователь (блок 17035).

Далее следует соответствующий блок 17137.

Выходы блока 17137 (см. фиг. 10) являются восстановительными для выражений , являющихся входными для устройства HSCS, предмета изобретения (см. фиг. 1 или фиг. 2.)

Вариант со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной фазовой манипуляцией: подробное описание варианта реализации

Входной интерфейс 11000 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. детализацию блоков 11001-11007 на фиг. 2) полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ.

Генератор комплексных сигналов (I и Q) - экспандер 12100 (фиг. 1)

Системный генератор исполнен в данном случае в виде набора L*K*M генераторных устройств D.D.S.. (см. блок-схему варианта исполнения на фиг. 3, где L=3, K=1, L=4).

Фиг. 5 представляет собой конкретную детализацию построения одиночного элементарного генератора DDS.

«регистровые управляющие данные", относящиеся к каждому -ому выходному сигналу блока 11007 (см. фиг. 2), одновременно поступают в регистры 12108 и 12109 (см. фиг. 5) соответствующего DDS, имеющие индексы , k и m. В качестве альтернативы возможна прямая подача управляющих данных генератора в качестве входных данных регистров генератора без прохождения через блок интерфейса.

Каждый из генераторов 12100 (см. фиг. 3) исполнен в виде D.D.S. и показан на фиг. 5. -ые управляющие данные, соответствующие сигналу , поступающему от входного интерфейса, поступающие в соответствующую изобретению систему HSCS, имеют большое значение для синтезирования цифровым способом сигнала с назначенной частотой составлен несущей ƒ₀ и модулирующим сигналом с выполнением любой подходящей требуемой модуляции в соответствии с конкретным вариантом применения изобретения. В данном примере несущая сгенерирована в виде сигнала одиночной боковой полосы, SSB.

«регистровые управляющие данные» со специфической информацией о несущей (например, в данном случае "дельта-фаза SSB"), назначенные согласно изобретению, накапливаются блоком сбора данных 12108.

"регистровые управляющие данные" со специфической информацией «дельта-фаза ЛЧМ», назначенные согласно изобретению, накапливаются блоком сбора данных 12109. «Регистровые управляющие данные» используются для синтезирования сигнала ЛЧМ в рамках DDS согласно изобретению.

Каждый сигнал ЛЧМ связан с ƒ₀ и сформирован посредством несущей , имеющей частоту ƒ_RF, определенную согласно изобретению для периода Т=Т₀.

На ступени 12109 задаются следующие значения:

наклон

начальная фаза ϕ_потери=0

Данная линейная частотная модуляция вызывает для линейный сдвиг частоты

Значение устанавливается посредством заявленного в изобретении способа для HSCS и, например, вычисляется с помощью программы на машинном языке MatLab.

Согласно изобретению, реализуется весь процесс прямого цифрового синтезирования, формирующий тактовую частоту f_CK, одинаковую частоту всех LKM выражений системы HSCS,

Выходные сигналы ступеней 12108 и 12109 поступают в объединяющее устройство (см. ступень 12110 на фиг. 5).

Выходные данные блока 12110, суммированные между собой, пересылаются блоку, который согласно изобретению является фазовым аккумулятором.

При этом на основе данных, предоставленных ступенями 12108 и 12109, каждый фазовый аккумулятор 12111 выдает значение приращения фазы, подлежащее пересылке блоку 12113, являющемуся «просмотровой таблицей».

Для каждого тактового импульса ступень 12113 синтезирует пару цифровой выборки, вещественную часть I и ортогональную мнимую часть Q, назначенной комплексной периодической функции.

Следует заметить, что номером входного бита аккумулятора является N (где N выбирается подходящим образом с целью обеспечить разрешающую способность на основе назначенной частоты).

В свою очередь, ступень 12111 имеет номер бита данных = P≤N в качестве номера выходного бита.

Пара, связанная с выходным цифровым сигналом блока 12113, поступаете блок 12115.

Блок 12115 представляет собой модулятор ЛФМ, который формирует пару I и Q, связанную c ƒ₀.

пара является компонентой вспомогательного типа волн, имеющей 3LKM единичных векторов последовательности.

Ступень 12115 выполняет функции умножителя алгебраической модели, настроенного на ƒ_RF. Каждый элемент пары I & Q автоматически коррелирован посредством ступени резонирования 12115. На ступени 12115 каждая из двух идентичных точных копий каждой пары I & Q, поступающих на две входные ступени, модулируется посредством другой параллельной копии.

Пара I и Q, выведенная из блока 12115, поступает в цифровой фильтр нижних частот FIR 12116. Например, фильтр с отвечает за подавление гармоник, имеющих частоту являющуюся типичной для пары -ой последовательности I и Q.

Выходной сигнал блока 12115 представляет собой результат прямого синтеза, линейно промодулированный как по фазе (с линейным сдвигом), так и по частоте (ЛЧМ). сгенерированный согласно изобретению, состоит из вещественной части I и мнимой части Q, возведенной в квадрат. связан с частотой ƒ₀ и оказывается ортогональным относительно всех других (LKM-1), синтезированных аналогичным образом согласно изобретению (см. фиг. 3).

Выходной сигнал, сгенерированный двумя идентичными фильтрами (I и Q) блока 12116, представляет собой синхронные сигналы (не считая небольшой фазовой погрешности s, пропорциональной , алгебраически выраженные в виде линейной комбинации, имеющей порядок сравнимый с порядком основной частоты

Комплексный субдискретизатор 12200 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. фиг. 5).

Передатчик - преобразователь 13000 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. фиг. 1).

Поле 14000 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. фиг. 1).

Коллекторный датчик 15000 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. фиг. 1).

Экстрактор комплексных типов волн 16000 (фиг. 1), HSCS_LM^-1

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. фиг. 8 и фиг. 9).

Выходной интерфейс 17000 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. фиг. 10).

Вариант со ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой фазовой манипуляцией: подробное описание варианта реализации

Входной интерфейс 11000 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. детализацию блоков 11001 - 11007 на фиг. 2) полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой фазовой манипуляцией.

Генератор комплексных сигналов (I и Q) - экспандер 12100 (фиг. 1)

Системный генератор исполнен в данном случае в виде набора генераторных устройств iWD.D.S.. (см. блок-схему варианта исполнения на фиг. 3, где L=3, K=1, L=4).

Фиг. 6 представляет собой конкретную детализацию построения одиночного генератора DDS (прямого цифрового синтеза).

«Регистровые управляющие данные», относящиеся к каждому выходу блока 11007 (см. фиг. 2), одновременно поступают в регистры (см. блоки 12108 и 12109 на фиг. 6) соответствующего DDS, имеющего индексы , k и m. В качестве альтернативы возможна прямая подача управляющих данных генератора в качестве входных данных регистров генератора без прохождения через блок интерфейса.

Каждый из генераторов 12100 (см. фиг. 3) исполнен в виде D.D.S. и показан на фиг. 5. управляющие данные, соответствующие сигналу mi(t), поступающему от входного интерфейса, поступающие а систему HSCS, соответствующую изобретению, имеют большое значение для синтезирования цифровым способом сигнала с назначенной частотой имеющего несущую ƒ₀ и , выполняющий модуляцию любым подходящим способом, требуемым в соответствии с конкретным вариантом применения изобретения. В данном примере несущая сгенерирована в виде сигнала «одиночной боковой полосы», SSB.

