СИСТЕМА ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ Российский патент 2020 года по МПК H04K1/02 

Изобретение относится к области радиотехники и может использоваться в средствах радиосвязи и радиотелеметрии для передачи информации.

Известны различные системы передачи информации. Типовой из них (аналог) является асинхронная адресная система со сложными фазоманипулированными сигналами (ФМН), описанная в книге «Радиотехнические системы передачи информации»: Учебное пособие для ВУЗов / В.А. Борисов, В.В. Калмыков, Я.М. Ковальчук и др.; Под редакцией В.В. Калмыкова - М.: «Радио и связь», 1990. - 304 с.: ил., с. 237-238, рис. 11.9.

К недостаткам известной схемы следует отнести неудовлетворительную скрытность и помехоустойчивость в условиях структурных помех при ограниченной базе сигнала.

Из известных систем передачи информации наиболее близкой по технической сущности и достигаемому результату к заявляемой (прототипом) является цифровая система связи с ФМН сигналом [Л.Е. Варакин «Системы связи с шумоподобными сигналами». - М.: «Радио и связь», 1985. - 384 с., ил., рис. 1.7, с. 16].

Известная система содержит передатчик в составе последовательно включенных источника информации, первого фазового модулятора, первого модулятора, усилителя мощности и передающей антенны, синхронизатора передатчика, связанного выходом с вторым входом первого фазового модулятора через генератор фазоманипулированного сигнала, генератора несущей частоты, связанного выходом с вторым входом первого модулятора, приемник в составе последовательно включенных приемной антенны, смесителя, усилителя промежуточной частоты, согласованного фильтра, решающего устройства и получателя информации, синхронизатора приемника, связанного входом с выходом согласованного фильтра, одним выходом с вторым входом смесителя через гетеродин, а другим выходом с первым входом решающего устройства.

В передатчике известной системы последовательность двоичных единиц «1» и «0» от источника информации преобразуется в последовательность ФМН сигналов, излучаемых передающей антенной в пространство на несущей частоте. В приемнике принятая приемной антенной последовательность ФМН сигналов после преобразования, усиления, согласованной фильтрации на выходе решающего устройства превращается в информационную последовательность и поступает к получателю информации.

Недостатками известной системы являются относительно низкие скрытность и помехоустойчивость, особенно, в условиях структурных помех при ограниченной базе сигнала. К структурным помехам относят помехи, имеющие ту же структуру, что и полезный сигнал. Это внутрисистемные, ретрансляционные, имитационные и другие помехи.

Первый недостаток обусловлен тем, что недостаточна, прежде всего, такая составляющая скрытности, как структурная скрытность. Действительно, структура представляющего бит информации ФМН сигнала определяется используемым видом шумоподобного сигнала (ШПС). Классы ШПС и правила их образования известны, например, для широко используемых М-последовательностей. Для современных средств радиоразведки распознавание класса используемого ШПС возможно в течение приема нескольких бит информации. Для борьбы с радиоразведкой применяют смену ШПС, однако число используемых ШПС ограничено. Кроме того, распознавание структуры сигнала при отсутствии маскировки этой структуры не зависит от применяемого класса ШПС и реализуется современным средством радиоразведки при превышении принимаемого сигнала над шумом, что практически всегда имеет место.

Недостаточна так же и вторая составляющая скрытности - информационная скрытность. Например, для систем передачи информации стойкость к раскрытию содержания сообщения определяется стойкостью шифра, которым кодируют информационную последовательность. При этом возможность создания стойкого шифра связана с длиной ключевой последовательности. Общей чертой скрытых сигналов и общим показателем скрытности служит база сигнала В. Из двух сигналов потенциально лучшей скрытностью обладает тот, у которого больше В (для ФМН сигналов база равна числу элементов сигнала М или его длине). Однако, база сигнала всегда ограниченна. Чаще всего это ограничение связанно со скоростью передачи информации. Кроме того, при любой базе процесс дешифрации начинается с выявления средством разведки факта передачи «1» или «0» или перехода с «1» на «0» и наоборот. Именно этот факт в известной системе легко обнаруживается, так как для передачи «1» используется на передающей стороне один и тот же ФМН сигнал, а для передачи «0» противоположный (по фазе) ему. Таким образом, задача заключается в повышении структурной и информационной составляющих скрытности при фиксированной базе ФМН сигнала.

Относительно второго недостатка следует отметить, что помехоустойчивость приема дискретной информации в известной системе определяется соотношением:

где - отношение сигнал/помеха на входе решающего устройства; В - база, сигнала; ρ² - отношение мощностей сигнала Р_с и помехи P_n на входе приемника Соотношение (1) является основополагающим в технике борьбы с мощными (ρ²<<1) помехами. Если то надежная передача информации возможна при ρ²<<1.

