СЕРДЕЧНИК ТРАНСФОРМАТОРА ДЛЯ ТРАНСФОРМАТОРА С СЕРДЕЧНИКОМ НАБОРНОГО ТИПА И ТРАНСФОРМАТОР, ВКЛЮЧАЮЩИЙ В СЕБЯ ТАКОЙ СЕРДЕЧНИК Российский патент 2020 года по МПК H01F1/147 H01F1/16 H01F27/245 H01F27/26 

Изобретение относится к области электрических трансформаторов, которые могут быть расположены на борту воздушного судна. Их функция заключается в гальванической изоляции между сетью-источником и бортовыми электрическими и электронными системами, а также в преобразовании напряжения между первичной цепью (со стороны источника питания генератора(ов) на борту) и одной или несколькими вторичными цепями. Более того, эти трансформаторы посредством выполняемых дальше функций, основанных на электронных компонентах, могут являться "выпрямителями", чтобы подавать постоянное напряжение на некоторые устройства воздушного судна.

Низкочастотные бортовые трансформаторы (≤ 1 кГц) состоят в основном из сердечника из магнитомягкого сплава, выполненного из нескольких слоев, наложенных друг на друга или извитых в соответствии с конструктивными ограничениями, и первичной и вторичной медных обмоток. Первичные питающие токи являются переменными во времени, периодичными, но не обязательно чисто синусоидальными, что не меняет фундаментально потребности в трансформаторе.

На эти трансформаторы накладывают множество ограничений.

Они должны иметь объем и/или вес (эти два параметра в целом тесно связаны), настолько небольшие, насколько это возможно, чтобы обеспечить как можно более высокую плотность мощности на единицу объема или веса. Чем ниже рабочая частота, тем больше сечение и объем магнитного ярма (и, следовательно, вес), что усиливает необходимость в миниатюризации в низкочастотных приложениях. Так как часто задают основную частоту, то это соответствует получению наибольшего возможного рабочего магнитного потока или, если задают доставляемую электрическую мощность, то снижению, насколько это возможно, сечения прохода магнитного потока (и, следовательно, веса материалов), всегда с целью увеличения отношения мощности к весу путем снижения веса на борту.

Они должны обладать достаточной долговечностью (по меньшей мере от 10 до 20 лет в зависимости от приложения), чтобы быть рентабельными. Поэтому, необходимо учитывать тепловой режим работы в отношении старения трансформатора. Обычно желателен минимальный срок службы 100000 ч при температуре 200°C.

Трансформатор должен работать на электросети с примерно синусоидальной частотой, при этом амплитуда выходного напряжения может время от времени кратковременно меняться до 60%, в частности, когда на трансформатор подают питание, или если внезапно включают электромагнитный привод. Вследствие этого и в соответствии с конструкцией потребление тока первичной обмоткой трансформатора происходит в соответствии с нелинейной кривой намагничивания магнитного сердечника. Элементы трансформатора (изоляторы и электронные компоненты) должны быть способны выдерживать без повреждения большие изменения этого потребления тока, так называемый "эффект броска тока".

Этот эффект броска тока можно количественно выразить "индексом броска тока" In, который вычисляется по формуле In = 2.B_t + B_r - B_sat, где B_t - номинальная рабочая индукция магнитного сердечника трансформатора, B_sat - индукция насыщения сердечника, а B_r - его остаточная индукция.

Важно определить, что бросок тока означает, что трансформатор внезапно подвергается (например, во время запуска трансформатора, когда бортовая система уже генерирует электрическую мощность) сильному потреблению напряжения, соответствующему изменению номинального магнитного потока dΦ/dt, для которого он сконструирован. Если в этот момент магнитный поток в трансформаторе изначально равен Φ₀, то магнитный поток резко становится равным Φ₀+dΦ. Если Φ₀ близок к 0, то Φ₀+dΦ близок к dΦ, что может быть близко к потоку насыщения, если трансформатор имеет соответствующие размеры. Но если значение Φ₀ высоко, например, возле изгиба кривой B(H), то добавление потока dΦ приведет его к очень высокому значению Φ₀+dΦ, и, следовательно, к перенасыщенной магнитной индукции, чтобы сгенерировать этот дополнительный поток dΦ. Для этого трансформатор будет использовать приложенное перенасыщающее магнитное поле и соответствующий ток на первичной обмотке трансформатора, который вызовет резкий рост тока в бортовой силовой электронике, что может привести к значительному ущербу.

Также, чтобы предотвратить возникновение такой ситуации перенасыщения Φ₀+dΦ, и так как невозможно предсказать, будет ли значение Φ₀ низким или высоким во время подключения трансформатора, в приведенную выше формулу броска тока вводят следующие правила:

первое правило заключается в увеличении индукции насыщения материала, чтобы принять максимум магнитного потока во время электрического подключения трансформатора;

второе правило заключается в снижении остаточной индукции B_r, чтобы снизить Φ₀.

Под остаточной индукцией B_r здесь и в оставшейся части этого документа понимают точку индукции, в которой магнитное поле на главном гистерезисном цикле равно нулю. На самом деле, так как априори не известна магнитная история трансформатора (и это общий случай работы бортового трансформатора), то невозможно знать, прошел ли трансформатор перед этим через главный гистерезисный цикл (в этом случае в состоянии покоя индукция будет максимум B_r, которую просто называют B_r,) под действием кратковременного выброса тока - находился ли трансформатор в состоянии покоя или в том электрическом состоянии до того, как его подключили к бортовой электрической сети, или он прошел по меньшему гистерезисному циклу (т.е. внутри главного гистерезисного цикла, в котором магнитный сердечник не был доведен до индукции насыщения посредством максимального поля. В качестве меры предосторожности в виду этой неопределенности нельзя рассматривать индукцию B_r главного гистерезисного цикла как характеристическую величину относительно явления броска тока.

Отметим, что в магнетизме "главный" и "меньший" гистерезисные циклы обычно определяют следующим образом.

Цикл гистерезиса при намагниченности М под переменным приложенным полем H представляет собой замкнутую кривую M(H), полученную путем изменения H между 2 значениями Hmin и Hmax, пока соответствующие намагниченности M(Hmin) и M(Hmax) не стабилизируются; тогда петля M(H) замыкается. Гистерезис характеризуется тем, что намагниченность M различается - полностью или частично - между прямой траекторией (Hmin -> Hmax), называемой "восходящей кривой гистерезиса", и обратной траекторией (Hmax -> Hmin), называемой "нисходящей кривой гистерезиса". Можно увидеть, что гистерезис, таким образом, образует петлю с двумя, восходящей и нисходящей, частями, и что эти две части соединяются вместе для двух значений поля Hferm1 и Hferm2, "замыкающего" кольцо.

Увеличивая приложенные экстремальные поля Hmin и Hmax, можно понять, что цикл гистерезиса заканчивается сужением, образуя единую кривую намагничивания при самых высоких значениях магнитного поля: поле, из которого идет переход от двух к одной кривой, является так называемым "замыкающим" полем Hferm1 или Hferm2.

Если Hmax> Hferm2 и Hmin <Hferm1 (т.е. если петля гистерезиса преобразуется в одну кривую намагничивания на обоих концах для максимальных приложенных полей), то цикл гистерезиса называется "основным". В противном случае его называют "меньшим".

Третье правило состоит в уменьшении номинальной рабочей индукции B_t, что означает, что магнитный сердечник трансформатора описывает меньший цикл гистерезиса, максимальное значение которого по определению B_t.

Чтобы ограничить эффект броска тока, наиболее широко используемый и самый безопасный способ для наиболее распространенных применений низкочастотных трансформаторов заключается в снижении B_t (см. формулу выше), чтобы сократить увеличение потока dΦ (которое имеет значение 2.B_t.сечение сердечника), который, например, должен будет временно войти в трансформатор во время его электрического соединения.

С другой стороны, уменьшение B_t также соответствует уменьшению способности к электрическому преобразованию напряжения трансформатора в устойчивом состоянии (основная задача трансформатора), которое должно быть компенсировано увеличением сечения магнитного ярма (напряжение = dΦ/dt = d(N.B_t.S)/dt, где N - число витков во вторичной обмотке), тем самым, за счет увеличения его веса, что не является удовлетворительным решением для бортового трансформатора. В этом случае всегда предпочтительно ограничивать бросок тока с помощью решений, основанных на выборе магнитных материалов для увеличения B_s и уменьшения B_r, чтобы ограничить снижение B_t.

Шум, испускаемый трансформатором из-за электромагнитных сил и магнитострикции, должен быть достаточно низким, чтобы соответствовать действующим стандартам или требованиям пользователей и персонала, находящегося рядом с трансформатором. Все чаще пилоты и вторые пилоты хотят иметь возможность общаться напрямую без гарнитуры.

Также очень важно рассмотреть тепловой КПД трансформатора, так как от него зависит как его внутренняя рабочая температура, так и тепловые потоки, которые необходимо отводить, например, с помощью масляной ванны, окружающей обмотки и ярмо, связанной с масляными насосами, имеющими соответствующие размеры. Источниками тепловой энергии являются в основном джоулевы потери от первичной и вторичной обмоток, а также магнитные потери от изменений магнитного потока во времени и в магнитном материале. В промышленной практике объем извлекаемой тепловой мощности ограничен определенным пороговым значением, определяемым размером и мощностью масляных насосов, а также внутренней рабочей предельной температурой трансформатора.

Наконец, стоимость трансформатора должна быть как можно ниже, чтобы обеспечить наилучший технико-экономический компромисс между стоимостью материалов, конструкцией, изготовлением и обслуживанием, а также оптимизацией плотности электрической мощности (на единицу массы или объема) устройства с учетом теплового режима трансформатора.

В общем, предпочтительно стремиться к максимально возможной плотности мощности на единицу массы/объема. Критериями, которые следует учитывать для ее увеличения, являются, в основном, намагниченность насыщения Js и магнитная индукция B₈₀₀ при 800 А/м для материалов средней высокой проницаемости, таких как железо, железо-кремниевые, железо-кобальтовые сплавы, или магнитная индукция B₈₀ при 80 А/м для магнитных материалов с высокой проницаемостью, таких как сплавы Fe-Ni.

В настоящее время используют две технологии изготовления низкочастотных бортовых трансформаторов.

В соответствии с первой из этих технологий трансформатор содержит намотанную магнитную цепь, если источник питания является однофазным. Если источник питания трехфазный, то конструкция сердечника трансформатора имеет форму двух смежных торических сердечников предыдущего типа и окружен третьим намотанным тором, образуя "восьмерку" вокруг двух предыдущих торических сердечников. На практике эта форма цепи обуславливает небольшую толщину магнитной пластины (обычно 0,1 мм). Фактически, эту технологию используют только тогда, когда частота источника ограничивает, принимая во внимание индуцированные токи, использование полос такой толщины, то есть обычно для частот в несколько сотен Гц.

В соответствии со второй из этих технологий используют наборную магнитную цепь независимо от предполагаемой толщины магнитных пластин. Поэтому эта технология действительна для любой частоты ниже нескольких кГц. Тем не менее, особое внимание следует уделять устранению заусенцев, наложению друг на друга или даже электрической изоляции пластин, чтобы уменьшить паразитные воздушные зазоры (и, таким образом, оптимизировать полную мощность) и ограничить токи, наводимые между пластинами.

В любой из этих технологий в бортовых силовых трансформаторах используют магнитно-мягкий материал с высокой проницаемостью, независимо от предполагаемой толщины полосы. Имеется два семейства этих материалов толщиной от 0,35 до 0,1 мм или даже 0,05 мм, и они четко различаются по химическому составу:

- Fe-3% Si-сплавы (по всему тексту ниже составы сплавов приведены в массовой доле, за исключением нанокристаллических сплавов, которые будут обсуждаться позднее), хрупкость и удельное электрическое сопротивление которых в основном определяется содержанием Si; причем их магнитные потери достаточно низкие (для N.О. нетекстурированных сплавов) и низкие (для G.О. текстурированных сплавов), их намагниченность насыщения Js высока (порядка 2 Тл), а стоимость очень умеренная; имеется два подсемейства Fe-3% Si, которые используют либо для технологии сердечника бортового трансформатора, либо для подобного:

○ текстурированные Fe-3% Si (G.O.), используемые для бортовых трансформаторных конструкций "намотанного" типа: причем их высокая проницаемость (B₈₀₀ = 1,8-1,9 Тл) обусловлена их очень выраженной текстурой {110} <001>; при этом эти сплавы обладают тем преимуществом, что являются недорогими, простыми в изготовлении, имеют высокую проницаемость, но их насыщение ограничено величиной 2 Тл, и они имеют очень заметную нелинейность кривой намагничивания, которая может вызывать очень важные гармоники;

○ нетекстурированные сплавы (N.О.) Fe-3% Si, используемые для бортовых трансформаторных конструкций "наборного" типа; причем их проницаемость снижена, а их намагниченность насыщения аналогична таковой у G.O.;

- Сплавы Fe-48% Co-2% V, хрупкость и удельное электрическое сопротивление которых в основном обусловлены ванадием; они обязаны своей высокой магнитной проницаемостью не только своим физическими характеристиками (низкий K1), но и охлаждением после окончательного отжига, которое задает для K1 очень низкое значение; из-за своей хрупкости форму этим сплавам задают в затвердевшем состоянии (путем резки, штамповки, фальцовки...) и только тогда, когда деталь имеет окончательную форму (ротор или статор вращающейся машины, в трансформаторе в виде Е или I), затем на последнем этапе материал отжигают; кроме того, из-за присутствия V качество атмосферы отжига необходимо полностью контролировать, чтобы избежать окисления; наконец, цена этого материала, которая очень высока (в 20-50 раз выше, чем у Fe-3% Si G.O.), связана с присутствием Со и примерно пропорциональна содержанию Со.

В настоящее время в бортовых низкочастотных силовых трансформаторах используют только эти два семейства материалов с высокой проницаемостью. Тем не менее, давно известно, что добавление Со в железо увеличивает магнитное насыщение сплава, достигая 2,4 Тл при содержании 35-50% Со, и можно было ожидать использования в бортовых трансформаторах других материалов на основе FeCo, которые содержат меньше кобальта, чем Fe-48% Co-2% V.

К сожалению, оказывается, что эти промежуточные сплавы имеют магнитокристаллическую анизотропию в несколько десятков кДж/м³, что не позволяет им обеспечивать высокую проницаемость в случае случайного распределения конечных кристаллографических ориентаций. В случае магнитных пластин, содержащих менее 48% Со, для бортовых трансформаторов средней частоты, давно известно, что шансы на успех обязательно зависят от тонкой текстуры, характеризующейся тем, что в каждом зерне ось <100> очень близка к направлению прокатки. Примером является текстура {110} <001>, полученная Госсом в Fe 3% Si путем вторичной рекристаллизации. Однако, в соответствии с этими работами, пластина не должна содержать кобальт.

Совсем недавно в US-A-3 881 967 было показано, что при добавлении от 4 до 6% Со и от 1 до 1,5% Si, а также с использованием вторичной рекристаллизации также могут быть получены высокие значения проницаемости: B₈₀₀ ≈ 1,98 Тл, прирост 0,02 Тл/% Co при 800 А/м по сравнению с лучшими существующими пластинами Fe 3% Si G.O. (B₈₀₀ ≈ 1.90 Tл). Однако очевидно, что увеличение только на 4% по сравнению с B₈₀₀ недостаточно для существенного уменьшения массы трансформатора. Для сравнения, оптимизированный сплав Fe-48% Co-2% V для трансформаторов имеет B₈₀₀, равную примерно 2,15 Тл ± 0,05 Тл, что позволяет увеличить магнитный поток для того же сечения ярма примерно на 13% ± 3% при 800 А/м, около 15% при 2500 А/м, около 16% при 5000 А/м.

Следует также отметить наличие в Fe 3% Si G.O. крупных зерен вследствие вторичной рекристаллизации и очень низкую дезориентацию между кристаллами, допускающую B₈₀₀, равную 1,9 Тл, в сочетании с коэффициентом λ₁₀₀ магнитострикции существенно превышающим 0. Это делает этот материал очень чувствительным к монтажным и эксплуатационным ограничениям, что позволяет при работе в бортовом трансформаторе промышленно использовать значение B₈₀₀ примерно 1,8 Тл сплава Fe 3% Si G.O. Это также относится и к сплавам из US-A-3 881 967. Кроме того, Fe-48% Co-2% V имеет коэффициенты магнитострикции все еще в 4-5 раз выше, чем Fe-3% Si, но при этом случайное распределение кристаллографических ориентаций и небольшой средний размер зерна (несколько десятков микрон), что делает его гораздо менее чувствительным к низким нагрузкам, и, следовательно, во время работы не снижает существенно B₈₀₀.

Поэтому при работе необходимо учитывать, что замена Fe 3% Si G.O. на Fe-48% Co-2% V приводит к увеличению постоянного сечения магнитного потока бортового трансформатора примерно на 20-25% для величин рабочего поля от 800 до 5000 А/м, таким образом, к увеличению магнитного потока примерно на 0,5% на% Co. Сплав US-A-3 881 967 позволяет на 1% увеличить магнитный поток с помощью 1% Co, но, как указано выше, это общее увеличение (4%) считалось слишком низким, чтобы оправдать разработку этого материала.