«Регистровые управляющие данные», являющиеся специфическими для информации «дельта-фаза SSB», назначенной согласно изобретению, являются специализированными данными изобретения, и их сбор осуществляется блоком 12108. Они используются для синтезирования несущей в рамках DDS согласно изобретению.

«Регистровые управляющие данные», являющиеся специфическими для информации «дельта-фаза ЛЧМ», назначенной согласно изобретению, являются специализированными данными изобретения, и их сбор осуществляется блоком 12109. «Регистровые управляющие данные» используются для синтезирования сигнала ЛЧМ в рамках DDS согласно изобретению.

Каждый сигнал ЛЧМ связан с ƒ₀ и сформирован посредством несущей , имеющей частоту ƒ_RF, определенную согласно изобретению для периода Т=Т₀.

На ступени 12109 задаются следующие значения:

наклон

начальная фаза ϕ_потери=0

Данная линейная частотная модуляция вызывает для линейный сдвиг частоты

Значение устанавливается посредством заявленного в изобретении способа для HSCS и вычисляется с помощью программы на машинном языке MatLab.

Согласно изобретению, реализуется весь процесс прямого цифрового синтезирования, формирующий тактовую частоту ƒ_СК, одинаковую частоту всех LKM выражений системы HSCS.

Выходные сигналы ступеней 12108 и 12109 поступают в объединяющее устройство (см. ступень 12110 на фиг. 6).

Выходные данные блока 12110 суммируются между собой и пересылаются к Блоку 12111, представляющему в изобретении фазовый аккумулятор.

При этом на основе данных, предоставленных ступенями 12108 и 12109, каждый фазовый аккумулятор (блок 12111) с порядковым номером выдает значение приращения фазы, подлежащее пересылке блоку 12112.

Блок 12112 собирает также «данные управления регистром сдвига фаз», являющиеся специализированными данными конкретной линейной фазовой манипуляции, назначенной заявленным способом. Они используются для синтезирования фазовой манипуляции сигнала, связанного с несущей с конкретным сдвигом фазы, в рамках DDS согласно изобретению. В изобретении определено значение дискретно регулируемого сдвига фазы по азимуту. Например, в случае, иллюстрируемом фиг. 5, оно равняется:

где и относятся к линейному члену моментальной фазы компоненты и оба вычисляются заявленным в изобретении способом (например, с использованием программы на машинном языке Matlab).

Блок 12112 суммирует данные, относящиеся к выходу блока 12111, с данными, собранными его секцией "регистр фазового сдвига".

Выходные данные блока 12112 суммируются между собой и пересылаются блоку 12113, являющемся «просмотровой таблицей».

Для каждого тактового импульса ступень 12113 синтезирует пару цифровых дискретных выборок - одну для вещественной части I и вторую для ортогональной мнимой части Q, назначенной комплексной периодической функции.

Следует заметить, что аккумулятор имеет бит данных с номером N в качестве входного бита от регистров (где N выбирается подходящим образом с целью обеспечить разрешающую способность на основе назначенной частоты).

В свою очередь, ступень 12111 имеет номер бита данных = P≤N в качестве номера выходного бита.

Вариант со ступенчатой частотной модуляцией - ступенчатой фазовой манипуляцией: подробное описание варианта реализации

Входной интерфейс 11000 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта со ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой ФМ (см. детализацию блоков 11001 - 11007 на фиг. 2) полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЧМ - ступенчатой ФМ.

Генератор комплексных сигналов (I и Q) - экспандер 12100 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта со ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЧМ - непрерывной ФМ (см. фиг. 3 и фиг. 7) с учетом K=1 или K≥1 и М=1.

Комплексный субдискретизатор 12200 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта со ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой ФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЧМ - непрерывной ФМ (см. фиг. 7).

Передатчик - преобразователь 13000 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. фиг. 1).

Поле 14000 (фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. фиг. 1).

Например, для режима распространения электромагнитных волн выходным выражением блока 13000 является:

где:

а=1 в случае круговой или эллиптической (ЕН) поляризации поля, а=0 в случае линейной {ЕН} поляризации поля

Коллекторный датчик 15000 (см. фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. фиг. 1).

Экстрактор комплексных типов волн 16000 на фиг. 1, HSCS_LM^-1

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. фиг. 8 и фиг. 9).

Выходной интерфейс 17000 (см. фиг. 1)

То описание, которое было приведено выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ЛФМ, полностью действительно также для варианта со ступенчатой ЛЧМ - непрерывной ЛФМ (см. фиг. 10).

Перенос и аккумулирование мощности в широкой аналоговой полосе частот: подробное описание варианта реализации

Входной интерфейс 11000 (фиг. 1)

Описание, приведенное выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной фазовой модуляцией, непрерывной ЛЧМ - ступенчатой ФМ, ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЧМ - ступенчатой ФМ (см. также детализацию блоков 11001 - 11007 на фиг. 2), действительно также при переносе мощности в широкой аналоговой полосе частот.

Генератор комплексных сигналов (I и Q) - экспандер 12100 на фиг. 1.

Описание, приведенное выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ФМ или непрерывной ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЧМ - ступенчатой ФМ, полностью действительно также при передаче мощности в широкой аналоговой полосе частот (см. фиг. 3 - 7) с учетом K=1 или K≥1 и М=1.

Комплексный субдискретизатор 12200 (фиг. 1)

Описание, приведенное выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной фазовой модуляцией, непрерывной ЛЧМ - ступенчатой ФМ, ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЧМ - ступенчатой ФМ, действительно также при передаче мощности в широкой аналоговой полосе частот (см. фиг. 7).

Передатчик - преобразователь 13000 (фиг. 1)

Описание, приведенное выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ФМ или непрерывной ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЧМ - ступенчатой ФМ, полностью действительно также при передаче мощности в широкой аналоговой полосе частот (см. фиг. 1).

Поле 14000 (фиг. 1)

Описание, приведенное выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной фазовой модуляцией, непрерывной ЛЧМ - ступенчатой ФМ, ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЧМ - ступенчатой ФМ, действительно также при передаче мощности в широкой аналоговой полосе частот (см. фиг. 1).

Например, для режима распространения электромагнитных волн выходным выражением блока 13000 является:

где:

а = 1 в случае круговой или эллиптической (ЕН) поляризации поля

а = 0 в случае линейной {ЕН} поляризации поля

Коллекторный датчик (15000 на фиг. 1)

Описание, приведенное выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ФМ или непрерывной ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЧМ - ступенчатой ФМ, полностью действительно также при передаче мощности в широкой аналоговой полосе частот (см. фиг. 1).

Экстрактор комплексных типов волн 16000 на фиг. 1, HSCS_LM^-1

Описание, приведенное выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной ФМ или непрерывной ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЧМ - ступенчатой ФМ, полностью действительно также при передаче мощности в широкой аналоговой полосе частот (см. фиг. 11-14).