Оценим пороговое значение отношения сигнал/помеха на входе решающего устройства. Для этого воспользуемся теоремой Шеннона о пропускной способности С канала передачи информации, в соответствии с которой

где F - ширина спектра сигнала, равная ширине полосы пропускания канала.

Преобразуем (2) к виду:

Учитывая, что ρ²<<1, разложим правую часть (3) в степенной ряд, ограничившись первым членом ряда, получим:

Поскольку база сигнала В=F⋅Т, где Т - длительность бита, а - пропускная способность канала, выражение (1) приобретает вид:

Подставив (4) в (5) получим пороговое значение отношения мощностей сигнала и помехи на входе решающего устройства:

Если то ошибка за счет действия помехи будет небольшой. Если же то в соответствии с теоремой Шеннона ошибка резко возрастает.

Это особенно характерно для структурных помех, для которых чаще всего имеет место их полное совпадение или даже перекрытие с полезным сигналом по ширине спектра, а также существенное совпадение по структуре, поскольку структурная скрытность, например, ФМН сигнала относительно невелика и часто имеет место выполнение неравенства

Для борьбы со структурными помехами широкое применение нашла так называемая схема ШОС (широкополосный усилитель - ограничитель - согласованный фильтр), которая может использоваться в приемнике известной системы. В этом случае полезный сигнал и структурная помеха оказываются одинаковыми по амплитуде на входе согласованного фильтра, и воздействие помехи полностью определяется ее взаимокорреляционными свойствами с полезным сигналом.

Исходя из физического смысла можно записать, что максимальная мощность полезного сигнала на выходе согласованного фильтра пропорциональна произведению мощности сигнала на входе приемника Р_{с вх} и коэффициента автокорреляции сигнала K_cc, то есть Р_{с вых}≡Р_{с вх}⋅K_cc. Но аналогичная зависимость справедлива и для структурной помехи P_{n вых}≡P_{n вх}⋅K_cn, где K_cn - коэффициент взаимной корреляции сигнала и помехи. Тогда для отношения мощностей можно записать: или Учитывая, что K_cc≈1, выражение приобретает вид:

Полученное выражение представляется важным для оценки помехоустойчивости системы с ШПС в условиях структурных помех. По сравнению с (1) оно инвариантно к базе сигнала и с учетом (6) позволяет для каждого фиксированного отношения сигнал/помеха на входе ρ² определить предельное значение коэффициента взаимной корреляции структурной помехи, начиная с которого система оказывается полностью подавленной.

Это иллюстрируется зависимостями вида (7), приведенными на фиг. 2, для различных значений входных отношений сигнал/помеха ρ²≤1.

Для известной системы, в случае построения ее приемника по схеме ШОС, кривая для ρ²=1 характеризует ее предельную помехоустойчивость в условиях действия структурных помех. Условие при котором известная система оказывается полностью подавленной, наступает при K_cn=0,7 (фиг. 2).

Вместе с тем анализ и моделирование известной системы показывает, что уже при K_cn≥0,5 происходит существенная, часто неприемлемая, потеря работоспособности системы в условиях структурных помех даже для схемы ШОС.

Таким образом, так же как и для скрытности, актуально повышение помехоустойчивости известной системы в условиях структурных помех при фиксированной базе ФМН сигнала.

Технический результат, на достижение которого направлено предлагаемое изобретение, заключается в усложнении и маскировании структуры сигнала, формируемого на передающей стороне, а так же в обеспечении распознавания этой структуры и улучшении компенсации структурных помех на приемной стороне.