Также было предложено, в частности в документе US-A-3 843 424, использовать сплав Fe-5-35% Co, имеющий менее 2% Cr и менее 3% Si и обладающий текстурой Госса, полученной первичной рекристаллизацией, и нормальный рост зерна. Составы Fe-27% Со-0,6% Cr или Fe-18% Со-0,6% Cr приведены как позволяющие достичь 2,08 Тл при 800 А/м и 2,3 Тл при 8000 А/м. Эти значения позволили бы в сравнении с пластиной Fe-3% Si-GO, работающей при 1,8 Тл при 800 А/м и при 1,95 Тл при 5000 А/м, увеличить магнитный поток в данном сечении ярма на 15% при 800 А/м и на 18% при 5000 А/м и, следовательно, уменьшить объем или массу трансформатора на ту же величину. Таким образом, было предложено несколько составов и способов получения Fe-Co сплавов с низким содержанием Co (с возможными добавками легирующих элементов), в целом позволяющих получить магнитные индукции 10 Э, близкие к тем, которые доступны для коммерческих сплавов Fe-48% Co-2% V, но с уровнями Co (и, следовательно, стоимостью) значительно ниже (на 18-25%).

Неизвестно, чтобы в технологии наборных сердечников сплавы Fe-Ni использовались бы в авиационных трансформаторах. Фактически, эти материалы имеют намагниченность насыщения, называемую Js (максимум 1,6 Тл для Fe-Ni50), намного ниже, чем для сплавов Fe-Si (2 Тл) или Fe-Co (> 2,3 Тл), упомянутых выше, а также имеют коэффициенты магнитострикции для FeNi50, равные λ₁₁₁ = 7 ч/млн и λ₁₀₀ = 27 ч/млн. Это приводит к кажущейся магнитострикции насыщения λ_sat = 27 ч/млн для поликристаллического материала Fe-Ni50 "нетекстурированного" типа (то есть не имеющего значительной текстуры). Такой уровень магнитострикции является источником высокого шума, что объясняет, в дополнение к довольно умеренной намагниченности насыщения Js, почему этот материал не применяют.

В итоге, таким образом, могут возникнуть различные проблемы, с которыми сталкиваются разработчики авиационных трансформаторов.

В отсутствие строгих требований в отношении шума из-за магнитострикции компромисс между требованиями в отношении низкого броска тока, высокой удельной плотности трансформатора, высокой эффективности и низких магнитных потерь приводит к использованию решений, включающих в себя намотанные магнитные сердечники из Fe-Si G.O., Fe-Co или из аморфных материалов на основе железа, или решений, включающих в себя магнитные сердечники в виде наборных деталей, изготовленных из Fe-Si NO или Fe-Co.

В последнем случае часто используют наборные E- или I-образные сердечники из FeSi N.O. или электротехнической стали G.O. или из таких сплавов FeCo, как Fe49Co49V2. Но так как эти материалы обладают значительной магнитострикцией, а направление намагничивания в E-образной конструкции не всегда остается в одном и том же кристаллографическом направлении, эти конструкции трансформаторов могут значительно деформироваться и испускать значительный шум, если их размеры выполнены при обычном уровне рабочей индукции (около 70% Js). Чтобы снизить уровень шума, необходимо:

- уменьшить рабочую индукцию, но тогда необходимо в том же соотношении увеличить сечение сердечника, чтобы его объем и масса сохраняли ту же передаваемую мощность;

- или акустически экранировать трансформатор, что приводит к дополнительным затратам и увеличению веса и объема трансформатора.

В этих условиях далеко не всегда возможно разработать трансформатор, который бы одновременно соответствовал ограничениям по весу и шуму, указанным в технических характеристиках.

Поскольку требования в отношении малошумной магнитострикции становятся все более и более широко распространенными, невозможно удовлетворить их с помощью предыдущих технологий, кроме как путем увеличения объема и веса трансформатора, поскольку неизвестно, как уменьшить шум, кроме как за счет уменьшения средней рабочей индукции B_t, тем самым увеличивая сечение сердечника и общий вес, чтобы поддерживать тот же самый рабочий магнитный поток. Следует снизить B₁ примерно до 1 Тл вместо 1,4-1,7 Тл для Fe-Si или Fe-Co при отсутствии требований к уровню шума. Также часто необходимо обкладывать трансформатор, что приводит к увеличению веса и объема.

На первый взгляд, только материал с нулевой магнитострикцией решит задачу, и при условии, что он имеет более высокую рабочую индукцию, чем текущие решения. Только сплавы Fe-80% Ni, которые имеют индукцию насыщения Js около 0,75 Тл, и нанокристаллические материалы, для которых Js составляет около 1,26 Тл, имеют такую низкую магнитострикцию. Но сплавы Fe-80% Ni имеют рабочую B_t индукцию, которая слишком мала, чтобы предложить трансформаторы, которые были бы легче традиционных трансформаторов. Только нанокристаллические материалы могли бы позволить получить более легкую конструкцию с требуемым низким уровнем шума.

Но нанокристаллы поднимают острую проблему в случае "бортового трансформатора": их толщина составляет около 20 мкм, и они намотаны тором в аморфном гибком состоянии вокруг жесткой опоры, так что форма тора сохраняется в течение всей термообработки, что приводит к нанокристаллизации. И эта опора не всегда может быть удалена после термообработки, чтобы сохранить форму тора, а также потому, что тор часто разрезают надвое, чтобы обеспечить большую компактность трансформатора с использованием ранее описанной технологии намотанной цепи. Только пропитывающие смолы в намотанном сердечнике могут поддерживать его в той же форме в отсутствие опоры, которую удаляют после полимеризации смолы. Но после С-образного разреза пропитанного и затвердевшего нанокристаллического сердечника происходит деформация С-образной формы, которая не позволяет снова точно состыковать две части для восстановления замкнутого тора после того, как были вставлены обмотки. Ограничения фиксации C-образной формы внутри трансформатора также могут привести к их деформации. Поэтому предпочтительно сохранять опору, но это приводит к увеличению веса трансформатора. Кроме того, нанокристаллы имеют намагниченность насыщения Js, которая значительно ниже, чем у других мягких материалов (железо, FeSi3%, Fe-Ni50%, FeCo, сплавы на основе аморфного железа), что требует значительного увеличения веса трансформатора, поскольку увеличенное сечение магнитного сердечника должно будет компенсировать падение рабочей индукции, вызванное Js. Кроме того, "нанокристаллическое" решение будет использоваться в качестве крайней меры, если максимальный требуемый уровень шума является низким, и если не появится другое более легкое решение с низким уровнем шума.

Цель изобретения состоит в том, чтобы предложить конструкцию низкочастотного электрического трансформатора, которая подходит для использования на воздушном судне и позволяет наилучшим образом решить технические задачи, которые были упомянуты выше, и удовлетворить спецификации, включающие в себя следующее:

- очень низкий индекс броска тока, обычно менее 0,8, точное искомое значение которого может зависеть от типа источника питания трансформатора, типа электрического или электронного компонента трансформатора, подвергаемого воздействию броска тока;

- шум во время работы вне периодов, когда ощущается эффект броска тока, меньший или равный 80 дБ, предпочтительно меньший или равный 55 дБ для трансформатора, размещаемого в кабине;

- и наименьший возможный общий вес магнитного сердечника, получаемый при максимально возможной плотности мощности на единицу массы, обычно, по меньшей мере равной 1 кВА/кг и предпочтительно большей, чем 1,25 кВА/кг, или даже большей, чем 1,5 кВА/кг.

Таким образом, объектом изобретения является сердечник электрического трансформатора наборного типа, отличающийся тем, что он содержит две стопки или группы стопок, каждая из которых имеет первую толщину (ep1), причем каждая стопка состоит из одной плоской детали или из нескольких одинаковых плоских деталей, изолированных друг от друга, основные направления резки которых прямолинейны и параллельны или перпендикулярны друг другу, при этом стопки или группы стопок обращены друг к другу и содержат по меньшей мере один остаточный воздушный зазор (ε), который откалиброван с максимальным значением 10 мм между ними, при этом плоские детали выполнены по меньшей мере из одного аустенитного сплава FeNi, содержащего Ni = 30-80%, предпочтительно Ni = 40-60% и не более 10%, предпочтительно не более 2%, легирующих элементов и примесей, полученных в результате приготовления, в то время как остаток представляет собой железо, причем сплав имеет тонкую кубическую текстуру {100} <001>, из которой, по меньшей мере, 80% зерен, предпочтительно, по меньшей мере, 95% зерен отклоняются на угол (ω) не более 20° от идеальной ориентации {100} <001>, причем оба основных направления резки плоских деталей по существу параллельны либо направлению прокатки, либо направлению, перпендикулярному направлению прокатки, при этом кристаллографическая плоскость (100) отклоняется не более чем на 20° от плоскости прокатки, предпочтительно не более чем на 10°, еще лучше не более чем на 5°, в то время как оси [001] или [010] и, соответственно, направление прокатки или поперечное направление отклоняются от угла (α) самое большее на 20°, предпочтительно самое большее на 10°, более предпочтительно самое большее на 5°, плоские детали имеют магнитные потери в синусоидальных индукционных волнах от магнитного сердечника для максимальной индукции 1 Тл менее 20 Вт/кг при 400 Гц, предпочтительно менее 15 Вт/кг, а лучше менее 10 Вт/кг, при этом кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл составляет менее 5 ч/млн, предпочтительно менее 3 ч/млн, более предпочтительно 1 ч/млн, если измерение выполняют на вытянутом прямоугольном образце, поле прикладывают в направлении большой стороны образца, и это направление параллельно направлению прокатки, при этом кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл составляет менее 5 ч/млн, предпочтительно менее 3 ч/млн, более предпочтительно 1 ч/млн, если измерение производят на удлиненном прямоугольном образце, поле прикладывают в направлении длинной стороны образца, и это направление параллельно направлению, перпендикулярному направлению прокатки и лежащему в плоскости прокатки, и кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл составляет менее 10 ч/млн, предпочтительно менее 8 ч/млн, более предпочтительно 6 ч/млн, если измерение производят на удлиненном прямоугольном образце, поле прикладывают в направлении длинной стороны образца, и это направление параллельно промежуточному направлению, проходящему под углом 45° к направлению прокатки и к поперечному направлению.

Каждая из стопок может иметь С-образную, Е-образную или I-образную форму.

Тогда, сердечник может быть образован двумя Е-образными неполными сердечниками, обращенными друг к другу.

Тогда сердечник также может быть образован стопкой Е-образных плоских элементов, размещенных друг за другом "голова к хвосту", при этом пустые пространства между боковыми ветвями Е-образных плоских элементов заполнены I-образными плоскими деталями того же состава и текстуры, что и Е-образные плоские детали, при этом между Е-образными плоскими деталями и I-образными плоскими деталями имеются воздушные зазоры (ε).

Сердечник также может быть образован из Е-образного неполного сердечника и I-образного неполного сердечника, обращенных друг к другу.

Тогда, сердечник также может быть образован двумя С-образными неполными сердечниками, обращенными друг к другу.

Тогда, сердечник также может быть образован из двух соприкасающихся множеств С-образных неполных сердечников, обращенных друг к другу.

В качестве альтернативы, сердечник может быть образован последовательностью слоев стопок, причем два последовательных слоя располагаются друг за другом и разделены воздушным зазором (δ₂).

По меньшей мере одна из стопок может состоять из нескольких плоских деталей одинаковой формы, каждая из которых разделена воздушным зазором (δ₁).

Легирующие элементы могут быть выбраны по меньшей мере из следующих элементов: Cr, Si, Al, Zr, Мо, W, V, Nb, Cu, Mn.

Вырезанные плоские детали могут обладать симметрией.

Размер зерна деталей может быть меньше или равен 200 мкм.

Сердечник трансформатора также может содержать вторые стопки плоских элементов, имеющих вторую толщину (ep2), той же формы, что и стопки, имеющие первую толщину (ep1), и наложенные на них, причем плоские элементы вторых стопок выполнены из материала, имеющего намагниченность насыщения по меньшей мере большую или равную 2 Тл, причем вторые стопки составляют менее 50% объема сердечника.

Плоские элементы вторых стопок могут быть выполнены по меньшей мере из одного материала, выбранного из сплавов FeCo, сплавов FeCo (V, Ta, Cr, Si, X), где X выбирают из одного или нескольких следующих элементов: Mo, Mn, Nb, Si, Al, сплавы FeCoSi, мягкое железо, сталь, ферритные нержавеющие стали, содержащие 5-22% Cr и от 0 до 10% общего количества Mo, Mn, Nb, Si, Al, V, неориентированные электрические стали FeSiAl.

Воздушный зазор (ε) между двумя стопками или группами стопок, обращенными друг к другу, может иметь различную ширину между первыми стопками, имеющими первую толщину (ep1), и между вторыми стопками, имеющими вторую толщину (ep2).

Зазор (ε) может иметь ширину (ε1) от 2 до 1500 мкм между стопками, имеющими первую толщину (ep1), и ширину (ε2) от 2 до 3000 мкм между стопками, имеющими вторую толщину (ep2).

Объектом изобретения также является однофазный или трехфазный электрический трансформатор, содержащий магнитный сердечник наборного типа, отличающийся тем, что магнитный сердечник относится к предыдущему типу.

Это может быть трансформатор, предназначенный для установки на борту воздушного судна.

Это может быть трансформатор, предназначенный для размещения в кабине самолета.

Как будет понятно, изобретение состоит в том, чтобы приспособить наиболее типичную "технологию трансформаторов с наборным сердечником, использующую наложенные друг на друга E-, I- или C-образные пластины из магнитного материала", чаще всего расположенные в виде стопок, то есть групп пластин, имеющих по существу одинаковую форму, размер, химический состав и текстуру (если для пластины из данной стопки текстура важна для свойств сердечника, который нужно получить), наложенные друг на друга, и связать с ней следующие характеристики:

- высокая плотность мощности на единицу веса на частоте 400 Гц в синусоидальных индукционных волнах, обычно не менее 1,5 кВА/кг и предпочтительно не меньше 3 кВА/кг или даже не меньше 4 кВА/кг; низкие магнитные потери на частоте 400 Гц в синусоидальных индукционных волнах, исходящих от магнитного сердечника, а именно менее 20 Вт/кг, предпочтительно менее 15 Вт/кг и более предпочтительно менее 10 Вт/кг для максимальной индукции 1 Тл;

- кажущаяся магнитострикция λ_s^1,2T с максимальной индукцией 1,2 Тл меньше или равна 5 ч/млн, предпочтительно меньше или равна 3 ч/млн, еще лучше меньше или равна 1 ч/млн, если измерение проводят на удлиненном прямоугольном образце (типа Эпштейна или, как правило, 100×10 мм²), при этом поле прикладывают в направлении длинной стороны образца, и это направление параллельно направлению прокатки DL пластины;

- кажущаяся магнитострикция λ_s^1,2 с максимальной индукцией 1,2 Тл меньше или равна 5 ч/млн, предпочтительно меньше или равна 3 ч/млн, еще лучше меньше или равна 1 ч/млн, если измерение проводят на удлиненном прямоугольном образце (типа Эпштейна или, как правило, 100×10 мм²), при этом поле прикладывают в направлении длинной стороны образца, и это направление параллельно направлению, перпендикулярному направлению прокатки DL пластины;

- кажущаяся магнитострикция λ_s^1,2 с максимальной индукцией 1,2 Tл меньше или равна 10 ч/млн, предпочтительно меньше или равна 8 ч/млн, еще лучше меньше или равна 6 ч/млн, если измерение проводят на удлиненном прямоугольном образце (типа Эпштейна или, как правило, 100×10 мм²), при этом поле прикладывают в направлении длинной стороны образца, и это направление длинной стороны образца длинной стороны образца параллельно промежуточному направлению, проходящему под углом 45° между направлениями DL и DT;

- остаточная магнитная индукция B_r основного цикла гистерезиса глобальной магнитной цепи, которая может быть отрегулирована до более или менее низкого значения посредством различных воздушных зазоров, распределенных между нарезанными элементами;

- наличие по меньшей мере одного остаточного или откалиброванного воздушного зазора на каждом уровне наложения пластин.

В некоторых случаях можно заменить стопки идентичных пластин или только некоторые из них отдельными элементами, более тяжелыми, чем простые пластины.

Решение, выбранное авторами изобретения, позволяет сохранить интерес к компактной конструкции трансформатора, обеспечивающей высокую удельную мощность, благодаря нарезанным элементам, которые затем устанавливают в соответствии с изобретением, так же, как и магнитные сердечники из обычно вырезаемых для трансформатора элементов при использовании Fe3% Si или FeCo. Это также позволяет испускать мало шума, благодаря соответствующему выбору материалов и/или их микроструктур по отношению к направлениям намагниченности в наложенных E-образных и I-образных элементах. Наконец, это позволяет ограничить эффект броска тока за счет доступа к высоким магнитным потокам в переходные периоды, получая низкую остаточную намагниченность магнитной цепи.