Выходной интерфейс 17000 (см. фиг. 1)

Описание, приведенное выше для варианта с непрерывной ЛЧМ - непрерывной фазовой модуляцией, непрерывной ЛЧМ - ступенчатой ФМ, ступенчатой ЛЧМ - ступенчатой ФМ или ступенчатой ЧМ - ступенчатой ФМ, действительно также при передаче мощности в широкой аналоговой полосе частот (см. фиг. 10).

Описание инструмента программирования в машинных кодах для вычисления параметров способа, заявленного в изобретении

Программа (например, на машинном языке Matlab), использованная для вычисления параметров способа, заявленного в изобретении, действительна для любых рассмотренных выше окружающих условий реализации (см. фиг. 15-18). Она имитирует математическую модель изобретения. Это обеспечивает возможность задания и оптимизации расчетных параметров реализации изобретения в зависимости от вводимого значения: L, K, M, ƒ₀ и ƒ_CK.

Соблюдение вычисленных системных расчетных параметров HSCS в соответствии с изобретением: элементарного приращения пространственной фазы сферического излучения, ψ₀(M;ƒ₀;ϕ₀): всех векторных коэффициентов; всех приращений пространственной фазы сферической волны, всех приращений пространственной фазы азимутального излучения, ; всех приращений пространственной фазы наклонного излучения,

Кроме того, в случае необходимости инструмент эмулирует в полном объеме подсистему передатчика HSCS_LKM. Например, для режима электромагнитных волн инструмент вычисляет вектор Пойнтинга и рассчитывает конкретный ОАМ.

Одиночный результирующий комплексный сигнал, сгенерированный согласно изобретению, обозначает конкретное трехмерное (3-D) комплексное векторное пространство и 3LKM единичных векторов, представленных в алгебраической форме согласно изобретению - например, в виде обычной линейной комбинации - такой, как:

Например, в случае электромагнитных волн (ЕН), инструмент вычисляет вектор Пойнтинга в каждой точке поля ЕН связанного комплексного векторного пространства, затем также в каждой точке оси распространения. Это возможно просто путем решения уравнений Максвелла применительно к выходному выражению блока 12200 (см. фиг. 3) и приложения конкретных окружающих условий изобретения для получения G_c(λ₀)*HSCS_LKM. Оба поля Е и В принадлежат алгебраической функции PP⁰(jω) (подобной линейной комбинации, определенной выше). Полученные поля Е(РР⁰(jω)) и B(PP⁰(jω) отображают назначенные согласно изобретению режимы комплексного излучения типов волн ТЕМ, отличных от ТЕМ или дивергентных волн. После вычисления или обнаружения заявленным в изобретении способом значений х, у, z, относящихся к Е(РР⁰(jω)) и B(PP⁰(jω), обеспечивается хорошо известная из физики возможность вычислить для каждой точки (действительно также на оси распространения): вектор Пойнтинга, удельный линейный момент и значения орбитального углового момента (ОАМ).

Свойства изобретения

Соответствующая изобретению система HSCS генерирует 3LKM- мерное алгебраическое пространство Гильберта с 3LKM единичными векторами. Комплексное векторное пространство характеризуется независимой ограниченной занятой полосой частот L, BW₀.

В наиболее общем случае комплексное векторное пространство HSCS, полученное согласно изобретению, характеризуется 3LKM комплексными компонентными векторами. Все из них:

ортогональны друг другу

относятся к одиночной центральной частоте, типичной для результирующего сигнала, не считая максимально малую фазовую погрешность ε, принадлежащую соотношению

Каждому комплексному вектору приданы:

- пространственная фаза сферического излучения которая назначена согласно изобретению и которой соответствует характеристическая пространственная фаза азимутального излучения и пространственная фаза наклонного излучения Эти фазы обнаруживаются системой HSCS в зависимости исключительно от индексов , k и m (в дополнение к ƒ₀, и

- Частичная производная первого порядка пространственной фазы сферического излучения и для t, и для z (ось распространения волн) оказывается равной нулю; иными словами, она не принадлежит ни t, ни z, но существу, и дополнительно константа (если явление происходит в однородной среде),

не изменяется по длине оси распространения z, а также но отношению к времени.

После получения конкретных ƒ_CK, L, K и М, которые назначены согласно заявленному в изобретении способу с помощью запрашиваемой ƒ₀, система HSCS обеспечивает возможность:

обработки сигнала без потерь усиления

обработки сигнала с усилением в пропорции, относящейся исключительно к L, K и М.

увеличения пропускной способности канала, пропорционально возрастающего по мере увеличения значений L, K и М.

Такие усиления имеют место, поскольку система способна обрабатывать также вклады мощности продольной компоненты (или информативной компоненты) (инициируемые ненулевым значением ∂E/∂z, а также ∂H/∂z). Из технической литературы хорошо известно, что упомянутые последними по счету свойства невозможно обеспечить способами, предшествовавшими изобретению.

Соответствующая изобретению система HSCS создает поле, которому, например, в электромагнитной среде придается назначенный орбитальный угловой момент (ОАМ) для любого требуемого значения:

числа L и/или центральной частоты и/или занятой полосы частот BW₀, и/или топологии и физических габаритов используемого преобразователя и/или датчика.

Такой ОАМ стабилен, инвариантен и отличается от нуля независимо от:

времени

расстояния между двумя блоками 13000 и 15000, показанными на фиг. 1

Из технической литературы хорошо известно, что фактическая пропускная способность канала (в настройке, например, для простейшего случая: K=М= 1), обеспечиваемая заявленным в изобретении способом HSCS, C_HSCS, вычисляется по следующему уравнению:

C_HSCS=2(L)BW₀.

Применительно к одной и той же доступной ширине полосы, BW₀, пропускная способность канала C_HSCS превышает пропускную способность C_BW0, обеспечиваемую системами, предшествовавшими изобретению. По существу,

Последнее выражение гарантирует, что заявленным в изобретении способом создается полностью определенная и в алгебраическом отношении являющаяся непрерывным множеством система, которая действительна в неограниченном комплексном скалярном, а также векторном пространстве.

Структура HSCS, как алгебраически выраженная, так и реализованная, не подразумевает никаких особенных форм проявления как в ее крайних точках, так и вдоль ее границы.

Поэтому система, HSCS полученная согласно изобретению, представляет собой непрерывное множество в бесконечности и вдоль назначенной продольной оси комплексного векторного пространства. Напротив, в предшествовавших изобретению способах отсутствовала возможность обеспечения свойства, указанного последним.

Такая комплектная система HSCS, полученная согласно изобретению, передает мощность, которая распределяется с использованием L ортогональных векторов. Результирующая ширина полосы частот BW_RF комплексного вектора при L ортогональных векторах равняется максимальной независимой полосе частот, относящейся к L входным сигналам

Поэтому результирующая мощность комплексного сигнала при L≥1 ортогональных векторах занимает полосу частот шириной в то время как фактически использованная ширина полосы, согласно заявленному в изобретении способу всегда превышает полосу результирующей мощности

Следует подчеркнуть, что эти характеристики функционирования, которые были бы недостижимы без нашего изобретения, повышают эффективность:

передачи по каналу

распределения памяти

сигнала

отправляемого через соединительный канал

излучаемого в направлении любых природных физических явлений (то есть, атмосферных, климатических или других явлений) с целью создания интерференции, приводящей к надлежащему управляющему действию.