Технический результат достигается тем, что в известную систему передачи информации, содержащую передатчик в составе источника информации, последовательно включенных первого фазового модулятора и первого модулятора, последовательно включенных усилителя мощности и передающей антенны, генератора фазоманипулированного сигнала, синхронизатора передатчика, связанного первым выходом с входом генератора фазоманипулированного сигнала, генератора несущей частоты, связанного первым выходом со вторым входом первого модулятора, и приемник в составе последовательно включенных приемной антенны, смесителя, усилителя промежуточной частоты и согласованного фильтра, последовательно включенных решающего устройства и получателя информации, синхронизатора приемника, связанного входом с выходом согласованного фильтра, одним выходом со вторым входом смесителя через гетеродин, а другим выходом с первым входом решающего устройства, в передатчик введены блок управления фазой, формирующий N импульсов, где N=2ⁿ, n≥1, действующих одновременно в течение информационного символа, длительностью каждый равной длительности информационного символа и с комбинацией полярностей, произведение которых положительно для одного из информационных символов и отрицательно для другого из информационных символов, связанный первым входом с выходом источника информации, вторым входом со вторым выходом синхронизатора передатчика, первым выходом с первым входом первого фазового модулятора, а остальными выходами каждый через последовательно включенные i фазовый модулятор и i модулятор с соответствующим входом сумматора, где 2≤i≤N, блок задержки с N выходами, связанный входом с выходом генератора фазоманипулированного сигнала, а N выходами каждый со вторым входом соответствующего фазового модулятора, генератор шума, связанный выходом с N+1 входом сумматора, подключенного выходом к усилителю мощности, а первым входом к выходу первого модулятора, N-1 выходов генератора несущей частоты, начиная со второго, связаны со вторыми входами соответствующих модуляторов, а вход генератора несущей частоты связан с третьим выходом синхронизатора передатчика, в приемник введены n блоков пересечения и n блоков задержки, при этом первый блок пересечения связан первым входом с выходом согласованного фильтра непосредственно, а вторым входом через первый блок задержки, последующие n-1 блоков пересечения соединены каждый первым входом с выходом предыдущего блока пересечения непосредственно, а вторым входом через соответствующий по номеру блок задержки, выход n-го блока пересечения связан со вторым входом решающего устройства.

Задача, на решение которой направлена предлагаемая система передачи информации, заключается в повышении скрытности передаваемой информации и помехоустойчивости в условиях действия структурных помех.

Сущность предлагаемой системы передачи информации заключается в том, что на передающей стороне формирование бита передаваемой информации обеспечивается путем суммирования N ФМН сигналов определенным образом сдвинутых по времени относительно друг друга и с определенным сочетанием фаз. Суммарный сигнал, представляющий бит, становится похожим на «вырезку» шума, кроме того обеспечивается его маскирование в шуме путем аддитивного наложения этого шума. За счет управления фазами суммируемых ФМН сигналов возможно изменение формы результирующего сигнала даже в том случае, когда в информационной посылке отсутствует чередование единиц и нулей, а идут одинаковые символы.

На приемной стороне производится временное сжатие принимаемого сигнала в фильтре, согласованном с исходным «гладким» ФМН сигналом. Выходной сигнал фильтра будет представлять собой сумму автокорреляционных функций (АКФ) просуммированных на передающей стороне ФМН сигналов. Расположение N основных лепестков АКФ на временной оси и относительные фазы этих лепестков представляют собой параметры селекции, по которым на основе использования процедуры пересечения производится распознавание и свертка N лепестков в один, определение передаваемого символа и компенсация помех, прежде всего структурных. Такая организация формирования и обработки сигналов при передаче двоичной последовательности символов приводит к существенному повышению скрытности и помехоустойчивости системы передачи информации.

Предлагаемое изобретение поясняется чертежами графического материала. На фиг. 1 представлена структурная схема заявляемой системы передачи информации, где обозначено: 1 - источник информации, 2 - блок управления фазой, 3 - синхронизатор передатчика, 4 - генератор фазоманипулированного сигнала, 5 - блок задержки с N выходами, 6.1…6.i…6.N - фазовые модуляторы, 7.1…7.i…7.N - модуляторы, 8 - генератор несущей частоты, 9 - генератор шума, 10 - сумматор, 11 - усилитель мощности, 12 - передающая антенна, 13 - приемная антенна, 14 - смеситель, 15 - гетеродин, 16 - усилитель промежуточной частоты, 17 - согласованный фильтр, 18.1…18.n - блоки задержки, 19.1…19.n - блоки пересечения, 20 - синхронизатор приемника, 21 - решающее устройство, 22 - получатель информации.

На фиг. 2 показаны зависимости выходного отношения сигнал/помеха от коэффициента взаимной корреляции структурной помехи и полезного ШПС. На фиг. 3 показана огибающая сигнала 15-элементной М-последовательности с выхода генератора ФМН сигнала. Рисунок на фиг. 4 представляет собой ФМН сигнал на несущей частоте, а на фиг. 5 представлена его АКФ. Эпюры на фиг. 6 иллюстрируют процессы в передатчике и приемнике заявляемой системы при передаче «1». Аналогичные эпюры показаны на фиг. 7 при передаче «0». Эпюры на фиг. 8 иллюстрируют процесс обработки в приемнике в условиях действия различных помех. Кривые на фиг. 9…14 характеризуют показатели качества заявляемой системы передачи информации.