Хороший компромисс для бортового трансформатора с наборным магнитным ярмом, чтобы удовлетворить совокупные требования низких магнитных потерь, низкого эффекта броска тока, низкого A.Tr, проводника с низкими потерями, низкого и очень низкого испускаемого акустического шума и высокой плотности мощности, достигается следующим общим решением, разработанным здесь для наиболее ограничивающего случая трехфазного трансформатора и проиллюстрированным на прилагаемых чертежах, на которых:

на фиг. 1-6 схематически показаны различные возможные примеры конфигурации магнитных сердечников трансформаторов, изготовленных в соответствии с изобретением;

на фиг. 7 более подробно показан пример сердечника трансформатора вида "E + I" в соответствии с изобретением;

на фиг. 8 показан пример сердечника трансформатора в виде двойной E в соответствии с изобретением;

на фиг. 9 показано, как примеры из таблицы 3 расположены на диаграмме, показывающей соответствующие им пары "индекс пускового шума" и указывающей вес соответствующих сердечников;

на фиг. 10 показан вид в перспективе варианта конфигурации сердечника, состоящего из наложения трех слоев стопок пластин, причем внутри каждого слоя стопок пластины расположены в виде "E + I", и слои стопок размещены друг над другом "голова к хвосту" относительно соседнего слоя (слоев);

на фиг. 11 сбоку показан вариант конфигурации сердечника, имеющий межплоскостной зазор, откалиброванный немагнитным слоем, расположенным между каждым слоем наложенных друг на друга тонких слоев, в конфигурации, в которой два показанных слоя стопок расположены "голова к хвосту".

Элементарный модуль изобретения представляет собой магнитный сердечник конструкции наборного типа из E-, I-, C-образных плоских деталей или любых других деталей, стороны которых являются прямолинейными и либо параллельны, либо перпендикулярны друг другу. Этот магнитный сердечник получают с использованием по меньшей мере одного аустенитного сплава FeNi с текстурой {100} <001>, условно называемой "кубической текстурой", имеющего обычно следующий состав Fe50% -Ni50% по массе (FeNi50), так что два основных направления резки E-, I-, C-образных (или других) деталей параллельны либо направлению DL прокатки, либо поперечному направлению DT (направлению, перпендикулярному DL и расположенному в плоскости прокатки). Таким образом, E-, I-, C-образные или подобные детали расположены так, что они образуют магнитное ярмо вокруг ранее изготовленных обмоток трансформатора. Такой тип конструкции подходит, например, для однофазных или трехфазных трансформаторов.

Авторы изобретения были удивлены, обнаружив, что в такой конфигурации сердечники из FeNi (обычно из FeNi50), которые хотя и имеют большие коэффициенты магнитострикции λ₁₀₀ и λ₁₁₁, страдают от небольших механических деформаций и испускают только низкий уровень шума как в конфигурации однофазного трансформатора (C + C или C + I), так и в конфигурации трехфазного трансформатора (E + E или E + I).

Авторы изобретения также обнаружили, что если рабочая индукция B_t слишком близка к намагниченности насыщения Js, то эффект броска тока уже не будет ослаблен в достаточной мере.

Авторы изобретения также обнаружили, что если к предыдущему сердечнику из FeNi добавляют небольшую долю нарезанных элементов из материала с высоким насыщением и высокой магнитострикцией (например, из FeSi или FeCo), то эффект броска тока лучше демпфируется для идентичного общего веса магнитного сердечника.

Предложенное решение состоит в конструировании магнитного сердечника конструкции наборного типа из E-, I-, C-образных плоских деталей или любых других деталей, в которых различные стороны этих деталей являются прямолинейными и либо параллельны, либо перпендикулярны друг другу. Предпочтительно, нарезанные детали и/или, как правило, стопки (нарезанных деталей/пластин) обладают симметрией, но это не является абсолютно необходимым. Например, центральная ветвь E-образного элемента может быть ближе к одной боковой ветви, чем к другой боковой ветви.

Детали из разных материалов, наложенные друг на друга для образования стопок, не обязательно имеют одинаковую ширину по всем соответствующим своим частям. В частности, различные прямолинейные части элементов из FeNi кубической текстуры (образующих основной элемент магнитного сердечника) предпочтительно имеют ширину, превышающую ширину соответствующих прямолинейных участков дополнительных необязательных элементов, изготовленных из материала с высокой насыщенностью и высокой магнитострикцией (например, из FeSi или FeCo), которые предпочтительно размещают с одной стороны или с обеих сторон стопки элементов из FeNi. Это позволяет, в частности, "скруглить" углы сечения магнитного сердечника, на который тогда становится легче наматывать медные проводники. Это также сводит к минимуму количество меди, используемой для намотки. Если необходимо, то для достаточного ослабления эффекта броска тока, ширину элементов из FeCo/FeSi компенсируют увеличением количества элементов, образующих стопки.

Детали, образующие основной элемент магнитного сердечника в соответствии с изобретением, разрезают на полосу из аустенитного сплава FeNi, упрочненную в соответствии с металлургическим способом, что позволяет после отжига получить текстуру {100} <001>, известную как "кубическая текстура". Детали нарезают таким образом, чтобы:

- либо направление DL прокатки, которое ориентировано в кристаллографическом направлении <001>, было параллельно длинным сторонам боковых ветвей E- или C-образных элементов; тогда поперечное направление пластины DT, которое сориентировано в кристаллографическом направлении <100>, параллельно поперечине E- или C-образного элемента (другими словами, стороне E- или C-образного элемента, которая соединяет их боковые ветви);

- либо направление DL прокатки, которое ориентировано в кристаллографическом направлении <001>, было параллельно поперечине E- или C-образных элементов; тогда поперечное направление DT, которое ориентировано в кристаллографическом направлении <100>, параллельно длинным сторонам боковых ветвей E- или C-образных элементов.

Если деталь вырезана в форме I, то применяют аналогичные правила.

Другими словами, обрезанные кромки различных прямолинейных участков элементов сердечника всегда должны быть по существу параллельны соответствующим направлениям DL или DT, в противном случае происходит быстрое ухудшение шумовых характеристик трансформатора, например, при дезориентации между направлением DL и кристаллографическим направлением <100>.

Обычно (но не исключительно) каждый из нарезанных элементов имеет толщину от 0,1 до 0,3 мм. Во всех испытаниях, которые будут описаны позже, каждый вырезанный элемент имел толщину 0,2 мм.

На фиг. 1-6 очень схематично показаны различные неограничивающие примеры возможных конфигураций сердечников трансформатора в соответствии с изобретением, идентифицированные относительно направлений DL и DT соответствующих своих элементов. Также было представлено направление DN, которое образует с DL и DT ортогональную систему координат и, следовательно, по существу соответствует направлению суперпозиции различных элементов, составляющих сердечник.

На фиг. 1 показан трехфазный сердечник трансформатора в виде двойной Е, то есть сформированный двумя неполными Е-образными сердечниками 1, 2, расположенными лицом к лицу. Боковые ветви 3-8 и поперечины 9, 10, к которым они прикреплены, имеют одинаковые сечения.

На фиг. 2 показан однофазный сердечник трансформатора, состоящий из двух неполных Е-образных сердечников 11, 12, расположенных лицом к лицу. Их внешние боковые ветви 13-16 и их поперечины 17, 18 имеют одинаковое сечение, в то время как внутренние боковые ветви 19, 20 имеют сечения, равные удвоенному сечению других ветвей 13-16 и поперечин 17, 18. В однофазном трансформаторе это обеспечивает очень компактную конфигурацию для заданной мощности по сравнению с конфигурацией, показанной на фиг. 5.

На фиг. 3 показан сердечник 21 трехфазного трансформатора, имеющий форму "восьмерки" с одинаковыми сечениями поперечины 22 и каждой ветви 23, 24, 25, при этом E-образные элементы наложены друг на друга "голова к хвосту". Это означает, что два последовательных наложенных друг на друга элемента сердечника 21 чередуются друг с другом: у одного поперечина 22 расположена справа, а боковые ветви 23, 24, 25 обращены влево, а у другого поперечина расположена слева, а боковые ветви обращены вправо. Это дает пустые пространства между боковыми ветвями 23, 24 и 24, 25 каждого Е-образного элемента. Чтобы получить постоянное и равномерное сечение магнитного материала по всему сердечнику 21 и, следовательно, оптимальную производительность сердечника 21, в этой конфигурации эти пустые пространства заполняют плоскими I-образными элементами 70, 71. Таким образом, на каждом уровне суперпозиции между боковыми ответвлениями 23, 24, 25 Е-образных плоских элементов и концами I-образных плоских элементов 70, 71 создают воздушные зазоры ε. Наличие этих воздушных зазоров ε гарантирует, что этот пример является хорошим в соответствии с изобретением.

На фиг. 4 показан сердечник 26 вида E + I, также образующий сердечник в виде "восьмерки" для трехфазного трансформатора и имеющий воздушный зазор ε между E-образной частью и I-образной частью. В конструкции этого типа неполный Е-образный сердечник 27 закрыт неполным I-образным сердечником 28, соединяющим концы ветвей 29, 30, 31 E-образной части 27. Эта конфигурация может быть достигнута двумя способами:

- она может быть получена путем размещения на каждом уровне суперпозиции сердечника 26 E-образного элемента и I-образного элемента, который примыкает к нему, и путем размещения E-образных элементов двух последовательных уровней друг за другом "голова к хвосту"; таким образом, имеется постоянное сечение магнитного материала по всему сердечнику 26, сохраняя при этом форму "восьмерки" варианта, показанного на фиг. 3;

- ее можно получить, соединив стопку E-образных элементов и стопку I-образных элементов.

На фиг. 5 показан сердечник 32 однофазного трансформатора, образованный двумя неполными С-образными сердечниками 33, 34, размещенными лицом к лицу, причем ветви 35, 36, 37, 38 и поперечины 39, 40 каждого С-образного элемента имеют одно и то же сечение и являются прямолинейными, при этом ветви 35-38 перпендикулярны поперечинам 39, 40.

На фиг. 6 показан сердечник 41 однофазного трансформатора, образованный двумя наборами 42, 43 С-образных неполных сердечников 44, 45, 46, 47, размещенных лицом к лицу с ветвями и прямолинейными поперечинами одного и того же сечения, причем два набора 42, 43 (каждый из которых относится к тому же типу, что и сердечник 32 на фиг. 5) являются смежными с остаточным или откалиброванным воздушным зазором ε', который их разделяет, как сердечник на фиг. 2, такой, что с внутренней боковой ветвью 48 образуется сердечник 41, общая форма которого сравнима с формой удвоенного сечения других боковых ветвей и поперечин. Таким образом, имеется сердечник 41, имеющий общую форму "восьмерки", с двумя остаточными или откалиброванными воздушными зазорами ε и ε′, перпендикулярными друг другу и разделяющими сердечник на четыре симметричных элемента.

Аустенитный сплав FeNi, используемый в контексте изобретения, может содержать от 30 до 80% Ni, но более предпочтительно от 45 до 60% Ni, чтобы получить максимально возможную намагниченность насыщения Js и, таким образом, быть способным уменьшить, насколько это возможно, сечение различных элементов сердечника, и, следовательно, вес сердечника.

Сплав может содержать в общей сложности до 10% массы добавочных элементов, таких как Cr, Si, Al, Zr, Мо, W, V, Nb, Cu, Mn, а также любых остаточных элементов и примесей, которые обычно находятся в сплавах, изготовленных в дуговой или индукционной печи без преднамеренного их добавления. Предпочтительно общее количество этих остаточных и примесных добавочных элементов будет не более 2%. Существенное добавление некоторых других элементов помимо Ni может иметь преимущество, заключающееся в ограничении потерь по индуцированным токам в магнитных пластинах за счет увеличения удельного сопротивления сплава. Но при этом будет наблюдаться деградация Js. Эта причина оправдывает ограничения в 10% и 2%, упомянутые выше.

Можно использовать разные сплавы в стопках одного и того же сердечника, расположив их в виде последовательных слоев заданной толщины или смешав их внутри стопки, если это представляет интерес, например, с точки зрения характеристик сердечника. Но каждый из этих сплавов должен соответствовать вышеупомянутым требованиям к составу.

Затем нарезанные E-, I-, C-образные или подобные элементы электрически изолируют друг от друга изолирующим слоем, толщина которого составляет от 1 до нескольких микрон, который осаждают на поверхности закаленной полосы. Две плоские детали, наложенные друг на друга в стопке, разделены по меньшей мере одним слоем изолирующего покрытия. Для этой изоляции могут быть использованы известным способом изоляционные материалы, такие как органические смолы (часто называемые "изоляционными лаками" или "покрытиями") или оксиды, такие как CaO или MgO или Al₂O₃. Также можно предпочтительно окислить поверхность деталей во время окислительного отжига, приводящего к образованию на поверхности оксидов Fe и Ni. Также возможно фосфатировать поверхность детали на связующем слое оксидов Ni и Fe. Этот список процессов изоляции, конечно, не является ограничивающим. В частности, можно заменить осаждение изоляционного материала, описанного выше, вставкой между изолируемыми деталями во время формирования стопки пластин изоляционного и немагнитного материала калиброванной толщины (обычно от нескольких десятков микрон до нескольких десятых долей миллиметра), что также имело бы функцию регулировки воздушного зазора, разделяющего две стопки, для определенных конфигураций сердечника. Примерами таких материалов являются пластик, бумага, картон, жесткий пенопласт, изоляционный и немагнитный композит. Осаждение изоляции и вставку изолирующих пластин можно аккумулировать.

Следует понимать, что "формирование стопки" в том смысле, в котором это понимают в описании, если это позволяет получить желаемые результаты, может состоять из одного вырезанного элемента, более или менее толстого. В общем случае, однако, для заданной общей толщины для формирования "стопки" будет предпочтительно использовать несколько сравнительно тонких одинаковых пластин, изолированных друг от друга, в частности, для ограничения образования вихревых токов, которые могут ухудшить характеристики сердечника.

Затем элементы отжигают в защитной газовой среде (Ar, H₂, H₂ + N₂, N₂ или т.п.) в течение промежутка времени от нескольких минут до нескольких часов, чтобы получить однородную зернистую структуру с размером зерна, обычно меньшим или равным 200 мкм, с полным отсутствием аномального роста (из-за которого появляются крупные зерна, плохо ориентированные кристаллографически) и тонкой кубической текстурой, то есть содержащей по меньшей мере 80% и предпочтительно по меньшей мере 95% зерен, имеющих их кристаллографическую ориентацию, отклоняющуюся на угол ω не чем на более 20° от идеальной ориентации {100} <001>.

В качестве альтернативы, текстурирующий отжиг, а затем нанесение электроизоляционного покрытия, могут быть выполнены перед нарезкой элементов.

Отожженные и покрытые электрической изоляцией элементы накладывают друг на друга, образуя "стопки" (из которых, возможно, по меньшей мере некоторые из них могут состоять из одной детали), причем стопки, возможно, отделены друг от друга Е-, I-, С-образными или подобными пластинами из изолирующего материала, что позволяет получать стопки путем наложений и/или совмещения, образуя магнитное ярмо, вокруг которого располагают ранее изготовленные обмотки. Однако обмотки можно было бы сделать после сборки ярма. Такой тип конструкции подходит, например, для однофазных или трехфазных трансформаторов.

Установление изолятора между стопками не является необходимым, но это позволяет, благодаря контролю воздушного зазора ε, ε', лучше контролировать остаточную намагниченность магнитной цепи и ток намагничивания трансформатора, повышает характеристики броска тока и делает характеристики трансформаторов при промышленном производстве более воспроизводимыми.

Не обязательно, но предпочтительно накладывать стопки элементов из FeNi на другие стопки, содержащие меньшую объемную долю (т.е. составляющую менее 50% от общего объема сердечника) элементов, имеющих ту же форму, что и указанные выше элементы из FeNi, и размеры идентичные или очень близкие размерам этих же элементов, но изготовленные из известных магнитных материалов с высоким насыщением, таких как FeSi и FeCo. Их накладывают друг на друга так же, как элементы из FeNi, при это они электрически изолированы друг от друга.

Эти материалы с высоким насыщением работают при очень низкой индукции в трансформаторе. Эти материалы высокого уровня могут представлять собой следующее: Fe-3% Si, Fe-6,5% Si, Fe-15 до 50% Co- (V, Ta, Cr, Si, X) текстурированные или нет, причем X выбирают из одного или нескольких следующих элементов: Mo, Mn, Nb, Si Al, мягкое железо, некоторые виды стали, Fe-Cr ферритная нержавеющая сталь, содержащая от 5 до 22% массы Cr и от 0 до 10% массы Mo, Mn, Nb, Si, Al, V, Fe-Si-Al N.O. электротехнические стали, которые обладают значением Js, значительно превышающим значение 1,6 Тл, присущее материалу FeNi50 (имеющему самые высокие значения Js среди аустенитного FeNi). Требуется Js не менее 2 Тл.