Кроме того, при реализации заявленного в изобретении способа в виде высокоэффективного канализирования и аккумулирования мощности в широкой полосе частот сигналов 2^го порядка напрямую генерируется электрическая энергия. При этом напрямую преобразуется доступная аккумулированная энергия - та, которая связана с любым угловым моментом (AnM) и линейным моментом (LM) TEM+DEM 1^го порядка (электромагнитная, акустическая, гравитационная, термодинамическая, оптическая, механическая, энергия давления), обнаруженная вдоль оси распространения волны. Хорошо известно, что мощность пространственных волновых пучков сферического излучения с ANM 2^го порядка примерно на 80 дБ превышает мощность пространственных волн или волновых пучков азимутального излучения с LM 1^го порядка.

Заявленный в изобретении способ позволяет напрямую обнаруживать гравитационные сигналы черной дыры со степенью видимости сигналов 2^го порядка, превышающей 1/2. Обычно интенсивность гравитационного сигнала равняется примерно 10^-22. Как хорошо известно из литературы, для измерения комплексной взаимной (в пространственно-временной области) когерентности такой гравитационной волны требуется анализ чрезвычайно короткой ширины полосы (в идеальном случае ширина равняется нулю) и моментального разрешения по времени, τ, которое в максимально благоприятном случае оказывается обратно пропорциональным наблюдаемому значению ширины полосы при квадрате частоты (BW₀) или периоду когерентности волны, τ₀. Такое прямое измерение, особенно при τ>>τ₀>1/BW₀, было бы невозможным при использовании любого предшествовавшего изобретению способа, поскольку его степень видимости 1^го порядка намного ниже <<1/2.

Заявленный в изобретении способ позволяет распределять или измерять значение любого вычисленного ненулевого результирующего вектора Пойнтинга вдоль оси распространения любого крученого вихревого поля, содержащего комплексные волны, относящиеся к ТЕМ и отличающиеся от ТЕМ, а также дивергентные волны.

Комплексное векторное пространство не восприимчиво к любым возможным ошибкам интерферометрии вследствие деструктивных планарных (2-D) интерференций. По существу, каждой из всех его ортогональных комплексных компонент 3LKM-D векторов придана одна характеристическая фаза ортогональных сферических (3-D) пространственных (неизменных во времени) волн,

Заявленный в изобретении способ наделен тремя степенями свободы, доступными для активации Такими степенями свободы являются: основная частота ƒ₀ частотный режим (или плоскость наклонного излучения 9); пространственная фаза азимутального излучения (или плоскость азимутального излучения ϕ). При этом благодаря своей 3-D пространственной фазе, заявленный в изобретении способ не восприимчив к деструктивной неоднозначности планарной фазы.

Эти три расчетные доступные степени свободы представляют собой запрашиваемые степени, достаточные для гарантирования генерации компонент комплексного векторного пространства LKM, каковыми являются:

3-D пространственная ортогональная компонента;

Каждая компонента, связанная с любым требуемым значением частоты ƒ₀;

Каждая компонента, доступная для извлечения без потерь в способе обработки.

Напротив, предшествующие изобретению способы и/или системы располагают более низкими степенями свободы (например, по максимуму только: ƒ₀ и таким образом, они не способны устранять неоднозначность планарной фазы при любых значениях ƒ₀ и поскольку они утрачивают продольную компоненту.

Заявленный в изобретении способ, HSCS, одинаковым образом эффективно применим для измерения ближнего, а также дальнего полей благодаря своей невосприимчивости к ошибкам планарной интерферометрии.

Оператор в соответствии с изобретением определяет члены как линейного, так и квадратичного уравнения времени распространения сферической волны - пространственных (совместных) фаз. Такие члены уравнения определяют путем задания или обнаружения первой и второй производных по времени и пространству для обеих фаз сферической волны. Они способствуют генерации требуемых комплексных или в некоторых случаях полностью мнимых полей 3LKM-D ТЕМ, отличных от ТЕМ или дивергентных сферических (3-D) типов волн, которые отвечают волновому уравнению с привлечением «параксиальной аппроксимации». В способах предшествующего уровня техники эти члены обычно игнорируются как и компоненты продольных типов волн.

Соответствующая изобретению система HSCS реализует повышенную степень аппроксимации, поскольку она обрабатывает комплексные или полностью мнимые типы волн ОАМ, которые считаются пренебрежимо малыми или игнорируются во всех способах, предшествующих изобретению. В литературе по физике эти специфические типы волн хорошо известны под обозначениями non-ТЕМ (отличный от ТЕМ) или Divergent (дивергентный) тип волн [электромагнитные (DEM) или электрические (DE) или с магнитной поляризацией (DM)],

Как хорошо известно из технической литературы, все упомянутые в предыдущих параграфах свойства не могут быть непосредственно реализованы с помощью способов и/или систем, предшествующих изобретению (см. источник [10] и источник [13]).

Система HSCS применима к любой периодической комплексной функции с частотой ƒ=ƒ₀, которая включена в низкочастотный и миллиметровый волновой (MMW) диапазон.

Система HSCS применима к любому пространству распространения направленного или произвольного светового или лазерного излучения (например, к модели пучков Лагерра - Гаусса).

Система HSCS применима к любой системе с приемопередатчиком (Rx/Tx) направленного или произвольного распространения электромагнитных волн безотносительно того, придан ли ОАМ полю ТЕМ и какая поляризация используется (например, "с кручением и/или перекосом" либо поляризация в приемнике, отличающаяся от поляризации в передатчике).

Система HSCS применима к любой системе с приемопередатчиком (Rx/Tx) направленного или произвольного распространения электромагнитных волн, в которой комплексному типу волн поля излучения, отличающемуся от ТЕМ (ТЕ или ТМ) придана ненулевая Е- или М-компонента продольных волн.

Система HSCS применима к любому направленному или произвольному распространению электромагнитных волн, в котором типу комплексных дивергентных волн или типу волн полностью мнимого поля придан тип поляризации Rx, отличающийся от типа поляризации Тх..

Система HSCS применима к любому электрическому сигналу «основной полосы».

Система HSCS применима к любому сигналу, промодулированному любым способом. Например, следующими способами:

Аналоговая модуляция Амплитудная, частотная, фазовая

Цифровая модуляция: Квадратурная фазовая манипуляция, манипуляция минимальным фазовым сдвигом и т.д.

Уплотнение с ЧРК, уплотнение с ВРК

HSCS образует системы для модуляции и демодуляции информационного сигнала ОАМ как из основной полосы, так и из полосы частот, ранее перенесенной в более высокий диапазон.

HSCS образует системы для: операций модуляции широкополосных сигналов (SS) - например, "прямой последовательности" (SS-DS), см. источник [1].