Эпюры сигналов на фиг. 3…8 представлены в координатах «амплитуда-время» в условных единицах.

На фиг. 15 представлена структурная схема возможной реализации блока управления фазой при N=4, где обозначено: 23.1…23.3 - инверторы, 24.1, 24.2 - схемы «И», 25.1, 25.2 - формирователи импульса, 26.1…26.4 - схемы «ИЛИ»

Назначение элементов, составляющих структурную схему заявляемой системы передачи информации, следует из названия этих элементов и поясняется в описании принципа действия системы.

Перед пояснением принципа работы предлагаемой системы целесообразно сделать некоторые общие замечания относительно выбора сигналов и их параметров.

На передающей стороне в качестве исходного сигнала, участвующего в формировании бита передаваемой информации, может быть использован практически любой ФМН сигнал с манипуляцией фаз «0», «π». Возможна комбинация различных сигналов, составляющих исходный. Моделирование показало, что используемый в заявляемом устройстве принцип формирования и обработки на основе процедуры пересечения обеспечивает невысокий уровень боковых лепестков АКФ на выходе схемы обработки для любых, даже «плохих» с этой точки зрения сигналов. Наибольшее применение нашли ФМН сигналы на основе псевдослучайных М-последовательностей. Поэтому для имитационной модели выбран именно такой сигнал, представляющий собой 15-элементную М-последовательность вида длительностью τ с длительностью элементарного (парциального) импульса Δτ фиг. 3. Высокочастотный ФМН сигнал, соответствующий выбранной огибающей, представлен на фиг. 4, а на фиг. 5 показана его АКФ, полученная на выходе согласованного фильтра приемника.

Поскольку результирующий ФМН сигнал для представления бита является суммой N сдвинутых ФМН сигналов вида фиг. 4, схема его формирования фиг. 1,а строится в многоканальном (N-канальном) варианте. Выбор временных задержек Δt_i, осуществляемый в блоке задержки 5, при формировании суммарного сигнала должен обеспечивать получение на приемной стороне результирующей АКФ на выходе согласованного фильтра в виде неравномерного импульсно-временного кода в составе 2ⁿ основных лепестков (пиков), где n≥1, а N=2ⁿ. Основу сигнала представляет собой пара ФМН импульсов, разнесенных на интервал Δt₁≥Δτ. Если n=2, то следующая пара, в которой Δt₁ фиксировано, сдвигается относительно первой на интервал Δt₂>Δt₁. При n=3 вторая группа уже из 4-х ФМН импульсов с неизменными Δt₁ и Δt₂ сдвигается относительно начала 1-й группы на интервал Δt₃>Δt₂. Затем при n=4 группа из 8 импульсов входит в неизменном виде в суммарный сигнал из 16-и ФМН импульсов и т.д. Таким образом, с ростом n сигналы оказываются «вложенными» предыдущий в последующий. Иначе говоря, результирующий сигнал, являющийся суммой N=2ⁿ ФМН импульсов, можно представить в виде суммы следующих самостоятельных групп 2¹, 2², …2ⁱ (i<n) при произвольном, но не одинаковом выборе интервалов между группами Δt_i<Δt_j, при i<j. В этом случае n-кратность кода или число самостоятельных групп. Возможно и иное соотношение между интервалами, важно лишь сохранить условие Δt_i≠Δt_j, где i≠j, то есть неповторяемость интервалов и эффект вложения. Однако наиболее просто реализуется сигнал с возрастающими значениями временных интервалов.

Такой принцип позволяет, во-первых, упростить процедуру синтеза в сочетании с обеспечением достаточно сложного его кодирования в пределах бита, во-вторых, реализовать попарную свертку пиков АКФ на приемной стороне при минимальном количестве блоков задержки и блоков пересечения, реализующих эту свертку, которое определяется соотношением log₂N=n; в-третьих, использовать свойства процедуры пересечения, заключающиеся в учете знаков (фаз) при свертке и компенсации шумов и помех.

Выбор конкретных значений τ, Δτ, N, n, Δt_i, В связан с решаемой задачей передачи информации, требуемой скоростью С, широкополосностью F, показателями качества, включая скрытность и помехоустойчивость. При этом значения τ, Δτ и Δt_i должны устанавливаться такими, чтобы длительность суммарного сигнала, представляющего бит информации, не превышала длительность этого бита T.

Вместе с тем, как следует из анализа и результатов моделирования уже при n=2 (N=4) обеспечиваются высокие показатели помехоустойчивости и скрытности при прочих равных условиях для фиксированных значений скорости передачи информации и выбранной для этого базы сигнала.