Примеры обычных материалов с высоким Js с магнитной рабочей точкой B(H), заданной при 800 А/м (B₈₀₀) и 8000 А/м (B₈₀₀₀), приведены в таблице 1 ниже (приведенные составы, конечно, приблизительны и не исключают присутствие других легирующих элементов в относительно небольших количествах; аналогично, список примеров не претендует на полноту, и можно использовать любой материал с сопоставимыми характеристиками). Фактически, именно вокруг изгиба кривой B(H), для B₈₀₀ в этом типе материала, достигается наилучший компромисс между уменьшением объема (высоким значением B) и низким потреблением трансформатора (низким значением A.tr). С другой стороны, B₈₀₀₀ учитывает подход индукции насыщения, который используют не только в потенциале плотности мощности (B_t < B₈₀₀₀), но также в уменьшении эффекта броска тока.

Таблица 1. Составы материалов с высоким Js, пригодные для использования в изобретении, и их магнитные рабочие точки при 800 А/м и 8000 А/м.

Сплав %Co %Si %Cr %V Fe Js B₈₀₀(T) B₈₀₀₀(T) 1 15 Остаток 2,25 2,08 2,24 2 15 1 Остаток 221 1,95 2,18 3 18,5 Остаток 2,32 2,12 2,30 4 18 1 Остаток 2,26 2 2,23 5 10 2,22 2,01 2,12 6 27 0,5 Остаток 2,38 2,03 2,28 7 48 2 Остаток 2,35 2,1 2,35 8 0 3 Остаток 2,03 1,9 2

В следующих примерах будет рассмотрен случай трехфазных трансформаторов, требующих нарезки плоских Е-образных и I-образных деталей.

В первом примере, показанном на фиг. 7, используется сердечник 49 трансформатора, имеющий структуру E + I типа, показанного схематически на фиг. 4. Каждая из двух внешних боковых ветвей 50, 51 и внутренняя боковая ветвь 52 Е-образной стопки 53 несет одну из обмоток 54, 55, 56 каждой фазы трансформатора. I-образная стопка 57 прикреплена к свободным концам боковых ветвей 50, 51, 52 E-образной стопки 53. Каждую стопку 53, 57 в соответствии с изобретением изготавливают путем наложения на толщину ep1 металлического листа из кубического сплава Fe. Как правило, содержащие от 40 до 60% Ni Е-образная и I-образная стопки 53 и 57 разделены зазором ε. Следует отметить, что в этом примере поперечина 58 и три боковые ветви 50, 51, 52 Е-образной стопки 53 и I-образная стопка 57 имеют одинаковую ширину a. Две стопки E-образную 53 и I-образную 57 накладывают на две другие стопки, E-образную 53' и I-образную 57', которые сами состоят из наложенных друг на друга пластин толщиной ep2 из материала с высоким значением Js, так что две пары стопок E-образных 53, 53' и I-образных 57, 57', общей толщиной ep1 + ep2. В показанном неограничивающем примере пластины стопок 53', 57' из материала с высоким Js имеют ту же формы и размеры, что и пластины, составляющие стопки 53, 57, на которые их накладывают.

В этом примере прямые стороны наложенных друг на друга пластин, составляющих Е-образные стопки 53, 53', и наложенных друг на друга пластин, составляющих I-образные стопки 57, 57', выровнены по осям DL (направление прокатки каждой пластины) и DT (направление перпендикулярное направлению прокатки каждой пластины) пластины из FeNi кубической текстуры, кристаллографически обозначенной через {100}<001>. В показанном примере ось боковых ветвей 50, 51, 52 E-образной стопки 53 выровнена с DL, в то время как I-образная стопка 57 и поперечина 58 Е-образной стопки выровнены вдоль DT. Но также можно было бы изменить схему разреза, не выходя за рамки изобретения. Именно качество выравнивания осей <100> вдоль DL (или вдоль DT) и плоскости (100) на плоскости прокатки, к удивлению, определяют уменьшение вибраций и шума, создаваемого магнитным сердечником. Кристаллографическая плоскость (100) идеальной "кубической" ориентации показана на фиг. 7 полностью параллельной плоскости прокатки (которая является плоскостью E-образной стопки 53), но между этими двумя плоскостями может быть допущена дезориентация до 20°, при которой неожиданный эффект все еще значителен. Предпочтительно эта дезориентация составляет не более 10°, более предпочтительно не более 5°. Точно так же можно допустить дезориентацию α до 20° между осями [001] или [010] и, соответственно, DL или DT, так что неожиданный эффект остается значительным (см. фиг. 7 для визуализации этой дезориентации α). Предпочтительно эта дезориентация α составляет не более 10°, более предпочтительно не более 5°.

То же самое, конечно, верно для пластин I-образной стопки 57, а также для пластин С-образной стопки, таких как схематически показанные на фиг. 5 и 6.

Таким образом, в случае кубической текстуры, по меньшей мере 80% (по поверхности или по объему) зерен которой имеют такие ориентации ω и α (т.е. рассматривают дезориентацию не более 20° в соответствии с различными осями и плоскостью), наблюдается удивительное явление: очень маленькие вибрации сердечника 49 трансформатора в целом и, следовательно, низкий магнитострикционный шум.

Кроме того, регулировка воздушного зазора ε между E-образной стопкой 53 и I-образной стопкой 57 позволяет установить эквивалентную проницаемость магнитной цепи и в то же время регулирует остаточную намагниченность магнитной цепи. Ширину этого зазора ε можно регулировать прокладками.

Кроме того, наложение, как показано, стопок 53', 57' толщиной ep2 Е-образных или I-образных пластин из материала с высокой насыщенностью (например, FeCo или FeSi) на каждую из двух стопок 53, 57 позволяет этому материалу участвовать в демпфировании эффекта броска тока, что позволяет подобрать такие размеры основной части из FeNi трансформатора, чтобы трансформатор работал с более высокой индукцией. Таким образом, можно уменьшить сечение и вес магнитной цепи. Специалисты в данной области техники знают, как найти подобающий компромисс между добавленной массой FeCo или FeSi по сравнению с экономией веса FeNi для той же самой толщины ep1 + ep2 сердечника 49.

Следует понимать, что пластины из этого материала с высоким Js не обязательно должны иметь конкретный тип текстуры. В случае если они имеют какую-либо заметную текстуру, то эта текстура не обязательно точно сориентирована относительно DL и DT. Существенными являются только ориентации обрезанных кромок пластин относительно DL и DT, так как эти ориентации идентичны ориентациям обрезанных сторон пластин из FeNi с кубической текстурой материала с низкой магнитострикцией.

Во втором примере трехфазного магнитного сердечника трансформатора в соответствии с изобретением в виде двойной E, представленного на фиг. 8 (на этот раз обмотки не показаны), сердечник 59 трансформатора представлен в виде из двух стопок 60, 61 пластинчатых элементов, каждый из которых имеет E-образную форму, при этом две стопки 60, 61 расположены лицом к лицу для образования магнитной цепи и разделены зазором ε. Ширину этого зазора ε можно регулировать прокладками. Получается конфигурация, схематически показанная на фиг. 1. Внешние боковые ветви 62, 63, 64, 65 и внутренние боковые ветви 66, 67 имеют одинаковую ширину а, равную ширине поперечин 68, 69, которые их соединяют. Боковые ветви 62-67 всех стопок 60, 61 имеют одинаковую длину с, в то время как боковые ветви 62-67 каждой стопки отстоят друг от друга на расстояние b.

Каждая из этих стопок 60, 61 выполнена из одной или, предпочтительно, нескольких нарезанных пластин, занимающих по меньшей мере большую часть объема, т.е. более 50% от общего объема сердечника, из одного первого материала, который представляет собой 30-80% (предпочтительно 45-50%) сплав FeNi с кубической текстурой {100} <001>, и изолированных или отделенных изолирующей пластиной, как было объяснено выше. Эти пластины из FeNi накладывают друг на друга на толщину ep1. Ориентация α текстуры пластин относительно направлений DL и DT, как определено ранее и проиллюстрировано для примера на фиг. 7, также присутствует в этом примере и не повторяется на фиг. 8.

Предпочтительно, как в примерах, показанных на фиг. 7 и 8, сердечник дополнен наложениями толщиной ep2, состоящими из одной или, предпочтительно, нескольких пластин из второго материала с высоким содержанием, например, такого как заданные в таблице 1.

Наличие воздушного зазора ε между двумя противоположными стопками является обязательным в контексте изобретения (при отсутствии такого воздушного зазора ε для конфигураций, показанных на фиг. 7 и 8, можно было бы получить непрерывную структуру сердечника в виде "восьмерки", что не соответствует изобретению). Это выгодно с нескольких точек зрения:

- позволяет снизить остаточную индукцию магнитной цепи;

- облегчает сборку обмоток;

- это предпочтительно для заполнения окна намотки и, следовательно, для увеличения объемной плотности мощности.

Кроме того, воздушный зазор ε может иметь различную ширину для двух групп пластин, то есть для текстурированных пластин из FeNi и для пластин из материала с высоким Js.

Возможное наличие воздушного зазора ε другой величины для двух групп пластин также справедливо для других вариантов сердечников в соответствии с изобретением, в частности для варианта, показанного на фиг. 7. Следует отметить, что в варианте, показанном на фиг. 3 воздушные зазоры ε отделяют I-образные пластины 70, 71 от ветвей 23, 24, 25 E-образных пластин, между которыми они расположены, которые играют роль воздушного зазора ε, который виден на фиг. 6 и 7.

Тенденция в гражданской авиации заключается в разработке бортовых трансформаторов с все более и более низким или очень низким испускаемым акустическим шумом, когда их располагают рядом с кабиной, что позволяет пилотам общаться без гарнитуры. Как и любой бортовой компонент, трансформатор должен быть как можно более легким и как можно менее громоздким, потреблять как можно меньше энергии и нагреваться как можно меньше, а также быть способным без ущерба для своей целостности (изоляторов, электронных компонент) выдерживать большие изменения в заряде, то есть большие изменения пускового тока трансформатора. Этот пусковой ток должен быть как можно ниже, как мы уже видели.

В недавней литературе установлено, что максимальный пусковой ток (переходный ток намагничивания трансформатора) пропорционален величине (2B_t + B_r - B_s), где B_t - номинальная рабочая индукция (полученная в результате задания размера магнитной цепи), B_r - остаточная индукция основной петли гистерезиса магнитной цепи (то есть сборки, состоящей из ферромагнитного сердечника и воздушных зазоров, локализованных или распределенных в соответствии со структурой сердечника), а B_s - индукция насыщения сердечника.

Чтобы получить низкий максимальный пусковой ток, необходимо следующее:

- материал с высокой намагниченностью насыщения (FeSi или FeCo, которые предпочтительнее, чем FeNi и нанокристаллические материалы);

- магнитная цепь (а не только материал, составляющий сердечник, рассматриваемый отдельно) с низкой остаточной намагниченностью, которая может быть получена либо непосредственно путем выбора материала (пример плоского цикла гистерезиса нанокристаллических сплавов), либо посредством эффекта конструкции ярма (распределенные или локализованные зазоры, создающие достаточное размагничивающее поле);

- низкая рабочая индукция B_t; но это противоречит высокой плотности мощности, миниатюризации и уменьшению массы трансформаторов, и, следовательно, не является удовлетворительным решением задачи, если только конструктивные особенности сердечника, которые являются выгодными с других точек зрения (включая шум), не позволяют сердечнику поддерживать объем и вес, которые все еще приемлемы для сравнительно низкого значения B_t;

- небольшое сечение магнитного сердечника, что привело бы к использованию материала с высоким насыщением;

- большая площадь поперечного сечения обмоток.

Короче говоря, если рассматривать только вопрос о броске тока, то идеальная магнитная цепь включает в себя сплав с высокой намагниченностью насыщения (FeSi, FeCo) и низкой остаточной намагниченностью, который используют при пониженной индукции. Это включает в себя оптимизированный дизайн и размеры магнитной цепи, а также адекватную калибровку воздушного зазора(ов) этих материалов с высокой намагниченностью Js насыщения. Воздушный зазор порядка 1 мкм обычно между двумя С-образными, Е-образными или Е-образными и I-образными неполными сердечниками будет мало влиять на внутреннюю остаточную намагниченность материала, и тогда кубическая текстура FeNi50 {100} <001> сохраняет свою очень высокую остаточную индукцию (близкую к Js = 1,6 Тл, обычно от 1,4 до 1,55 Тл). В случае такого воздушного зазора и в соответствии с приведенной выше формулой, определяющей показатель броска тока, демпфирование броска тока будет не очень хорошим. Чтобы уменьшить остаточную намагниченность, между слоями нарезанных элементов, а также между такими нарезанными элементами, как E-образная стопка 53 и I-образная стопка 57 в примере на фиг. 7, вводят зазор размером, например, 200 или 600 мкм или 0,1 мм (откалиброванный посредством отложения или с помощью слоя добавленного материала). Величина воздушного зазора, необходимого для значительного уменьшения B_r, очень сильно зависит от конфигурации стопок разных магнитных элементов, как будет видно ниже при описании примеров в соответствии с изобретением и результатов, которые они позволяют получить в отношении контрольных примеров. В этом случае остаточная индукция B_r может быть уменьшена в пределах от нескольких процентов до нескольких десятков процентов. Отметим, что, напротив, мы не преувеличиваем ширину воздушного зазора ε, поскольку, согласно теореме Ампера, для этого потребуется гораздо больший ток намагничивания, что приведет к большему нагреву за счет эффекта Джоуля, большему энергопотреблению и снижению производительности. Поэтому необходимо найти хороший компромисс между низким пусковым током, с одной стороны, и низким нагревом и потреблением тока, с другой стороны. Специалистам в данной области техники известно из расчета и опыта, как найти разумный баланс между этими требованиями.

В опциональном случае, если мы хотим добавить второй материал, который сам по себе имеет высокое значение Js (FeCo или FeSi), чтобы еще больше ослабить бросок тока, то желательно, чтобы этот второй материал очень мало функционировал в устойчивом состоянии, так чтобы он только немного, даже очень мало намагничивался током намагничивания, определенным для первого материала (кубического FeNi) с воздушным зазором(ами). Фактически, второй материал с высоким Js в основном присутствует для того, чтобы функционировать в переходных условиях во время сильного потребления тока трансформатора. Если бы он существенно намагничивался также в установившемся состоянии трансформатора, то его высокая магнитострикция вызывала бы деформирующий шум для трансформатора. Чтобы ограничить его намагниченность, можно ввести в стопки, содержащие этот второй материал при высоких значениях Js, определенный воздушный зазор ε₂, значение которого может отличаться от значения воздушного зазора ε₁, разделяющего стопки, содержащие FeNi кубической текстуры, полученный, исходя из применения теоремы Ампера, тока намагничивания трансформатора в стационарном состоянии и магнитных характеристик второго материала. Например, в примере на фиг. 7, если зазор ε₁ между стопкой Е-образных пластин из FeNi и стопкой I-образных пластин из FeNi составляет 0,1 мм, то может возникнуть необходимость ввести зазор 0,2 мм ε₂ между Е-образной стопкой из материала с высоким Js и I-образной стопкой из материала с высоким Js. Промежуточные слои, предпочтительно используемые для калибровки воздушных зазоров ε₁ и ε₂, могут представлять собой любой очень легкий немагнитный изолирующий материал, такой как бумага, картон, пластик, жесткий пенопласт, композит и т.д.

Обычно ε₁ может предпочтительно составлять от 2 до 1500 мкм, тогда как ε₂ предпочтительно может составлять от 2 до 3000 мкм.

Эти значения также могут быть перенесены, в частности, в конфигурацию E + E, показанную на фиг. 8.

Если объединить ограничения, заключающиеся в небольшом размере и малом весе, низких магнитных потерях, низком и очень низком акустическом шуме и низком броске тока в авиационном трансформаторе, то еще необходимо определить наиболее интересные решения для оптимизации каждой описанной выше ограничивающей величины. В таблице 2 объединены соображения авторов изобретения по этому вопросу для случая магнитных цепей, полученных нарезанием/наложением (E-, I- или C-образных) в соответствии с изобретением:

Рассмотрим здесь качество сплава Fe-50% Ni, называемое "трансформаторным" качеством. Оно известно из предшествующего уровня техники в течение длительного времени и соответствует металлургическому диапазону с конечной микроструктурой крупных зерен (от нескольких сотен мкм до нескольких мм), с различными текстурированными компонентами средней амплитуды, но не представляющими каких-либо значительных компонент кубической текстуры, и, следовательно, имеет низкие магнитные потери в С-образных и Е-образных цепях, и с явной магнитострикцией при насыщении порядка 10-20 частей на миллион. Описание таких сплавов можно найти, в частности, в статьях "Сплав 48", Engineering Alloys Digest, Inc. Upper Montclair, Нью-Джерси, июнь 1975 г., и Ф.Дж.Дж. Ландграф, "Влияние отжига на магнитные свойства сплава Fe-47,5% Ni", J. Mater. Eng. (1989) Т. 11, № 1, с. 45-49.