HSCS формирует комплексную скалярную функцию, описывающую распределение амплитуды крученого поля, которое соответствует волновому уравнению, применимому к световому и/или лазерному пучку. Возможно одно из следующих распределений:

Псевдогауссово

Сферическое

Гиперболоидное

Такое распределение формируется независимым образом согласно топологическим характеристикам конкретного датчика.

В заявленном в изобретении способе, например, путем одновременного наблюдения поодиночке за широким частотным спектром каждой из антенн антенной решетки формируется трехмерный, 3-D, «томографический интерферометрический процесс» ранней Вселенной с 3LKM единичными векторами. При таком наблюдении за ранней Вселенной с помощью радиотелескопа квадратичного порядка отсутствуют погрешности и неоднозначность фазы плоского (азимутального) излучения. Поэтому оно полностью совместимо с требованиями инновационных квадратичных моделей, используемых в новом поколении постпроцессоров для астрофизических исследований, где прорабатываются результаты наблюдений с помощью радиотелескопов.

Заявленный в изобретении способ наряду со снижением требований к пространству размещения, уменьшением потребления мощности и сокращением затрат повышает эффективность функционирования радиотелескопа. Напротив, все указанные в предыдущем параграфе свойства было бы невозможно обеспечить с помощью систем и/или способов, предшествующих изобретению.

Преимущества изобретения и возможности его применения

Далее приведен ряд примеров применения изобретения.

1. Пример применения коллекторной подсистемы для обнаружения, наблюдения и измерения излучения, исходящего от любых небесных тел (см. источник [13]), находящихся на многие сотни миллиардов уровней выше нас. В этом качестве рассматривается, например, конкретный вариант применения изобретения в "квадратной километровой решетке" (SKA). В данном случае система HSCS согласно заявленному в изобретении способу реализует свою способность к корреляции и обработке в одиночном сконцентрированном местном процессоре как линейного, так и орбитального углового момента с целью извлечения запрашиваемых информационных данных из всего спектра частотного излучения ранней Вселенной (в рамках программы SKA: от низкой "полосы один" 50 МГц до максимально высокой "полосы пять" 25 ГГц), которые обнаруживаются посредством любой одиночной назначенной местной антенной, настроенной на λ₀, на станциях с антенными решетками SKA. Напротив, все указанные в предыдущем параграфе свойства было бы невозможно обеспечить с помощью систем и/или способов SKA, предшествующих изобретению. λ₀ назначается согласно заявленному в изобретении способу. В данном случае в заявленном в изобретении способе выполняется процесс интерферометрии 3LKM единичных векторов, который позволяет выполнять томографию ранней Вселенной без плоского фазирования (как по азимуту, так и по углу наклона) или обнаружения планарной неоднозначности (деструктивное многолучевое распространение или допплеровское смещение и др., которые в некоторых случаях выделяются посредством главных лепестков антенной решетки по нарастающей или при использовании очень низкого значения степени взаимной видимости, <1/2).

Такой порядок аппроксимации 3-D «томографии ранней Вселенной» согласно изобретению является квадратичным. Именно поэтому изобретение совместимо с инновационными исследовательскими моделями последнего поколения с квадратичным цифровым моделирующим устройством, которые уже доступны для проработки данных, полученных при наблюдениях с помощью астрофизической SKA, для воссоздания требуемой когерентной шкалы ранней Вселенной. В данном примере заявленный в изобретении способ в дополнение к уменьшению габаритов, сокращению потребления мощности и снижению затрат способен повысить эффективность функционирования радиотелескопа SKA. Коэффициент повышения эффективности пропорционален следующим значениям:

LKM (линейные километры)

сэкономленные антенны (неиспользуемые), составляющие решетку, которая в этом случае может быть использована для реализации других задач или сервисов.

С другой стороны, все указанные в предыдущих параграфах свойства нельзя было обеспечить с помощью способов и/или систем, предшествовавших изобретению.

2. Пример применения подсистемы передатчика, например, для

прогнозирования, предотвращения и управления погодой и ураганами. Здесь имеет место выбор подходящего количества частот - например, N (N представляет собой целое число ≠ ∞) ƒ_n (при n=, …, N). N и ƒ_n выбираются на основе статистического анализа предыдущих подходящих климатических наблюдений, выполненного в том числе предпочтительно согласно соответствующей изобретению подсистемы экстрактора (см. выше).

Соответствующая изобретению подсистема передатчика формирует в данном случае требуемое излучение, составленное LKM (или NLKM) ударными волнами. Каждая волна характеризуется значением центральной частоты ƒ₀ (или ƒ_n) и значением фазы, противоположным по отношению к фазе одной из LKM (или NLKM) волн статистического анализа предыдущих наблюдений, например, с помощью заявленного в изобретении способа. Интенсивность, центральная частота и пространственная фаза, характеризующие каждую из LKM (или NLKM) компонент излучения, испускаемых подходящим способом системой HSCS согласно изобретению, обеспечивают смягчающее воздействие на физические природные компоненты предпочтительнее по сравнению с возможно имеющимися статистически выбранными показателями. Такие излучаемые LKM (или NLKM) компонентов могут изменить на обратное ход природного явления (здесь для примера рассматривается явление урагана) путем смягчения его действия в зависимости от значений, присвоенных N, L, K, и М, которые по отдельности или вместе используются для реализации N подсистем в соответствии с изобретением. Такой способ реализации совпадает со способом для электромагнитных сигналов во всем, кроме использования преобразователя электрических сигналов/сигналов давления вместо преобразователя электромагнитных сигналов/сигналов давления.

3. Пример применения подсистемы передатчика, например, системы передачи и извлечения сигналов для спутниковой связи, которая эквивалентна описанной системе для реализации электромагнитного режима с антеннами передатчика и приемника с круговой поляризацией. Предположительно подходящее другое количество LKM сигналов станции спутниковой связи, подлежащее назначению, в сравнении с количеством сигналов наземного управления определяется специфической совместимостью и требованиями типологии космического корабля или космической орбитальной станции. При этом возможно сократить затратные и устранить ненужные каналы передачи и приема сигналов спутниковой связи. Заявленный в изобретении способ повышает также чувствительность систем предшествующего уровня техники.

4. При задании высокого значения LKM (не приемлемого в системах, предшествующих изобретению), способ позволяет обнаруживать комплексные типы волн ОАМ, включенные в моду основного колебания с реальной модой для излучения на дальнее расстояние, которая обычно подлежит пренебрежению или утрачивается (как, например, в астрофизических наблюдениях с помощью радиотелескопа).

5. Изобретение позволяет назначать образцовую поперечную волну, относящуюся к ОАМ комплексного поля в сферической системе координат. Это позволяет увеличить энергию, связанную с линейным моментом, сгенерированным и/или извлеченным посредством планарной системы с реальным типом волн ТЕМ согласно изобретению.