В варианте конфигурации, который также будет одним из рассматриваемых в испытаниях, которые будут описаны ниже (таблицы 3 и 4), наложенные пластины, образующие сердечник, могут быть нарезаны в форме "восьмерки". Это дает сердечник общей формы, которая идентична форме, показанной на фиг. 1, но без воздушного зазора, и, поэтому, не в соответствии с изобретением.

Таким образом, изобретение основано на использовании в качестве единственного материала или в качестве основного составляющего материала сердечника аустенитного сплава FeNi кубической текстуры, предпочтительно с высокой намагниченностью насыщения, такого как сплавы, содержащие от 30 до 80% Ni, предпочтительно 40 до 60% Ni и не более 10%, а лучше не более 2% элементов, отличных от Fe и Ni. Авторы изобретения с удивлением обнаружили, что использование таких материалов в условиях изобретения значительно снижает шум магнитострикции, в то время как действительные коэффициенты магнитострикции этих материалов остаются высокими (например, λ₁₀₀> 20 ч/млн).

Эта примерная реализация изобретения будет лучше описана рядом конкретных примеров, приведенных ниже, в которых рассматривают различные значения толщины ep1 и ep2 стопок, изготовленных из первого и, возможно, второго материала, соответственно, и для различных магнитных контрольных материалов, для получения магнитной цепи, которую

- либо вырезают в виде "непрерывной восьмерки" и, следовательно, без воздушного зазора (поэтому не в соответствии с изобретением), либо, в соответствии с одним вариантом осуществления изобретения, в котором имеется остаточный воздушный зазор (Остат.) ε порядка 1 мкм между Е-образными элементами, образующими "восьмерку";

- либо получают путем размещения двух E-образных стопок лицом к лицу с обеспечением калиброванного воздушного зазора ε от нескольких микрон или десятков микрон (или до 1 мм) между двумя E-образными элементами (пример на фиг. 1).

В случаях, когда используют несколько материалов, для этого воздушного зазора ε указано два значения, которые могут отличаться и последовательно соответствовать воздушному зазору ε₁, разделяющему E или E + I на уровне стопок, выполненных из первого материала, и воздушному зазору ε₂, разделяющему E или E + I, в стопках, изготовленных из второго материала. В колонке "Конфиг." (конфигурация) указано, какая морфология сердечника была принята для каждого испытания.

Результаты приведены для бортового трехфазного трансформатора, имеющего следующие характеристики:

- основная частота: 360 Гц;

- первичный намагничивающий ток трансформатора: I1 = 115 А;

- первичное напряжение V1 и вторичное V2 напряжение трансформатора: V1 = V2 = 230 В,

- кажущаяся электрическая мощность, преобразованная трансформатором: P = 46 кВА приблизительно.

Геометрия цепи фиксирована с параметрами a, b и c, установленными в примере на фиг. 8 следующим образом:

- а (ширина каждой горизонтальной и вертикальной ветви восьмерки или Е-образного элемента) = 20 мм;

- b (интервал между каждой горизонтальной ветвью восьмерки или Е-образного элемента) = 50 мм;

- c (длина каждой горизонтальной ветви восьмерки или E-образного элемента, за исключением общей части между этой горизонтальной ветвью и вертикальной ветвью, к которой она прикреплена) = 60 мм.

Крайне важно электрически изолировать, по меньшей мере, одну из поверхностей, а лучше две поверхности полос или пластин из FeNi толщиной изолирующего материала от нескольких микрон до, предпочтительно, 5-10 мкм, что может потребовать следующего:

- либо нанесения лака, либо органических смол с минеральным наполнителем или без него, нанесенных после нарезки пластины и текстурирующего отжига;

- либо окислительного отжига пластин после текстурирующего отжига, приводящего к образованию окисленного слоя на поверхности пластин;

- либо дозированного напыления или осаждения суспензии частиц оксида (глинозема, магнезии, извести...) в жидкости с добавками, такими как, например, взвесь магнезии (вода + клей + мелкий порошок частиц MgO от нескольких мкм в диаметре);

- либо осаждения на полосе из сплава FeNi слоя, способного создавать электрическую изоляцию и стойкого к высоким температурам отжига (обычно 900-100 ° С), например осаждения некоторых металлорганических соединений, таких как метоксид Mg, с образованием слегка липкого MgO после высокотемпературного отжига уже собранного сердечника трансформатора, при этом частицы, оставшиеся между пластинами, обеспечивают калиброванный воздушный зазор между пластинами; в примерах в таблице 2 обе стороны пластин были покрыты метоксидом магния толщиной 2 мкм.

Как уже было сказано, изоляция также может быть обеспечена путем размещения изолирующих немагнитных пластин в стопках между соседними пластинами, составляющими эти стопки.

Эту изоляцию также применяют таким же образом на пластинах второй стопки из материала с высоким Js.

Специалистам в данной области техники хорошо известно, что если снижать рабочую индукцию для уменьшения шума и пускового эффекта, то магнитное сечение (и, следовательно, массу магнитной цепи) необходимо увеличить для поддержания того же индуцированного напряжения V2, равного 230 В, и, таким образом, обеспечения преобразованной мощности P. Характеристикой этого малошумящего трансформатора является индекс In броска тока, значение которого меньше 0,8, а уровень шума меньше или равен границе, которая может составлять от 55 до 80 дБ в зависимости от местоположения трансформатора в самолете.

В контрольных примерах первый материал представляет собой FeSi или FeCo, а второй материал не добавляют.

Результаты испытаний приведены в таблице 3. Результаты, удовлетворяющие вышеупомянутым характеристикам, подчеркнуты.

Отметим, что целью изобретения является получение высокоэффективных трансформаторов, имеющих следующие характеристики.

Они имеют наибольшую возможную плотность мощности на единицу массы, обычно, по меньшей мере равную 3 кВА/кг и предпочтительно больше, чем 4 кВА/кг, или даже больше, чем 5 кВА/кг на частоте 400 Гц. Рассмотренные веса представляют собой веса только магнитного сердечника.

Шум трансформатора магнитострикционного происхождения меньше или равен границы, лежащей между 55 и 80 дБ в зависимости от технических характеристик. Некоторые примеры в соответствии с изобретением фактически имеют шум менее 55 дБ, и поэтому соответствующие трансформаторы могут быть размещены в кабине.

Их индекс броска тока не превосходит 0,8.

Эти характеристики получены при весе сердечника до 16 кг.

Из приведенных ниже испытаний следует, что для формирования сердечника необходимо использовать полосу или пластину из сплава FeNi небольшой толщины (обычно 0,2 мм) и вырезанные из нее элементы, характеризующиеся низкими магнитными потерями в индукционных волнах синусоидальной формы, исходящих от магнитопровода: менее 20 Вт/кг на частоте 400 Гц, предпочтительно менее 15 Вт/кг и более предпочтительно менее 10 Вт/кг для максимальной индукции 1 Тл.

Сплав FeNi должен содержать от 30 до 80% Ni, предпочтительно от 40 до 60% Ni и всего не более 10% легирующих элементов, таких как Cr, Si, Al, Zr, Мо, W, V, Nb, Cu, Mn, а различных примесей, образующихся в результате приготовления, предпочтительно не более 2%.

Пластины из FeNi имеют компонент тонкой кубической текстуры {100} <001> (более 80% зерен по объему или поверхности). Зерно считается кубическим, если его дезориентация составляет не более 20° относительно идеальной ориентации, предпочтительно не более 10°, лучше не более 5°.

Пластины из FeCo (FeCo27 или FeCo50V2) и из FeSi 3% Si, используемые либо в контрольных примерах, либо в качестве второго материала, добавляемого в примерах в соответствии с изобретением, могут иметь любую текстуру, поскольку их используют только из-за их высокой намагниченности Js насыщения и, возможно, их низкой рабочей индукции B_t, которая ограничивает их магнитострикцию. В настоящих случаях сплав FeCo27 из Примера 1 имеет текстуру с 43% компонента {110} <001>, так называемую текстуру Госса, 38% случайных компонентов текстуры, а оставшаяся часть состоит из текстур в соответствии с другими второстепенными компонентами, по несколько процентов каждой из них, сплав FeCo27 из примера 12B имеет 10% компонент текстуры Госса и случайную текстуру остатка, сплав FeCo49V2 из различных примеров 2-6 содержит 14,5% компонента {001} <110>, 14% компонента {112} <110>, 13,5% компонента {111} <110>, 26% компонента {111} <112> и 32% случайных компонентов текстуры. Для некоторых примеров FeSi3 имеет структуру с неориентированными (N.O.) зернами, следовательно, совершенно случайными (примеры 7-10), а для других (примеры 11-12) - текстурированную структуру (G.O.), т.е. текстуру Госса {110} <001>, как представлено ранее.

Пластины, образующие сердечник, нарезают на элементы Е-, I- или С-образной или любой другой формы, стороны которых являются прямыми и перпендикулярными или параллельными друг другу. Стороны пластин, по существу, перпендикулярны или параллельны как направлению прокатки полосы DL, так и направлению DT, перпендикулярному направлению прокатки DL. Кристаллографическая плоскость (100) идеальной "кубической" ориентации показана на фиг. 7 полностью параллельной плоскости прокатки (которая является плоскостью E-образной стопки 53), но между этими двумя плоскостями можно допустить дезориентацию ω до 20°, при которой неожиданный эффект все еще значителен. Предпочтительно эта дезориентация составляет не больше 10°, более предпочтительно не больше 5°. Аналогично можно допустить дезориентацию α до 20° между осями [001] или [010] и, соответственно, DL или DT, так что неожиданный эффект остается значительным. Предпочтительно это дезориентация α составляет не более 10°, более предпочтительно не более 5°.

Кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл, обозначенная как λ_s^1,2Т, составляет менее 5 ч/млн, предпочтительно менее 3 ч/млн, предпочтительно 1 ч/млн, если измерение проводят на удлиненном прямоугольном образце (каркасе типа Эпштейна или обычно пластине размером 100х10 мм²), при этом поле прикладывают в "длинном" направлении образца (другими словами, в направлении длинных сторон прямоугольника, образованного образцом), и это направление параллельно направлению DL прокатки.

Кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл, обозначенная как λ_s^1.2, составляет менее 5 ч/млн, предпочтительно менее 3 ч/млн, предпочтительно 1 ч/млн, если измерение выполняют на удлиненном прямоугольном образце (каркасе типа Эпштейна или обычно пластине размером 100х10 мм²), при этом поле прикладывают в "длинном" направлении образца, и это направление параллельно поперечному направлению DT, которое представляет собой направление, перпендикулярное направлению DL прокатки и расположенное в плоскости пластины.

Наконец, кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл, обозначенная как λ_s^1.2Т, составляет менее 10 ч/млн, предпочтительно менее 8 ч/млн, предпочтительно 1 ч/млн, если измерение выполняют на удлиненном прямоугольном образце (каркасе типа Эпштейна или обычно пластине размером 100х10 мм²), при этом поле прикладывают в "длинном" направлении образца, и это направление параллельно промежуточному направлению, проходящему под углом 45° к направлению DL прокатки и поперечному направлению DT и расположенное в той же плоскости, что и DL и DT.

По меньшей мере 80% зерен, подсчитанных по объему или поверхности, что одно и то же, имеют "кубическую" ориентацию {100} <001> с максимальной средней дезориентацией ω распределения кристаллографических ориентаций, равной 20° относительно к идеальной ориентации {100} <001>. Следует понимать, что ω, более точно, является средним значением трех дезориентаций компонента кубической текстуры, каждую из которых измеряют относительно DL, DT или DN.

Остаточную намагниченность B_r магнитной цепи можно отрегулировать до более или менее низкого значения с помощью различных воздушных зазоров, распределенных между нарезанными элементами: либо остаточный воздушный зазор, т.е. полученный только в результате нарезания и установки впритык элементов сердечника (в этом случае он может составлять порядка 1 или нескольких мкм), либо, предпочтительно, контролируемый зазор (например, с помощью прокладок) также между уложенными друг на друга элементами (в направлении DN), а не между краями элементов собранных в конфигурации вида E + I, E + E, C + C, C + I..., тем самым, в плоскостях их прокатки. Конкретные примеры конфигураций магнитных деталей (уложенных с чередованием, полностью, частично или вообще не собранных) и значения воздушного зазора приведены ниже в тексте.

Что касается номиналов различных воздушных зазоров, необходимо указать следующее.

Естественные оси симметрии сердечника трансформатора состоят из E-, I- или C-образных элементов, а именно:

- ось X параллельна ножкам E- или C-образных элементов и соответствует направлению DL прокатки;

- ось Y параллельна поперечинам E- или C-образных элементов и основным направлениям I-образных элементов и соответствует направлению DT, перпендикулярному DL;

- ось Z нормальна к плоскости пластин, вырезанных в виде E-, I- или C-образных элементов, и задает перпендикуляр к осям X и Y.

"Плоскость сердечника трансформатора" определяется плоскостью, содержащей оси X и Y.

Следует понимать, что в приведенных выше рассуждениях вполне можно поменять DT и DL, сопоставив их соответственно с X и Y, как это также указано на чертеже 1, где показаны две метки, соответствующие каждому из этих рассуждений.

Зоны воздушного зазора представляют собой объемы, основанные на боковых поверхностях, каждая из которых ограничивает часть в E-, I-, C-образной детали. Эти объемы воздушного зазора очень малы, потому что их толщина представляет собой, строго говоря, "воздушный зазор", а именно расстояние, разделяющее две противоположные поверхности.

Воздушный зазор(ы) ε определяется/определяются на основании базовых поверхностей X-Z или Y-Z, которые представляют собой торцевые поперечные сечения (на концах) магнитных частей, нарезанных на E-, I- или C-образные элементы трансформатора. Следовательно, зазор ε представляет собой измерение среднего расстояния вдоль осей Y или X, соответственно, между двумя поверхностями, обращенными к концам двух частей. Эти воздушные зазоры ε могут принимать два разных значения ε₁ и ε₂ в случае использования (не обязательно) двух разных материалов в сердечнике, как сказано выше. Как правило, эти воздушные зазоры находятся в диапазоне от "остаточной" толщины (несколько мкм) до толщины, регулируемой расположением прокладок или немагнитных пластин толщиной порядка от нескольких десятков до нескольких сотен мкм или даже порядка мм.

Воздушный зазор(ы) δ определяются с использованием базовых поверхностей X-Y, которые являются основными поверхностями магнитных частей, нарезанных на E-, I- или C-образные элементы трансформатора, и поэтому воздушный зазор δ является измерением среднего расстояния между двумя соседними поверхностями внутри стопок или между двумя стопками, то есть, в направлении Z. Эти воздушные зазоры δ образуются путем размещения немагнитного плоского материала между элементами, нарезанными, например, в виде E-, I-, C-образной формы, или между стопками таких нарезанных элементов. Эти элементы или стопки элементов могут располагаться или не располагаться друг за другом "голова к хвосту". Воздушный зазор δ может принимать значение δ₁ между двумя нарезанными элементами одной и той же стопки нарезанных элементов одинаковой формы, размеров и ориентации, а значение δ₂ между двумя наложенными друг на друга стопками нарезанных элементов одинаковой формы и/или разных ориентаций. Можно использовать эту возможную разницу между δ₁ и δ₂, чтобы уменьшить остаточную индукцию B_r. Значения δ обычно имеют тот же порядок величины, что и значения ε.

Воздушные зазоры ε, δ₁ и δ₂ выделены на фиг. 10.

Также может быть интересно модулировать значения воздушных зазоров δ в зависимости от того, находится ли он в основном материале с низкой магнитострикцией сердечника или в необязательном материале с высоким значением Js.

Следующие примеры с 1 по 5 и с 7 по 9, а также примеры 13, 17, 20, 23, 27 выполнены полностью из пластины, нарезанной на одну часть в виде восьмерки. В этом случае существует только одна возможность наложения друг на друга деталей в виде восьмерки. Единственными модификациями, которые могут быть сделаны в магнитной цепи, как только будет достигнуто желаемое количество деталей в виде восьмерки, является введение или отсутствие существенного воздушного зазора типа воздушных зазоров δ, описанных выше (посредством прокладок, немагнитных вставок...), между всеми деталями в виде восьмерки или некоторыми из них.

Хотя в приведенной ниже таблице 3 не показано, авторы изобретения пытались добавить зазоры между всеми или некоторыми из деталей в виде восьмерки: результаты вышеупомянутых примеров вообще не изменились. Поэтому бесполезность решений с деталями в виде восьмерки, в которых по меньшей мере 50% деталей нарезаны на один элемент в виде восьмерки, но без воздушного зазора ε-типа, выделенного ниже из результатов, представленных в таблице 3, является такой же для тех же самых примеров, как если бы в них использовали проставки воздушного зазора δ-типа между деталями в виде восьмерки. Действие воздушного зазора в магнитных сердечниках, имеющих вид восьмерки в соответствии с изобретением заключается в том, что он разделяет восьмерку на два Е-образных блока, один E-образный блок и один I-образный блок, два E-образных блока, каждый из которых сформирован из двух С-образных или подобных блоков, обращенных друг к другу.

В некоторых случаях из приведенных ниже примеров (таблицы 3, 4 и 5) используют вырезанные части в виде E или E + I или E, образованные двумя смежными C-образными элементами (примеры 6, 10-12B, 14-16, 18, 18bis, 18ter, 19, 21, 22, 24-26), их совмещают в конфигурации 1, называемой "последовательной": в этом случае E-, I- или C-образные элементы всегда накладывают на E-, I- или C-образные элементы, что дает в конце магнитные цепи, состоящие из E-, или I-, или C-образных стопок, которые размещены лицом к лицу с, по меньшей мере остаточным, зазором ε между этими двумя элементами; это соответствует случаям, показанным на фиг. 7 и 8; прокладка, толщина которой указана в таблице 3, примерах и ссылках ниже, которая определяет ширину зазора между этими стопками, может быть вставлена между E-, I- или C-образными стопками, обращенными друг к другу; в приведенных ниже примерах в каждую E-, I- или C-образную стопку не была вставлена такая прокладка, и зазоры между пластинами внутри этих стопок были остаточными (обычно несколько мкм). Все примеры в таблице 3 показывают эту "последовательную" конфигурацию.

В некоторых примерах из таблиц 4 и 5 используют так называемую "параллельную" конфигурацию 2 (отмеченную в таблицах 4 и 5): в этом случае E- или I-, или C-образные и т.д. пластины укладывают в стопку, но не обязательно устанавливая их в то же положение, что и предыдущая пластина в стопке: таким образом, получаем по меньшей мере одно чередование, которое представляет собой укладку "голова к хвосту", значение этого выражения показано на фиг. 3. В случае примеров из таблицы 3 между ветвями E-образных элементов и I-образными элементами, принадлежащими двум последовательным уровням стопки, не было задано воздушного зазора: соответствующие воздушные зазоры были остаточными.

В таблицах 3, 4 и 5 подчеркнуты значения шума, индекса броска тока и общего веса сердечника, которые считаются как минимум приемлемыми для реализации изобретения в случае трехфазного силового трансформатора мощностью порядка 46 кВА. Поэтому приведенный в соответствии с изобретением пример должен быть приемлемым для этих трех показателей, поскольку считается, что в эту категорию попадает шум менее 80 дБ, предпочтительно максимум 55 дБ, применительно к бортовому трансформатору, который особенно подходит для установки в самой кабине. Чтобы быть приемлемым, индекс броска тока должен быть меньше 0,8, а общий вес должен быть меньше или равен 17 кг.

Теперь будет показано, что конфигурации E + I или C одинаково подходят для обеспечения преимуществ изобретения. Начиная с приведенного выше примера 18 в конфигурации E + E + воздушный зазор типа ε, таблице 4 проведено сравнение конфигурации E + I (показанного на фиг. 4 типа) также трехфазного трансформатора (при сохранении сечения) и однофазного трансформатора (обмотка на центральной ножке) в виде 2x E, при этом E-образный элемент составлен из двух смежных С-образных (показанного на фиг. 6 типа). Эти примеры не включают в себя материал 2 с высоким Js, а только материал 1 с низкой магнитострикцией.

Для трехфазного примера 18 (E + E) геометрию цепи фиксируют параметрами a, b и c, как в примере на фиг. 1: a (ширина ветви E и поперечина E) = 20 мм, b (интервал между ветвями E) = 50 мм, c (длина ветвей E) = 60 мм.

Для трехфазного примера 18bis (E + I) геометрию цепи фиксируют параметрами a, b и c, как в примере на фиг. 4: a (ширина ветви E или I или поперечины E) = 20 мм, b (интервал между ветвями E) = 50 мм, c (длина ветвей E) = 120 мм.

Для однофазного примера 18ter (E = 2C + E = 2C) геометрию схемы фиксируют параметрами a, b и c, как в примере на фиг. 6: a (ширина ветви C) = 20 мм, которая составляет: центральную ветвь E = 2C 2 x 20 = 40 мм, b (интервал между ветвями C) = 50 мм, c (длина ветвей C) = 60 мм.

Для трехфазного примера 18quater (в конфигурации E + I с чередованием) используют тот же материал, что и для 18bis, но в конфигурации стопок E + I с чередованием с каждым слоем, с остаточными воздушными зазорами между E и I, а также между каждым слоем E + I. Следовательно, это параллельная конфигурация (//).

Можно видеть, что примеры 18a и 18b имеют характеристики, вполне сопоставимые с характеристиками примера 18, и которые, как и последние, соответствуют изобретению. Пример 18ter дает более тяжелый сердечник, но он остается приемлемым.

Для примера 18quater для такой конфигурации получается остаточная индукция B_r основного цикла гистерезиса, равная 0,8 Тл, и если затем мы захотим уменьшить бросок тока до допустимого предела (0,8), то индукцию B_t необходимо снизить в номинальном режиме до 0,8 Тл, а сечение материала также увеличить, чтобы сохранить вторичное напряжение и преобразованную кажущуюся мощность. Это приводит к увеличению массы магнитного сердечника до 16,5 кг, что все еще приемлемо, в то время как испускаемый шум значительно ниже допустимого порога. Таким образом, можно видеть, что даже при достаточно высоком значении B_r и за счет приемлемого увеличения массы на несколько килограммов все еще возможно получить выгоду от изобретения с низким уровнем шума и приемлемым индексом броска тока. Однако мы видим, что для минимизации веса можно попытаться уменьшить B_r магнитного сердечника: приведенные ниже примеры показывают различные способы достижения этого.

На фиг. 9 показана диаграмма, на которой представлены различные примеры из таблицы 3. По оси абсцисс показан шум, испускаемый трансформатором, а по оси ординат - индекс броска тока. Пунктирные линии разграничивают области шума и индекса броска тока, соответствующие целям (обязательным и предпочтительным для шума), намеченным изобретением. Также был отмечен вес соответствующих сердечников, и различными способами были идентифицированы материалы.

Анализ полученных результатов позволяет сделать следующие выводы.

Исключительное использование обычных нетекстурированных или текстурированных сплавов, используемых в бортовых трансформаторах, а именно сплавов FeCo с 27% Co, или 50% Co, и 2% V, или N.O. или G.O. электротехнических сталей Fe-3% Si, приводит к очень большому шуму, если рабочая индукция высока (как правило, B_t первого материала больше, чем 1 Тл), в то время как масса магнитной цепи низкая (примеры 1-3). Только при индукции работы 1 Тл (пример 4) эффект броска тока ослабевает (равен 1,3), однако, при этом, он не может соответствовать условию, чтобы индекс броска был не более 0,8. Уровни шума, достигнутые в примерах 1-3 (от 100 до 117 дБ), являются недопустимыми для любого использования на борту, требующего речевого общения между людьми без помощи технического оборудования (а именно микрофонов и гарнитур, которыми оборудованы существующие кабины). Уровень шума в примере 4, хотя и меньше (82 дБ), все еще остается выше приемлемого порога в 80 дБ для использования на борту.

Для достижения более низких уровней магнитострикции в данной конфигурации и для таких материалов остается только еще больше снизить индукцию работы. Это показано в примере 5, где путем снижения рабочей индукции до 0,3 Тл достигается приемлемый уровень шума (65 дБ по сравнению с оптимальным уровнем 55 дБ), но вес магнитной цепи увеличился более чем втрое (42 кг), что также недопустимо для воздушного судна. Поэтому это решение не является удовлетворительным.

Во всех контрольных примерах с 1 по 5 используют конфигурацию цепи с наложенными друг на друга пластинами, нарезанными в виде 8, без воздушного зазора. Переход к структуре, вырезанной в виде двойной буквы E в соответствии с фиг. 1, с калиброванным воздушным зазором 200 мкм в контрольном примере 6, позволяет дополнительно уменьшить пусковой эффект по сравнению с примером 4, но шум становится несколько больше. Одна только эта модификация не делает магнитную цепь из сплава FeCo более приемлемой в качестве "малошумящего трансформатора".

С другой стороны, использование неориентированной электротехнической стали Fe-3% Si (N.O., то есть без заметной текстуры, отличной от той, которая неконтролируемым образом получается в результате прокатки и отжига, необходимых для достижения конечной толщины), дает результаты очень похоже на примеры, в которых использовали сплавы FeCo27. Контрольные примеры 7, 8 и 9 с сечением в виде восьмерки без воздушного зазора, показывают, что благодаря постепенному уменьшению рабочей индукции B_t магнитная цепь достигает небольшого веса (пример 7: 8,4 кг) и шума (96 дБ) с сильным эффектом броска тока (индекс > 2) при (пример 9) очень высоком весе для B_t = 0,3 Тл (42 кг) при относительно низком уровне шума, испускаемом почти на границе оптимального уровня (58 дБ) и очень низком эффекте броска тока (<0). Из-за высокого уровня шума или большого веса, вызванного необходимостью работать при низкой индукции B_t для получения низкого уровня шума и индекса броска тока, эти примеры не могут быть удовлетворительными для применения в качестве "бортового трансформатора с низким уровнем шума".

Сравнение контрольных примеров 8 и 10 показывает эффект формы в виде двойной Е. Как и в примерах, использующих FeCo, этот вариант нарезки улучшает эффект броска тока, но ухудшает уровень шума. Это не меняет выводов о невозможности применения N.О. FeSi3 в малошумящей магнитной цепи бортового трансформатора.

В контрольных примерах 11 и 12 описано использование 3% Si и текстурированной (G.O. FeSi 3) электротехнической стали для конструкции в виде двойной E с калиброванным воздушным зазором 50 мкм для средней индукции 1 и 1,5 Тл, чтобы сохранить низкий вес на борту (8-12 кг). Однако использование текстуры такого типа, называемой текстурой Госса {110} <001>, лишь незначительно улучшает излучаемый шум: см. сравнение примеров 10 (N.O.) и 12 (G.O.) со снижением шума всего на 8 дБ. Это не позволяет снизить вес и снизить уровень испускаемого шума. Таким образом, можно видеть, что любой текстурированный материал сам по себе не обязательно представляет интерес для значительного уменьшения шума, создаваемого нарезанной магнитной цепью, даже если конструкция содержит воздушный зазор.

Примеры 12 и 12B имеют одинаковую конфигурацию магнитного сердечника, состоящую из двух стопок E-образных элементов, обращенных друг к другу, разделенных одинаковым калиброванным воздушным зазором в 50 мкм. Эти два примера позволяют сравнивать использование двух разных материалов, так как они оба выполнены из одного материала. В примере 12 применяют G.О. (текстурированный) материал FeSi 3%, известный своей очень низкой магнитострикцией в направлении DL и большой магнитострикцией в направлении DT: получается, что для трансформатора, имеющего два ортогональных основных направления магнитного потока в плоскости E- , C- или I-образных элементов, магнитострикционные деформации будут высокими, и их можно уменьшить только путем снижения уровня индукции. Это сделано в примере 12, где B_t = 1,1 Тл (55% от Js), в то время как низкое значение остаточной намагниченности B_r обеспечивается воздушным зазором, B_r = 0,1 Тл. Даже на этом уровне сниженной рабочей индукции, равной 1,1 Тл, шум все еще остается довольно сильным (82 дБ), но тем не менее значительно снижен на 9 дБ по сравнению с примером 11. С другой стороны, низкое значение B_r и высокое значение Js допускают низкий коэффициент броска тока и могут соответствовать спецификациям трансформатора. Получающийся в результате вес в 11,5 кг является допустимым для применения из-за резкого снижения рабочей индукции B_t, которое должно быть компенсировано увеличением сечения сердечника в тех же пропорциях, чтобы сохранить преобразованную электрическую мощность. Шум слишком высокий (на 27 дБ выше по сравнению с предпочтительным верхним пределом и на 2 дБ выше допустимого верхнего предела), однако этот пример не соответствует спецификациям даже в их наименее требовательном для магнитострикционного шума варианте.

В примере 12В заменили G.О. FeSi3 на27% сплав Fe-Co, известный как магнитный сплав, имеющий наибольшую намагниченность насыщения (2,38 Тл), причем магнитно-мягкие сплавы FeCo исторически использовали в бортовой электротехнике для снижения веса электрических машин. При тестировании примера 12B логически стремились значительно уменьшить вес на борту, чтобы наблюдать последующий бросок тока и шума по сравнению с решением из примера 12, в котором использовали G.O. Fe3% Si. При доведении рабочей индукции до 2 Тл при сохранении низкой остаточной индукции (0,2 Тл) с помощью прокладок с воздушным зазором и последовательной компоновки можно значительно снизить вес магнитного сердечника до 8 кг, что является наименьшим весом из всех примеров и контрпримеров из этих экспериментов. С другой стороны, шум магнитострикции увеличивается так же значительно и проходит выше уровня 100 дБ. Обычные сплавы FeCo, действительно, известны своими высокими коэффициентами истинной магнитострикции λ₁₀₀ и λ₁₁₁, а также своими высокими коэффициентами кажущейся магнитострикции. Коэффициент броска тока также значительно увеличивается до значений, слишком высоких для трансформатора, что является результатом того, что рабочая индукция B_t очень близка к намагниченности насыщения (согласно формуле для броска тока).

Следовательно, из этих двух примеров 12 и 12В видно, что использование материалов с высокой намагниченностью насыщения при высоких значениях рабочей индукции B_t и даже с откалиброванным воздушным зазором не позволяет достичь желаемого броска тока и уровня шума. Очень сильное снижение B_t сделало бы это возможным, но за счет значительного увеличения веса на борту, что недопустимо. Поэтому, эти примеры 12 и 12В не могут решить задачу, связанную с авиационными трансформаторами.

Примеры с 13 по 18 позволяют оценить преимущества одного из элементов изобретения, а именно использования аустенитного сплава Fe-Ni, обычно содержащего 50% массы Ni, с высоким насыщением и с кубической текстурой {100} <001>. В этих примерах он используется один для получения магнитной цепи, то есть без непрерывной структуры материала с высоким Js.

Примеры 13 (сердечник в форме восьмерки) и 14 (сердечник в виде двойной E) не являются примерами, соответствующими изобретению, поскольку рассматриваемый материал (Fe-50% Ni) в этом случае не имеет заметной текстуры. Фактически установлено, что испускаемый шум остается сравнительно высоким (75 и 82 дБ) и далеким от оптимального максимального значения (55 дБ) и не всегда соответствует максимально допустимому значению (80 дБ) при средней рабочей индукции B_t, равной 1,1 Тл, и массе магнитного ярма, равной 12 кг. Пример 13, уровень шума которого составляет 75 дБ, может быть акустически приемлемым для трансформатора, размещенного вне кабины, но его бросок тока слишком высокий (1,7). Обратное верно для примера 14: индекс броска тока хороший (0,655), но шум слишком высокий (82 дБ). Поэтому, нельзя предусмотреть создание магнитной цепи из такого материала для трансформатора, соответствующего всем спецификациям.

Пример 14B имеет конфигурацию, сравнимую с конфигурацией примера 14, но требует более высокой массы нетекстурированного Fe-50%Ni, и его применяют с более низкой рабочей индукцией B_t. Эти модификации приводят к созданию сердечника, который становится чрезмерно тяжелым, что тесно взаимосвязано со значительным уменьшением мощности на единицу массы. Таким образом, хотя характеристики шума и броска тока являются хорошими при заданных условиях испытаний, этот пример не является удовлетворительным решением поставленных задач.

Примеры 15, 16 и 18 в соответствии с изобретением выполнены с применением сплава Fe50%Ni с текстурой {100} <001>. Удивительно отметить, что при одной и той же рабочей индукции B_t введение такой текстуры позволяет значительно уменьшить испускаемый шум. При средней дезориентации ω текстуры, составляющей 15°, шум уже значительно уменьшился и снизился до 62 дБ, поэтому он становится приемлемым в некоторых случаях, тогда как для дезориентации в три раза меньшей испускаемый шум становится заметно меньше оптимального верхнего предела 55 дБ или равен ему. В соответствии с изобретением допустимая средняя дезориентация текстуры может составлять до 20°.

Кроме того, эффект броска тока может быть уменьшен до приемлемых уровней (индекс < 0,8) посредством E-образной нарезки в примерах 15 и 16, в то время как разрезание в виде восьмерки без воздушного зазора ε (контрольный пример 17) чрезмерно ухудшает эффект броска тока. Этот последний пример показывает, что полное отсутствие воздушного зазора в плоскости резания профилированных элементов трансформатора не позволяет получить достаточное демпфирование броска тока из-за чрезмерной остаточной намагниченности B_r магнитной цепи, несмотря на использование FeNi50 с кубической текстурой и низкой дезориентацией (7°).

Следует отметить, что пример 16 имеет характеристики в соответствии с требованиями изобретения, хотя он имеет только остаточный воздушный зазор ε между своими E-образными элементами.