6. Изобретение применимо к реализации систем или моделей как аналогового, так и цифрового типа, например, в: физике, механике, динамике, акустике, геологии, клинических исследованиях, метрологии, интерферометрии, метеорологии, астрофизике, электронике, радарной технике, службах поддержки навигации (космической, атмосферной, наземной, морской, спутниковой), системах передачи информации, аккумулирования энергии, оптоэлектронике, биомедицине и биоинженерии, системах мониторинга, обеспечения безопасности, гражданского строительства, промышленного производства, военной технике, технике передачи данных, при сжатии и распространении числовых данных и/или видеосигналов и/или аудио сигналов на множестве концевых позиций передатчиков и пользователей в любом многоточечном канале связи.

7. Изобретение позволяет осуществлять наблюдение и измерение частичной второй производной по времени всех переменных, описывающих любое комплексное физическое явление, возникающее в любой окружающей среде. Напротив, все указанные в предыдущих параграфах свойства было бы невозможно обеспечить с помощью систем и/или способов, предшествующих изобретению.

8. Кроме того, изобретение позволяет раскрывать новые области применения, например, следующие:

I. Ядерная физика

II. Гравитационная физика

III. Аккумулирование энергии

IV. Выработка "чистой энергии" ядерного синтеза

V. Устойчивая ядерная энергия, нерадиоактивная ядерная энергия

VI. Астрофизика (см. источник [13]).

VII. Медицина - например, в подсчете частиц ДНК

VIII. Крыльевая мощность в мореплавании, а также в аэронавтике (например, мощность, возникающая в состоянии с сильным вихрем или внедренная в так называемую "границу крыльевого вихря").

IX. Динамика текучести при проектировании судов в мореплавании, а также в аэронавтике.

X. Экология окружающей среды и климатология: профилактические измерения и управление макро- и микро-климатическими и метеорологическими явлениями вследствие вихревых перемещений. Примеры: перемещение ударной волны и воздушных масс или магматической текучей среды либо твердой массы (землетрясения, вулканы, оползни, торнадо, смерчи и др.).

XI. Геология: измерение квадратичного изменения давления с целью предотвращения землетрясений и оползней.

XII. Сжатие данных для записи в запоминающие устройства.

XIII. Передача информации: канализирование и запоминание любого информационного сигнала аналоговых и цифровых данных, а также результирующее канализирование множества компонент вспомогательного канализирования с исполнением согласно изобретению как в физических, так и в числовых выражениях.

9. Пример применения в качестве генератора электрической мощности волнового пучка в широкой полосе частот; передача, аккумулирование и преобразование энергии. Система HSCS реализована с использованием: оператора преобразования HSCS_LKM в аналоговой широкой полосе частот в качестве мощного передатчика, показанного на фиг. 1-7, и оператора HSCS_LKM^-1 в аналоговой широкой полосе частот в качестве экстрактора мощности и преобразователя напряжения (см. фиг. 10-15).

10. Пример применения в качестве экстрактора и преобразователя электрической мощности в широкой полосе частот: система HSCS реализована просто с использованием: аналогового HSCS_LKM^-1 в качестве экстрактора мощности и преобразователя напряжения (см. фиг. 10-15). Такая конфигурация действительна для выделения и преобразования и/или измерения линейной (LM) и/или квадратичной энергии (АОМ 2^го порядка) (электромагнитной и/или гравитационной и/или термодинамической и/или механической и/или оптической и др.). Такой вариант реализации изобретения HSCS_LKM^-1, именуемый преобразователем напряжения волнового излучения 2^го порядка, обеспечивает приращение эффективности усиления на 80 дБ больше по сравнению со способом из предыдущего уровня техники.

11. Пример применения в качестве измерителя частот биоэнергетики 2^го порядка и/или измерителя биоимпеданса 2^го порядка для выполнения любых операций проверки здоровья человека в отношении состава крови, синдромов Хартмана и Ланга, ДНК, РНК, новообразований или раковых клеток и др. В таком варианте применения согласно изобретению следует использовать оба соответствующих изобретению оператора: оператор преобразования HSCS_LKM (в качестве генератора эталонного излучения) и оператор обратного преобразования HSCS_LKM^-1 (в качестве измерителя спектра мощности).

12. Пример применения в качестве сейсмического датчика 2^го порядка; согласно изобретению, следует использовать оператор обратного преобразования HSCS_LKM^-1 (в качестве измерителя спектра мощности).

13. Пример применения в качестве термодинамического датчика 2^го порядка, например в службе управления и предотвращения метеоявлений - таких как ураган; необходимо использовать соответствующий изобретению оператор обратного преобразования HSCS_LKM^-1 (в качестве измерителя спектра мощности). Он обеспечивает возможность пространственно-временного анализа любой комплексной трехмерной взаимовидимости 2^го порядка при любых наблюдениях за окружающей средой.

14. Согласно изобретению, HSCS_LKM выполняет функции системы радиационной электромагнитной терапии. Она выполняет излучение в любой короткой полосе частот с любой чрезвычайно высокой частотой волнового пучка при любом значении времени-пространства (периода-расстояния).

15. Пример применения в качестве детекторной системы гравитационного пространственно-временного волнового пучка 2^го порядка для анализа и исследования "черной дыры". В таких случаях, как в Ligo (США) или VIRGO (Италия), необходимо использовать полномасштабную систему HSCS, составленную обоими соответствующими изобретению операторами - оператором преобразования HSCS_LKM и оператором обратного преобразования HSCS_LKM^-1. Такая система осуществляет излучение требуемого пространственно-временного высокочастотного волнового пучка в чрезвычайно короткой полосе частот, а также обнаруживает пространственно-временную комплексную трехмерную видимость 2^го порядка наблюдаемого физического явления.

16. Пример применения в качестве системы прямого обнаружения гравитационного пространственно-временного волнового пучка 2^го порядка. Хорошо известно, что интенсивность гравитационного волнового пучка равняется примерно 10е-22 эВ. Такое значение является очень слабым в соотношении с пространственным шумом. В этом случае необходимо согласно изобретению использовать оператор обратного преобразования HSCS_LKM^-1. Он обнаруживает временные и пространственные производные как первого, так и второго порядка пространственных фаз сферического (3-D) излучения (с азимутальной и наклонной поляризацией), относящиеся к наблюдаемому гравитационному 3-D волновому пучку. Он позволяет выделять комплексную взаимную видимость 2^го порядка с использованием любой запрашиваемой скорости взятия дискретных выборок для независимого анализа любой полосы частот в любом периоде когерентности (обычно запрашивается очень длительный период когерентности).

Возможность реализации изобретения

Реализуемость настоящего изобретения определяется приводимыми далее факторами.

Во-первых, уже доступна современная технология с очень высокой степенью интеграции компонентов (VLSI), которая полезна для реализации способа, заявленного в настоящем изобретении. Например, доступны инновационные и консолидированные архитектуры и методики числового синтеза микроэлектроники для разработки обобщенной формы алгоритмов передаточной функции согласно изобретению. Такие архитектуры возможны благодаря современной технологии ASIC, а также FPGA и GPU.

В дополнение к этому имеются доступные инновационные архитектуры и числовые методики программируемых и реконфигурируемых смешанных сигналов на основе технологических инструментов ASIC, имеющие целью обработку комплексных периодических функций и сигналов со сверхвысокой скоростью (MMW).

Пределы применимости изобретения

В способе, заявленном в изобретении, генерируются и обрабатываются бесконечные алгебраические пространства Гильберта; I действительно для каждого значения L в виде целого числа, содержащегося в области [1; ∞], для каждого значения K в виде целого числа, содержащегося в области [1; ∞], для каждого значения М в виде целого числа, содержащегося в области [1; ∞]. Очевидно, что фактические пределы применимости изобретения определяются компромиссом между затратами на внедрение и получаемыми преимуществами.

Кроме того, составляющими критической точки компромисса являются типология применения и окружающие условия.

А. Например, в системе передатчика (канализирования) и/или экстрактора (обнаружения и измерения излучения от небесных тел Вселенной) признаками применимости системы являются:

I. Приемлемое значение погрешности фазы сигнала LKM, связанной с рассогласованием фаз соответствующих тактовых сигналов.

II. Специфическая технология внедрения (ASIC, FPGA, GPU или другая), используемая для разработки модуляторов комплексного сигнала (ЛЧМ и линейного фазового сдвига). Технология внедрения определяет оптимальную тактовую частоту, скорость передачи данных, полосу частот, значения потребления и рассеяния мощности.

В. Предельными показателями при запоминании и сжатии данных являются:

I. Специфическая технология внедрения (ASIC, FPGA, GPU или другая), используемая для разработки модуляторов комплексного сигнала (ЛЧМ и линейного фазового сдвига). Технология внедрения определяет оптимальную тактовую частоту, скорость передачи данных, полосу частот, значения потребления и рассеяния мощности.

II. Компромисс между конкретными объемами оперативного ЗУ и стационарной памяти, запрашиваемыми в различных вариантах применения. В любом случае, для сжатия и передачи канализированных данных требуются накопители данных, и при этом преимущества изобретения являются результатом компромисса для конкретного варианта. Кроме того, следует рассматривать возможность или отсутствие возможности выбора в приемнике исключительно каналов, представляющих интерес.

В обоих рассматриваемых далее случаях А и В можно считать, что оптимальным значением LKM является: LKM≤10¹⁵

Кроме того, например в конкретных подсистемах передатчиков для управления климатическими условиями и предотвращения ураганов (в частности, в случае ступенчатой ЛЧМ и непрерывного линейного фазового сдвига (см. фиг. 5)) можно считать, что оптимальное значение LK равняется LK≤10¹⁵ при значении М, равном М≤∞.

Библиография

1. «Система связи на основе сигналов с расширенным спектром» Robert С. Dixon, 1984, Ed John Wiley & Sons, Inc.

2. «Угловой момент электромагнитного излучения» - Авторы: Johan Sjoholm и Kristoffer Palmer - UPTEC F07 056 Экзаменационная работа, 20 стр., апрель 2007 - Авторы: Johan Sjoholm, Kristoffer Palmer

3. «Кодирование множества каналов на одной и той же частоте посредством завихрения радиоволн: первое экспериментальное испытание.» - Венеция, 24 июня 2011-Авторы: Fabrizio Tamburinil, Elettra Mari, Anna Sponselli, Filippo Romanato, Bo Thide, Antonio Bianchini, Luca Palmieri, Carlo G. - - 35131 Падова, Италия, EC.

4. «Формированаие пучка: гибкий подход к пространственной фильтрации» - IEEE ASSP MAGAZINE, апрель 1988 - Авторы: Barry D. Van Veen и Kevin М. Buckeley

5. «Угловой момент светового потока» A.M. Stewart, Исследовательская Школа физических наук и инженерного обеспечения. Австралийский Национальный университет, Канберра, Австралия 0200. e-mail: andrew.stewart@anu.edu.au

6. «Электромагнитные явления», Автор: Е.J. Rothwell (Университет штата Мичиган, East Lansing, Michigan); Michael J. Cloud Технологический университет Lawrence, Southfield, Michigan - CRC Press Boca Raton Лондон, Нью-Йорк, Вашингтон.

7. «Характеристики электромагнитных полей", S. Barbara

8. «Microonde», издание профессора М Farina, DIE Bioingegneria UNI delle Marche

9. «Волны и поля в неоднородных средах", Chew, W.С., Van Nostrand Reinhold, Нью-Йорк, 1990.

10. «Орбитальный угловой момент светового излучения и преобразование лазерных мод Лагерра-Гаусса», Physical Review А, 45, 11 (2006), стр. 8185-8189 Автор: L. ALLEN, М.W. BEIJERSBERGEN, R.J. С. SPREEUW и J.P. WOERDMAN,

11. »Классическая электродинамика» J.D. Jackson, профессор физики, Университет штата Иллинойс

12. «От Максвелла к параксиальной волновой оптике", M. Lax, W.H. Louisell и W.B. MacKnight, Physical Review, A11, 1365(1975). Melvin Lax, Кафедра физики,

Городской колледж Нью-Йорка, * New York, York 10031, и Bell Telephone Laboratories, Murray Hill, New Jersey 07974

13. «Итальянская Белая книга по SKA", июнь 2013, Издатели: L. Ferretti и I. Prandoni - По поручению SKA-ltaly WG - Спонсорство - аучный Совет, INAF Press.

14. «Электромагнитные поля, II часть», Fabrizio Frezza, 2005.

Изобретение относится к комплексному синтетическому способу канализирования и аккумулирования энергии информационных сигналов, которые характеризуют любое происходящее физическое явление. Основным объектом настоящего изобретения является система и/или комплексный синтетический способ, который в рамках рассмотрения любого множества неортогональных независимых сигналов с ограниченной шириной полосы частот, не превышающей любую центральную частоту f₀, позволяет получить результирующий комплексный сигнал с ограниченной шириной полосы частот, не превышающей любую относящуюся к ней центральную частоту f₀, вместо суммы всех значений ширины полосы частот независимых неортогональных сигналов соответствующего множества. Результирующий комплексный сигнал представляет собой линейную комбинацию множества ортогональных комплексных сигналов. Каждый из таких ортогональных комплексных сигналов характеризуется ограниченной шириной полосы частот, не превышающей любое относящееся к нему значение f₀, и каждый находится во взаимно-однозначном соответствии с соответствующим независимым неортогональным сигналом, указанным в качестве предмета рассмотрения в начале. 3 н. и 9 з.п. ф-лы, 18 ил.