Если воспользоваться этими результатами для сохранения подходящего нарезанного двойного E-образного элемента с по крайней мере остаточным воздушным зазором ε, и немного ограничить рабочую индукцию, чтобы еще больше снизить индекс броска тока, то получим решение с текстурированным моносплавом Fe50%Ni, которое является удовлетворительным с точки зрения шума, броска тока и уменьшенного веса магнитной цепи (в примере 18 он составляет 13,1 кг). Таким образом, неожиданно было обнаружено, что сплав FeNi с 30-80% Ni, оптимально 40-60% Ni, с достаточно тонкой кубической текстурой, хотя и имеющий значительные коэффициенты истинной магнитострикции λ₁₀₀ и λ₁₁₁, может существенно снизить шум, испускаемый трансформатором, магнитная цепь которого выполнена путем нарезания и наложения Е-образных пластин или пластин в виде восьмерки. Кроме того, наблюдается, что цепи в виде восьмерки, лишенные, по меньшей мере, остаточного воздушного зазора, не позволяют, в отличие от E-, I-, C-образных цепей, в достаточной мере демпфировать эффект броска тока. Поэтому они исключены из объема изобретения.

Авторы изобретения также хотели указать, как воздушные зазоры позволяют уменьшить остаточную индукцию магнитной цепи, даже если материал, составляющий ее, по своей природе обладает высокой остаточной индукцией из-за своей кубической текстуры {100} <001>.

Далее авторы изобретения показывают в таблице 5 конкретные примеры, которые получены из примера 18bis, приведенного в таблице 4, примера, который соответствует изобретению (и характеристики которого повторяются в заголовке таблицы 5), в том смысле, что в этих примерах используют пластины из FeNi50 кубической текстуры с ω = 7°, размещенные в конфигурации E + I, и они не включают в себя материал с высоким Js. Эти новые примеры основаны на двух типах конфигураций "последовательная" и "//", ранее представленных в разных вариантах, при этом всегда используют один E-образный элемент + один I-образный элемент на каждом уровне стопки. Заданы воздушные зазоры ε между E-образными и I-образными элементами, обращенными друг к другу (то есть вдоль продольной оси ветвей E), δ₁ - между двумя последовательными E-образными элементами или двумя I-образными элементами одной и той же стопки и δ₂ - между двумя последовательными стопками E + I. Если они не являются остаточными, то их получают с использованием прокладок толщиной ε, δ₁ или δ₂.

Для всех испытаний Js составляет 1,6 Тл, поскольку это единственный материал, используемый для составления сердечника. Мощность порядка 46 кВА.

На фиг. 10 показан пример смешанной конфигурации, аналогичной конфигурации примеров 14-17. В такой смешанной конфигурации встречаются стопки, у которых составляющие их пластины расположены последовательно, но две последовательные стопки расположены параллельно, другими словами, вверх ногами. "Остат." означает, что зазор ε или δ₁ является остаточным. "-" в отношении δ₂ означает, что этот воздушный зазор не существует в соответствующей конфигурации, поскольку он не является "смешанной" конфигурацией.

Таким образом, материал из примера 18а был испытан в той же конфигурации, что позволила получить результаты из таблицы 4, то есть с одной стопкой из 353 E-образных пластин, обращенной к одной стопке из 353 I-образных пластин, но только с остаточным воздушным зазором ε между E-образной и I-образной стопками. В "последовательной" конфигурации примеров 18bis 2, 5, 7, 9 высота каждой E-образной и I-образной стопки уменьшена до пяти наложенных друг на друга пластин, и она позволяет получить очень низкое значение остаточной индукции B_r, близкое к 0,2 Тл или даже меньше. Конфигурации других примеров "последовательного" типа, также как 18bis 3, 6, 8 и 18bis 4, отличающиеся только по количеству слоев (10 и 15 соответственно), показывают результаты B_r, которые очень похожи на результаты "последовательной" конфигурации с пятью пластинами на стопку: B_r уменьшается с увеличением числа пластин при прочих равных условиях.

Чтобы можно было сравнить различные решения 18bis2 - 18bis19 с примером 18bis, из которого они получены, магнитный вес каждого решения и мощность на единицу массы (в кВА/кг) рассчитывают по рабочей индукции B_t, а затем по весу трансформатора, соответствующему той же мощности (46 кВА), что и в примере 18bis. Очевидно, что примеры 18bis2, 18bis3 и 18bis4 имеют одинаковую плотность мощности и одинаковую эквивалентную массу магнитного ярма. Шум и индекс броска тока также остаются неизменными или близкими.

В последовательных конфигурациях примеров 18bis5-8 размер воздушного зазора ε между E-образными элементами и I-образными элементами варьируют с помощью прокладки толщиной 83 или 190 мкм для магнитных сердечников, содержащих стопки из пяти или десяти наложенных друг на друга пластин. На этот раз B_r достигает низких значений (18bis5) или даже очень низких значений, приближающихся к 0 (18bis6 до 8). Таким образом, видно, что "последовательный" вариант очень эффективен для уменьшения B_r в сочетании с калиброванным воздушным зазором между E-образными стопками и I-образными стопками. Величина B_r становится ниже, когда ε велико, а также когда число слоев большое. Шум остается низким (40-45 дБ), в то время как индекс броска тока дополнительно снижается при низком или очень низком значении B_r.

В конфигурации примера 18bis9, которая также является последовательной конфигурацией, зазор ε между E-образными и I-образными стопками является остаточным, но в этом случае зазор δ₁ между каждым E-образным и каждым I-образным элементом больше не является остаточным, благодаря немагнитной прокладке толщиной 83 мкм, которая вставлена между каждой пластиной каждой стопки. Здесь также можно получить очень низкую остаточную индукцию B_r порядка 0,1 Тл, то есть, в два раза меньше, чем с остаточными воздушными зазорами δ₁ при равном количестве пластин. Однако уменьшение общей проницаемости, получаемое при таком воздушном зазоре, снижает рабочую индукцию B_t и, следовательно, увеличивает массу магнитного сердечника, необходимую для передачи электроэнергии: примерно 15 кг, то есть на 2 кг больше, но, с другой стороны, это дает механическую прочность магнитному сердечнику с помощью немагнитных прокладок воздушного зазора, соединяющих Е-образные и I-образные элементы одного и того же слоя, что требуется в технологиях промышленного производства. Таким образом, магнитный сердечник, представленный в виде стопки из N (5 в 18bis9, 10 в 18bis8) E-образных пластин, обращенных к стопке из N I-образных пластин, может обладать большей механической моноблочной прочностью при использовании немагнитных прокладок на каждом уровне стопок.

Недостаток последовательной конфигурации состоит в том, что магнитная цепь состоит из двух отдельных частей, которые должны удерживаться вместе, чтобы обеспечить воздушный зазор, который, в соответствии с изобретением, должен присутствовать на каждом уровне каждой стопки (остаточный или калиброванный с помощью прокладок), который производители трансформаторов вынуждены делать. Они предпочитают "параллельную" конфигурацию, потому что, чередуя E-образные элементы с I-образными элементами при составлении стопки, получают прочную механическую связь магнитного сердечника в этой конструкции. Именно эта конфигурация изучается в примерах 18bis10-13 и 18.19.

Конфигурации примеров 18bis10 и 18bis11 сопоставимы с тем, что, как известно, используется в бортовых трансформаторах с наборным сердечником, но отличаются от известных конфигураций, независимо от конкретного используемого текстурированного материала, наличием воздушного зазора ε. Этот воздушный зазор ε является остаточным как между слоями, так и между E-образными и I-образными элементами одного и того же слоя. В этом случае остаточная индукция B_r увеличена (порядка чуть более 0,8 Тл), что снижает коэффициент броска тока. То, что есть пять или десять слоев, не оказывает большого влияния на результаты. Но эти примеры 18bis10 и 18bis11 при использовании при рабочей индукции B_t, равной 1 Тл, испускают, по общему признанию, низкий уровень шума (45 и 44 дБ), но также имеют индекс броска тока порядка 1,2, который является слишком высоким, чтобы соответствовать изобретению.

Однако позже будет видно (примеры 18bis18 и 18bis19), что, если B_t немного снизить, то эта конфигурация может дать приемлемые результаты с точки зрения броска тока и даже более низкий уровень шума при сохранении приемлемого веса, и что поэтому эта конфигурация может рассматриваться как попадающая объем изобретения при сочетании с конкретными используемыми материалами, с их ориентированными текстурами, как было указано выше. Введение прокладки, обеспечивающей зазор δ₁ размера 83 мкм между каждым уровнем стопки вида E + I (конфигурация 18bis12), снижает B_r на 0,2 Тл, что значительно улучшает индекс броска тока. Этот подход можно продолжить путем дальнейшего увеличения толщины немагнитной прокладки: необходимо достичь толщины прокладки между каждым слоем, равной приблизительно 300 мкм, чтобы значение B_r достигало 0,2-0,3 Тл, уровня, близкого к тому, который достигают без воздушных зазоров δ₁ в "последовательной" конфигурации. Возможная проблема состоит в том, что добавление немагнитной толщины 300 мкм для каждой магнитной пластины толщиной порядка 200 мкм в представленном примере приводит к увеличению объема трансформатора на 150%, даже если соответствующее увеличение массы может остаться очень небольшим (например, при использовании пластиковых прокладок). Тем не менее, это решение можно использовать, если увеличение объема трансформатора остается приемлемым. Пример 18bis13 показывает, что введение воздушного зазора ε толщиной 83 мкм вместо воздушного зазора δ₁ толщиной 83 мкм при сохранении рабочей индукции B_t, равной 1 Тл, не позволяет получить достаточно низкий бросок тока. В этом случае необходимо будет уменьшить B_t, даже если это немного увеличит вес сердечника.

Авторы изобретения обнаружили, что конфигурация чередующихся стопок пластин "смешанного" типа, взятых отдельно, расположенных "последовательно", но при этом две последовательные стопки одинаковой формы и размеров расположены друг относительно друга "параллельно" (то есть две последовательные стопки расположены "голова к хвосту"), как показано на фиг. 10, позволила получить хороший компромисс между уменьшенным объемом магнитного ярма и низким значением B_r. Это подтверждается результатами, полученными в конфигурациях 18bis14-17 таблицы 5. Это также представляет собой хороший компромисс для общей прочности. Эта связь менее сильна, чем в случае конфигурации в параллельном режиме, но, тем не менее, она достаточна, так что зажимное устройство не является обязательным.

Но можно даже поместить прокладки воздушного зазора толщиной δ₁ между различными пластинами одной и той же стопки, что приведет к снижению плотности мощности (в то время как плотность мощности остается высокой). На фиг. 10, таким образом, виден сердечник 80, содержащий три наложенных друг на друга слоя стопок:

- первый слой 81, содержащий стопку 82 из трех I-образных пластин, каждая из которых разделена прокладками 83 толщиной δ₁, и стопку 84 из трех Е-образных пластин, каждая из которых разделена прокладками 85, также толщиной δ₁, причем эти две стопки 82, 84 обращены друг к другу и разделены прокладкой 86 толщиной ε;

- второй слой 87, содержащий стопку 88 из трех I-образных пластин, разделенных прокладками толщиной δ₁, и стопку 89 из трех Е-образных пластин, разделенных прокладками также толщиной δ₁, причем эти две стопки 88, 89 обращены друг к другу и отделены друг от друга прокладкой 90 толщиной ε, причем второй слой 87 расположен "голова к хвосту" относительно первого слоя 81;

- третий слой 91, содержащий стопку 92 из трех I-образных пластин, разделенных прокладками толщиной δ₁, и стопку 93 из трех Е-образных пластин, разделенных прокладками также толщиной δ₁, причем эти две стопки 92, 93 обращены друг к другу и отделены друг от друга прокладкой 94 толщиной ε, причем третий слой 91 расположен "голова к хвосту" относительно второго слоя 87 и, таким образом, расположен так же, как и первый слой 81;

- при этом между различными слоями 81, 87, 91 имеются воздушные зазоры толщиной δ₂ (возможно, отличающейся от δ₁).

Что касается примеров 18bis18 и 18bis19, то мы уже говорили о примерах 18bis10 и 18bis11. Они показывают, что их конфигурация в виде чередующихся Е-образных и I-образных элементов с остаточными воздушными зазорами может дать результаты, которые, по крайней мере, приемлемы со всех точек зрения, при одном условии: что работа происходит при не слишком высокой индукции B_t (0,8 Тл), немного меньшей, чем в других, более выгодных конфигурациях. Именно при этом условии и за счет более тяжелого трансформатора сохраняется та же мощность, но при этом допустимая, и получаем бросок тока, который соответствует спецификациям, установленным для наименее требовательного варианта.

Из результатов, представленных в различных таблицах, видно, что во всех случаях с удельной плотностью более 4 кВА/кг (таким образом, очень интересной с точки зрения уменьшения массы самолета) имеется либо слишком высокий шум, либо слишком сильный бросок тока. Следовательно, все интересные примеры изобретения, как можно видеть, имеют плотность менее 4,5 кВА/кг для рассматриваемых значений рабочей индукции B_t (пример 22: 4,42 кВА/кг; пример, который рассматривается в качестве контрольного примера в таблице 3 из-за его слишком высокого индекса броска тока, равного 0,926, для рабочей индукции B_t, равной 1,39 Тл, но если B_t снизить в достаточной мере (0,92 Тл), как в примере 18quater инв. из таблицы 4, то можно получить подходящее значение броска тока и плотности мощности 3,2 кВА/кг). Можно отметить, что удельная мощность, полученная в примере 18quater инв., является наилучшей (самой высокой), полученной для "параллельной" конфигурации (//, следовательно, происходит чередование между слоями "голова к хвосту") магнитного сердечника трансформатора, которая, следовательно, обладает своей механической прочностью без дополнительного веса. Эти характеристики сравнивают с гораздо более хорошими характеристиками 4,15-4,2 кВА/кг веса, что является наилучшей характеристикой, получаемой в "последовательной" конфигурации магнитного сердечника. Но для этого требуются прокладки и, в частности, устройство для удержания свободных элементов магнитного сердечника.

Можно считать, что все примеры изобретения потенциально интересны с момента, когда в случае конкретного примера требований к трансформатору, удельная мощность составляет от 3 до 4,5 кВА/кг. Отметим, что в зависимости от требований к шуму и броску тока трансформатора предпочтительные решения могут отличаться. Следует также отметить, что все примеры с 1 по 18 соответствуют конструкциям вида E + E (обращенным друг к другу стопкам), соответствующим фиг. 8, следовательно, без собственной механической прочности, и требуют дополнительного веса жесткой конструкции, поддерживающей точное расположение двух стопок, с контролируемым воздушным зазором, устойчивым к магнитным силам. Если затем ограничиться "параллельными" или "смешанными" конструкциями, не имеющими такого добавленного веса, то наилучшие общие результаты будут получены в примере 18bis17b, полученном из 18bis17, при 3,42 кВА/кг, обладающим собственной механической прочностью, благодаря своей смешанной конфигурации.

Примеры с 19 по 27 из таблицы 3 показывают эффекты введения второго материала с высокой намагниченностью насыщения Js наряду с вышеупомянутым сплавом FeNi с кубической текстурой. Этот второй материал представляет собой FeSi N.O. с 3% Si или FeCo с 27% Co. Это введение приводит к уменьшению броска тока, в то время как дополнительный вес, вносимый присутствием второго материала, в значительной степени компенсируется возможным увеличением рабочей индукции сплава FeNi (например, B_t = 1,1 Тл вместо 1 Тл), так как эффект броска тока уже не такой сильный. Снова видно, что простая нарезка в виде восьмерки без воздушного зазора ε недостаточно увеличивает эффект броска тока (см. сравнение примеров 26 и 27). Также видно, что решения с использованием двух дополняющих друг друга материалов, доступных и удовлетворительных с точки зрения шума и броска тока, дают такие значения массы магнитного ярма, которые имеют тот же порядок, что и примеры, содержащие только сплав FeNi, то есть от 12,7 до 14,5 кг, и, следовательно, в достаточной степени уменьшенные, чтобы соответствовать установленным спецификациям.

Во всех примерах, описанных в таблице 3, в которых используются два материала, один с низкой магнитострикцией, а другой с высокой намагниченностью Js насыщения, эти два материала расположены последовательно друг за другом в "последовательной" конфигурации. Тем не менее, необязательно группировать пластины из двух материалов в два однородных объекта, которые совершенно отличаются друг от друга. Возможна установка одиночных пластин или стопок пластин из материала с высоким Js между стопками пластин из материала с низкой магнитострикцией. Можно даже предусмотреть, что пластина или стопка из материала с высоким Js может иметь форму, отличную от формы смежной стопки(стопок) пластин из материала с низкой магнитострикцией, чтобы образовать "параллельную" или "смешанную" конфигурацию сердечника, в которой различия формы элементов будут тесно связанны с различиями материала. Таким образом, можно комбинировать преимущества низкой остаточной индукции, низкого шума, хорошей механической прочности и малого веса, связанные с различными вариантами изобретения.

В общем, значения B_r конфигураций из таблицы 5 являются низкими или очень низкими, несмотря на прямоугольность цикла гистерезиса для материала без воздушного зазора. Эта низкая остаточная индукция для лучших конфигураций приводит к низкому индексу броска тока независимо от приложенного поля.

Измерения значений B (80 А/м) очень сопоставимы для всех этих испытаний и показывают, что во всех случаях для такого сравнительно низкого приложенного поля они близки к насыщению.

Из фиг. 9 ясно, что структура магнитной цепи наборного типа, содержащая локализованные воздушные зазоры и составляющая магнитный сердечник (отдельный или связанный со сплавом с высоким Js) на основе текстурированного сплава FeNi с "кубической" текстурой {100} <001> неожиданно приводит как к соблюдению требуемых ограничений в отношении шума и эффекта броска тока, так и к снижению веса магнитной цепи. Следует отметить, что на воздушном судне допустимые пределы шума или даже пределы броска тока меняются от одного трансформатора к другому в зависимости от воздушного судна, точной функции трансформатора в воздушном судне, его места в воздушном судне и т.д. Были заданы допустимые пределы для индекса броска тока (0,8) и шума (80 дБ или лучше, 55 дБ), которые представляют цели, условия удовлетворения которых позволяют выделить преимущества конфигураций в соответствии с изобретением в сочетании со сравнительно низким весом сердечника для данной мощности.

Этот эффект удивителен тем, что показывает, что при определенных условиях использования сплав FeNi с высокими значениями истинной магнитострикции может, тем не менее, использоваться один (или, возможно, в сочетании с меньшим количеством высококачественного материала, такого как FeCo или FeSi), для получения малошумящей магнитной цепи.

Это удивительно также потому, что ввиду выбора, предложенного в предшествующем уровне техники, между, с одной стороны, магнитной цепью массой 42 кг из FeCo или FeSi с низким уровнем шума и малым индексом броска тока и, с другой стороны, магнитной цепью массой 6-8 кг из FeCo, шум и индекс броска тока которого недопустимы, было трудно предположить, что решение, основанное исключительно или главным образом на FeNi, могло бы удовлетворить как требованиям в отношении шума, так и в отношении броска тока посредством магнитного сердечника, вес которого составлял бы только порядка 10 до 17 кг или меньше. Об этом было тем более сложно догадаться, поскольку использование обычного FeNi50 (не имеющего выделенной и конкретной текстуры) не приводит к требуемому снижению броска тока, шума и веса.

Был описан случай, когда только один из использованных материалов имеет кубическую текстуру. Однако также можно использовать одновременно несколько материалов с кубической текстурой, например, различные аустенитные сплавы FeNi, удовлетворяющие указанным выше условиям состава, при условии, что вместе взятые они представляют собой большую объемную долю магнитного сердечника. Эти разные материалы по выбору изготовителя могут быть размещены в каждой E-, C- или I-образной части сердечника в виде стопок определенной толщины элементов одного состава, или они могут быть произвольно смешаны внутри части. Необходимо, чтобы части сердечника на одном уровне стопки, обращенные друг к другу и разделенные остаточным или откалиброванным воздушным зазором ε, имели одинаковое устройство с точки зрения выбора материала(ов), т.е. вырезанная пластина, составляющая уровень стопки из данного материала, всегда находится перед срезанной частью из того же материала, составляющего соответствующий уровень другой стопки (независимо от формы пластины, составляющей соответствующий уровень другой стопки, которая может быть такой же или отличаться от формы пластин на том же уровне первой упомянутой стопки).

Аналогично можно также использовать многослойные решения из промежуточных вырезанных частей между E- или I- или C-образными стопками и прокладками между каждым последующим слоем (E + E, E + I или C + I или C + C ...). Фактически можно, например, собирать стопки небольшой толщины (обычно несколько мм), каждая из которых обычно содержит один, несколько или более (до нескольких десятков) нарезанных E- или I- или C-образных элементов, а затем наложить друг на друга эти тонкие стопки. Для конфигураций вида E + E и C + C наложение "голова к хвосту", очевидно, имеет смысл только в том случае, если E- или C-образные элементы одного и того же слоя имеют ветви разной длины, в противном случае мы вернулись бы к одной конфигурации вида E + E или C + C. Преимущество этого заключается в том, что более удобно обеспечить калиброванный зазор между двумя последовательными слоями стопок (например, зазор шириной 500 мкм для высоты стопки 1 или 2 мм), сохраняя при этом преимущество хорошей механической прочности магнитного сердечника, благодаря наложению. Эта компоновка ранее была описана под названием "смешанная" конфигурация в различных примерах из таблицы 5 и как показано на фиг. 10. В этом случае, кроме того, очень предпочтительно обеспечить межплоскостный зазор, калиброванный немагнитным слоем, расположенным между каждым тонким слоем стопок, в противном случае магнитный поток обходит воздушный зазор между E- и I-образными элементами через слои выше и ниже, что значительно снижает эффективность воздушного зазора по сравнению с остаточным воздушным зазором, который получается в результате простого наложения стопок. Этот межплоскостной воздушный зазор обычно составляет от нескольких десятков до нескольких сотен мкм (см. предыдущие примеры).

Из таблицы 5 видно, что некоторые примеры параллельных или смешанных конфигураций имеют немного более высокий индекс броска тока, чем протестированные рабочие индукции B_t, порядка 1 Тл. Однако этого будет достаточно для получения подходящих результатов с конфигурациями соответствующих сердечников, чтобы работать при чуть более низких значениях индукции B_t, порядка, например, 0,8 Тл, как в нескольких примерах из таблицы 5, чтобы получить индексы броска тока менее 0,8, требуя при этом лишь допустимого увеличения массы сердечника на несколько кг.

Фактически, как указано выше, если придерживаться удельных плотностей мощности и исключить все случаи, не соответствующие в отношении броска тока и шума, если, кроме того, считать, что добавленный вес примеров "последовательных" примеров (примеры E + E с 1 по 18) ухудшает их удельную плотность мощности, делая их менее интересными, чем другие конфигурации, тогда можно заметить, что смешанные структуры являются наиболее интересными с точки зрения плотности мощности (максимум в примерах составляет 3,42 кВА/кг).

На фиг. 11 показана такая конфигурация. На фигуре в поперечном сечении видна первая стопка 70 нарезанных Е-образных пластин, примыкающая к первой стопке 71 нарезанных I-образных пластин, причем эти две стопки 70, 71 разделены воздушным зазором, образованным с помощью немагнитного изоляционного материала 72 толщиной ε. Верхняя грань образованного таким образом узла покрыта немагнитным изолятором 73. Этот узел, как показано стрелками 74, 75, размещают во время сборки сердечника на втором аналогичном узле, содержащем вторую стопку нарезанных E-образных пластин 76, прикрепленных ко второй стопке нарезанных I-образных пластин 77, причем эти две стопки 76, 77 разделены воздушным зазором ε, выполненным с помощью немагнитного изолирующего материала 78, и верхняя грань узла покрыта немагнитным изолятором 79. Два набора располагают друг над другом "голова к хвосту", то есть первую стопку E-образных пластин 70 накладывают на вторую стопку I-образных пластин 77, а первая стопку I-образных пластин 71 накладывают на вторую стопку E-образных пластин 76. Изолятор 79 второй стопки обеспечивает калибровку воздушного зазора, разделяющего два набора, и имеет толщину, обозначенную на фиг.10 в вышеприведенном описании через δ₂.

Был описан случай, когда один второй материал с высоким значением Js использовался для формирования дополнения сердечника трансформатора в соответствии с изобретением вместе со сплавом (сплавами) FeNi 30-80% с кубической текстурой. Но можно было бы использовать несколько таких материалов с высоким значением Js, например сплав Fe-3% Si с текстурой Госса и сплав Fe-50% Co, в различных соответственных пропорциях. Суть в том, что 30-80% FeNi с кубической текстурой остается преобладающим по объему материалом в сердечнике. Как и в случае большей части сердечника, использующего пластины из FeNi кубической текстуры, распределение различных материалов с высоким значением Js в дополнении может быть выполнено в виде стопок гомогенного состава или стопок со случайно распределенным составом при условии, что две части сердечника идентичны с точки зрения состава пластин, обращенных друг к другу на заданном уровне стопки.

Изобретение было описано и показано для случая сердечника трехфазного трансформатора вида "E + E" или "E + I". Но это также применимо к случаю однофазного трансформатора, сердечник которого будет иметь форму, подобную "C + C" (фиг. 5 и 6), или форму квадрата или прямоугольника, каждая сторона которого образована своей стопкой. Однофазная структура также представлена в примере 18ter инв. (таблица 4), с учетом того, что в этом случае минимальная удельная мощность, применяемая ко всем представленным примерам, не относится к однофазной структуре, которая, как известно, значительно менее эффективна с точки зрения удельной мощности, чем трехфазные решения.

Размещение изолирующего покрытия на поверхностях нарезанных элементов или вставка немагнитных пластин между нарезанными элементами позволяет лучше контролировать остаточную намагниченность магнитной цепи и ток намагничивания трансформатора. Это также увеличивает пусковые характеристики и делает трансформаторы более воспроизводимыми в промышленном производстве.

Изобретение относится к электротехнике. Технический результат заключается в улучшении конструкции низкочастотного электрического трансформатора. Сердечник (49; 59) трансформатора включает в себя две стопки (53, 57; 60, 61), каждая из которых имеет первую толщину (ep1). Стопки (53, 57; 60, 61) состоят из одной или нескольких плоских деталей, направления резания которых прямолинейны и либо параллельны, либо перпендикулярны друг другу. Стопки (53, 57; 60, 61) обращены друг к другу и включают в себя зазор (1). Плоские детали выполнены из аустенитного сплава FeNi, содержащего Ni = 30-80% и 10% легирующих элементов и имеющего тонкую кубическую текстуру {100} <001>. Направления резания упомянутых плоских деталей параллельны либо направлению (DL) прокатки, либо поперечному направлению (DT). Плоские детали обладают магнитными потерями для максимальной индукции 1 Тл менее 20 Вт/кг при 400 Гц. При этом кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл составляет менее 5 ч/млн, когда поле прикладывается в направлении большой стороны образца и это направление параллельно направлению (DL) прокатки. При этом кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл составляет менее 5 ч/млн, когда поле прикладывается в направлении большой стороны образца и это направление параллельно поперечному направлению (DT) и расположено в плоскости прокатки. Кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл составляет менее 10 ч/млн, когда поле прикладывается в направлении длинной стороны образца и это направление параллельно промежуточному направлению, проходящему под углом 45° к направлению (DL) прокатки и поперечному направлению (DT). 2 н. и 17 з.п. ф-лы, 11 ил., 5 табл.

1. Сердечник электрического трансформатора наборного типа, содержащий две стопки или группы стопок, каждая из которых имеет первую толщину (ep1), причем каждая стопка состоит из единственной плоской детали или нескольких идентичных плоских деталей, изолированных друг от друга, основные направления резания которых являются прямолинейными и либо параллельны, либо перпендикулярны друг другу, при этом стопки или группы стопок обращены друг к другу и между ними имеется по меньшей мере один остаточный или калиброванный воздушный зазор (ε) максимального размера 10 мм, при этом плоские детали выполнены по меньшей мере из одного аустенитного сплава FeNi, содержащего Ni = 30-80%, предпочтительно Ni = 40-60% и не более 10%, предпочтительно не более 2%, легирующих элементов и примесей, полученных в результате приготовления, а остаток представляет собой железо, причем сплав имеет тонкую кубическую текстуру {100} <001>, из которой по меньшей мере 80% зерен, предпочтительно по меньшей мере 95% зерен отклоняются на угол (ω) не более 20° от идеальной ориентации {100} <001>, причем два основных направления резания плоских деталей по существу параллельны либо направлению прокатки (DL), либо поперечному направлению (DT), перпендикулярному направлению (DL) прокатки, при этом кристаллографическая плоскость (100) отклоняется не более чем на 20° от плоскости прокатки, предпочтительно не более чем на 10°, еще лучше не более чем на 5°, а оси [001] или [010] и, соответственно, направление (DL) прокатки или поперечное направление (DT) отклоняются от угла (α) самое большее на 20°, предпочтительно самое большее на 10°, лучше не больше чем на 5°, плоские детали имеют магнитные потери при синусоидальных индукционных волнах в магнитном сердечнике при максимальной индукции 1 Тл менее 20 Вт/кг при 400 Гц, предпочтительно менее 15 Вт/кг, а лучше менее 10 Вт/кг, при этом кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл (λ_s^1.2T) составляет менее 5 ч/млн, предпочтительно менее 3 ч/млн, предпочтительно 1 ч/млн, если измерение выполнено на удлиненном прямоугольном образце, поле прикладывается в направлении длинной стороны образца и это направление параллельно направлению (DL) прокатки, при этом кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл (λ_s^1.2T) составляет менее 5 ч/млн, предпочтительно менее 3 ч/млн, предпочтительно менее 1 ч/млн, если измерение выполнено на удлиненном прямоугольном образце, поле прикладывается в направлении длинной стороны образца и это направление параллельно поперечному направлению (DT), перпендикулярному направлению (DL) прокатки и лежащему в плоскости прокатки, и кажущаяся магнитострикция для максимальной индукции 1,2 Тл (λ_s^1.2T) составляет менее 10 ч/млн, предпочтительно менее 8 ч/млн, предпочтительно менее 6 ч/млн, если измерение выполнено на удлиненном прямоугольном образце, поле прикладывается в направлении длинной стороны образца и это направление параллельно промежуточному направлению, проходящему под углом 45° к направлению (DL) прокатки и поперечному направлению (DT).

2. Сердечник трансформатора по п. 1, отличающийся тем, что все стопки являются С-образными, или Е-образными, или I-образными.

3. Сердечник трансформатора по п. 2, отличающийся тем, что образован двумя Е-образными неполными сердечниками, обращенными друг к другу.

4. Сердечник трансформатора по п. 2, отличающийся тем, что образован стопкой Е-образных плоских элементов, размещенных друг за другом «голова к хвосту», при этом пустые пространства между боковыми ветвями Е-образных плоских элементов заполнены I-образными плоскими деталями того же состава и текстуры, что и Е-образные плоские детали, при этом между Е-образными плоскими деталями и I-образными плоскими деталями имеются воздушные зазоры (ε).

5. Сердечник трансформатора по п. 2, отличающийся тем, что он образован Е-образным неполным сердечником и I-образным неполным сердечником, обращенными друг к другу.

6. Сердечник трансформатора по п. 2, отличающийся тем, что образован двумя С-образными неполными сердечниками, обращенными друг к другу.

7. Сердечник трансформатора по п. 2, отличающийся тем, что образован двумя соприкасающимися наборами из двух С-образных неполных сердечников, обращенных друг к другу.

8. Сердечник трансформатора по п. 1 или 2, отличающийся тем, что образован последовательностью слоев стопок, причем два последовательных слоя расположены «голова к хвосту» и разделены воздушным зазором (δ₂).

9. Сердечник трансформатора по п. 1 или 2, отличающийся тем, что по меньшей мере одна из стопок состоит из нескольких плоских деталей идентичной формы, разделенных воздушным зазором (δ₁).

10. Сердечник трансформатора по п. 1 или 2, отличающийся тем, что легирующие элементы выбраны по меньшей мере из следующих: Cr, Si, Al, Zr, Mo, W, V, Nb, Cu, Mn.

11. Сердечник трансформатора по п. 1 или 2, отличающийся тем, что нарезанные плоские элементы обладают симметрией.

12. Сердечник трансформатора по п. 1 или 2, отличающийся тем, что размер зерна деталей меньше или равен 200 мкм.

13. Сердечник трансформатора по п. 1 или 2, отличающийся тем, что он также содержит вторые стопки плоских элементов, имеющие вторую толщину (ep2), той же формы, что и стопки, имеющие первую толщину (ep1), и наложенные на них, причем плоские элементы вторых стопок выполнены по меньшей мере из одного материала, имеющего намагниченность (Js) насыщения, большую или равную 2 Тл, причем вторые стопки составляют менее 50% объема сердечника.

14. Сердечник трансформатора по п. 13, отличающийся тем, что плоские элементы вторых стопок выполнены по меньшей мере из одного материала, выбранного из сплавов FeCo, сплавов FeCo (V, Ta, Cr, Si, X), где X выбран из одного или нескольких следующих элементов: Mo, Mn, Nb, Si, Al, сплавы FeCoSi, мягкое железо, сталь, ферритные нержавеющие стали, содержащие 5-22% Cr и от 0 до 10% общего количества Mo, Mn, Nb, Si, Al, V, неориентированные электротехнические стали FeSiAl.

15. Сердечник трансформатора по п. 13 или 14, отличающийся тем, что воздушный зазор (ε) между двумя стопками или группами стопок, обращенных друг к другу, имеет различную ширину между первыми стопками, имеющими первую толщину (ep1), и между вторыми стопками, имеющими вторую толщину (ep2).

16. Сердечник трансформатора по п. 15, отличающийся тем, что воздушный зазор (ε) имеет ширину (ε₁) от 2 до 1500 мкм между стопками, имеющими первую толщину (ep1), и ширину (ε₂) от 2 до 3000 мкм между стопками, имеющими вторую ширину (ep2).

17. Однофазный или трехфазный электрический трансформатор, содержащий магнитный сердечник наборного типа, отличающийся тем, что магнитный сердечник является сердечником по любому из пп. 1-16.

18. Трансформатор по п. 17, отличающийся тем, что является трансформатором, предназначенным для размещения на борту воздушного судна.

19. Трансформатор по п. 18, отличающийся тем, что является трансформатором, предназначенным для размещения в кабине пилотов воздушного судна.