1. Способ канализирования и передачи множества входных периодических физических сигналов, представленных во временной области t посредством комплексных функций SF_l(t) при l = 1, ... L, где L является целым числом, находящимся в интервале [1; ∞], а каждый из указанных физических сигналов занимает независимую полосу частот, BB_l = [(f0-fBBl), f0], в виде одиночного комплексного сигнала, состоящего из L ортогональных компонент, причем каждая l-я компонента находится во взаимно-однозначном соответствии с соответствующей комплексной функцией SF_l(t), связанной на частоте f₀ с одиночной занятой полосой частот, ширина которой равна максимально широкой полосе частот среди указанных полос частот BB_l, BW_RF= max[BB_l], при этом указанный способ включает следующие этапы:

A) осуществление сбора входных физических сигналов SF_l(t) и их преобразование (11000) в электрические сигналы посредством одного или более преобразователей;

B) извлечение из каждого электрического сигнала, полученного на этапе А, необходимого информационного контента в виде модулирующей функции m_l(t), имеющей полосу частот BB_l;

C) выполнение преобразования Фурье в отношении модулирующей функции m_l(t) для получения модулирующей функции m_l(jω);

D) генерирование, для каждой модулирующей функции m_l(jω), соответствующего периодического цифрового сигнала P_l(jω), имеющего несущую частоту f₀ и модулирующую функцию m_l(jω);

E) генерирование, для каждого периодического цифрового сигнала P_l(jω), пары сигналов в квадратурном соотношении;

F) генерирование, для каждой пары сигналов в квадратурном соотношении, полученных на этапе E, K*M пар сигналов PP_lkm(jω)=S_lkm(jω), где K и M являются целыми числами, находящимися в интервале [1; ∞] и k=l,...,K, а также m=1,….,M, причем каждая пара сигналов сгенерирована в процессе следующих этапов, выполняемых последовательно в любой очередности или одновременно:

выполнение KM операций линейной частотной модуляции, каждая из которых характеризуется соответствующим приращением частоты Δ_flkm = [(l-1)+ k/K] (f₀-f_BBl), которое является одинаковым для каждой из M пар сигналов с одним и тем же k, в интервале времени ΔT=T₀ на тактовой частоте f_СК;

выполнение M операций линейной фазовой модуляции для каждой из K операций линейной частотной модуляции, при этом каждая из K*M операций линейной фазовой модуляции характеризуется соответствующим приращением фазы Δ_φlkm = [(l-1) – l(k-1)/K + (l_m/M)]2π на тактовой частоте f_СК;

G) осуществление субдискретизации указанной пары сигналов PP_lkm(jω) на частоте f₀ для получения пары канализированных сигналов PP⁰ l_m(jω), которые по конструкции имеют пространственную фазу (3-D), ортогональную по отношению к каждой из других (L*K*M-1) пар сигналов, и которые связаны с частотой f₀;

H) суммирование векторов всех L*K*M пар ортогональных компонент для получения пары LKM-мерных сигналов PP⁰(jω), занимающих полосу частот BW_RF ≤ f₀;

I) осуществление отправки LKM-мерного сигнала PP⁰(jω) к передатчику-преобразователю сигналов, который настроен на частоту f₀ и который выполняет поляризацию.

2. Способ по п. 1, согласно которому этап H выполняют посредством простого узла сбора всех ортогональных сигналов, сгенерированных на этапе G.

3. Способ по п. 1, согласно которому одновременно выполняют по меньшей мере два из этапов E, F, G, H и I.

4. Способ по п. 1, согласно которому преобразователь из этапа I представляет собой среду передачи сигналов с единичной передаточной функцией.

5. Способ по п. 1, согласно которому периодические физические сигналы представляют собой по меньшей мере один из следующих сигналов: электрический сигнал, электромагнитный сигнал, гравитационная волна, аналоговый сигнал, цифровой сигнал, механические колебания, ударные волны, оптические сигналы, термодинамические сигналы.

6. Способ по п. 1, согласно которому тактовая частота составляет f_СК ≥2LKMf₀.

7. Способ по п. 1, согласно которому указанным одиночным комплексным сигналом является сигнал, выдаваемый передатчиком-преобразователем сигналов, настроенным на частоту f₀ на этапе I.

8. Способ по п. 7, согласно которому поляризация на этапе I совпадает с поляризацией на этапе J или отличается от нее.

9. Способ по п. 1, согласно которому на этапе F значение M, и/или K, и/или L является бесконечным, что обеспечивает получение компонент непрерывной линейной частотной модуляции и линейной фазовой модуляции, при этом операция суммирования заменена операцией интегрирования.

10. Способ по п. 1, согласно которому стартовый набор периодических физических сигналов подразделен на множество периодических физических сигналов, причем к каждому элементу из указанного множества сигналов применяют указанные этапы способа.

11. Способ извлечения множества периодических физических сигналов, представленных во временной области t посредством комплексных функций SF_l(t), где l = 1, ... L, а L является целым числом, находящимся в интервале [1; ∞], причем каждый из указанных физических сигналов занимает независимую полосу частот BB_l = [(f₀-f_BBl), f0], начиная от одиночного комплексного сигнала PP⁰(jω), связанного с частотой f₀ и занимающего полосу частот BW_RF, ширина которой равна максимально широкой полосе частот среди указанных полос частот BB_l, BW_RF=max [BB_l], причем указанный способ включает следующие этапы:

J) обнаружение, посредством датчика, настроенного на частоту f₀ и выполняющего поляризацию, указанного одиночного комплексного сигнала для получения PP⁰(jω), выраженного как PP⁰(jω)=Σ^L_l=1Σ^K_k=1Σ^M_m=1PP_lkm(jω), причем PP_lkm(jω) являются ортогональными сигналами в квадратурном соотношении;

K) применение комплексной корреляции на частоте f₀ к сигналу, обнаруженному датчиком, для получения LKM пар сигналов PP⁰_lkm(jω);

L. одновременное выполнение, для каждого из значений или одного значения l =1,...L, KM комплексных операций свертки на тактовой частоте f_СК для каждой пары сигналов PP⁰_lkm(jω), причем KM операций свертки настроены на выборку KM соответствующих операций линейной частотной модуляции со сдвигом частоты Δ_flkm=[(l-1)+k/K](f₀-f_BBl) и задержкой фазы по азимуту Δ_φlkm = -l[1 - (K - k)/K](m/M)2π от указанной пары сигналов PP⁰l_km(jω) в интервале T₀, что обеспечивает получение соответствующих пар сигналов с k=1,... K и m=1,... M для каждого значения l;

M) суммирование KM соответствующих пар сигналов для каждого значения l для получения независимых модулирующих функций m_l(jω) с изменяющимся значением l;

N) выполнение обратного преобразования Фурье в отношении модулирующих функций m_l(jω) для получения соответствующих модулирующих функций m_l(t) для модулирования во временной области и

O) преобразование модулирующих функций m_l(t) в комплексные функции SF_l(t) посредством одного или более преобразователей.

12. Система для канализирования и/или извлечения множества физических сигналов, содержащая:

- устройства сбора группы исходных физических сигналов;

- один или более преобразователей для преобразования указанных исходных физических сигналов в электрические сигналы;

- компьютеризированную подсистему для обработки указанных электрических сигналов в соответствии с этапами B-H способа по любому из пп. 1-10 для получения одного или более результирующих электрических сигналов;

- один или более преобразователей для преобразования указанных результирующих электрических сигналов в результирующие физические сигналы;

- передающие устройства для передачи указанных одного или более результирующих физических сигналов

и/или

- датчики для сбора указанных одного или более результирующих физических сигналов;

- один или более преобразователей для преобразования физических сигналов в электрические сигналы;

- компьютеризированную подсистему для обработки указанных электрических сигналов в соответствии с этапами K-N способа по п. 11 для получения одного или более электрических сигналов и

- один или более преобразователей для получения указанных исходных физических сигналов на основе указанных электрических сигналов.