Принцип действия предлагаемой системы передачи информации рассмотрим на примере формирования в передатчике ФМН сигнала, представляющего двоичную единицу «1» и обработки этого сигнала в приемнике (фиг. 6).

В передатчике фиг. 1,а источник информации формирует последовательность двоичных единиц «1» и нулей «0» в соответствии с передаваемым сообщением со скоростью Последовательность поступает на первый вход блока управления фазой 2. На фиг. 6,а показан этот сигнал в виде одной двоичной единицы «1» длительностью Т.

Одновременно генератор ФМН сигнала 4 формирует огибающую этого сигнала вида фиг. 3 длительностью τ, которая поступает на вход блока задержки 5, а блок управления фазой 2 формирует по каждому из выходов от 1-го до N-го положительные или отрицательные импульсы управления фазой одинаковой длительности Т, действующие одновременно в течение информационного символа, и с комбинацией полярностей, произведение которых положительно для одного из информационных символов и отрицательно для другого. При этом полярность каждого из импульсов соответствует заданной комбинации знаков, выбранной из набора определенных заранее для символов «1» и «0» разрешенных комбинаций. Принцип формирования этих комбинаций оговаривается далее по тексту. При моделировании процессов формирования и обработки сигналов в предлагаемой системе приняты n=2, N=2ⁿ=4.

На фиг. 6 эпюры б, в, г, д представляют собой выходные сигналы блока управления фазой 2 соответственно для 1…4 выходов, которые подаются на первые входы соответствующих фазовых модуляторов 6.1…6.N.

На вторые входы фазовых модуляторов подаются одинаковые огибающие ФМН сигнала вида фиг. 3, отличающиеся по каждому из выходов от 1-го до N-го блока задержки 5 только значением временного сдвига Δt_i, определяемого блоком задержки. Полярность сигнала блока 2 по каждому из выходов этого блока будет определять общую фазу огибающей модулирующего сигнала на выходе соответствующего модулятора 6.1-6.N.

Сигналы на выходе указанных модуляторов для рассматриваемого примера показаны на фиг. 6,е,ж,з,и. Здесь общие фазы эпюр фиг. 6,е и фиг. 6,и на выходе модуляторов 6.1 и 6.4 определяются отрицательной полярностью управляющих сигналов блока 2 (фиг. 6,б и фиг. 6,д). Сигналы с выходов фазовых модуляторов 6.1-6.N в качестве управляющих поступают на первые входы соответствующих модуляторов 7.1-7.N. На вторые входы модуляторов подаются высокочастотные сигналы несущей частоты с соответствующих выходов генератора несущей частоты 8, представляющие собой непрерывные гармонические сигналы одинаковой амплитуды, частоты и начальной фазы по каждому из выходов. Выходные сигналы модуляторов 7.1-7.4 показаны на фиг. 6,к,л,м,н. Каждый из них представляет собой высокочастотный ФМН сигнал длительностью τ с манипуляцией фаз «0», «π», определяемой управляющим сигналом по первому входу. Относительные временные сдвиги сигналов с выходов модуляторов повторяют временные сдвиги, установленные ранее в блоке задержки 5.

С выходов модуляторов ФМН сигналы поступают на соответствующие 1-N входы сумматора 10, где с учетом их фаз суммируются. Вид суммарного сигнала показан на фиг. 6,о. Этот сигнал представляет бит передаваемой информации, в данном случае двоичную единицу «1», напоминает по форме вырезку шума и имеет длительность бита Т.

Для повышения скрытности с генератора шума 9 на N+1 вход сумматора 10 подается шумовой сигнал, который накладывается на суммарный информационный сигнал, маскируя его. В рассматриваемом примере в качестве шума используется нормально распределенный центрированный случайный процесс со среднеквадратическим отклонением равным амплитуде ФМН сигнала с выхода модулятора. Зашумленный выходной сигнал сумматора показан на фиг. 6,п. Этот сигнал поступает на вход усилителя мощности 11, усиливается и излучается передающей антенной 12. Синхронизация работы блоков передатчика обеспечивается синхронизатором передатчика 3, с первого, второго и третьего выходов которого сигналы синхронизации поступают, соответственно, на вход генератора ФМН сигнала 4, на второй вход блока управления фазой 2 и на вход генератора несущей частоты 8. Сигналы синхронизатора реализуют согласование формируемых сигналов по временным и фазовым параметрам.

Обработка излученного передатчиком сигнала фиг. 6,п производится в приемнике фиг. 1,б. Сигнал, принятый приемной антенной 13, преобразуется на промежуточную частоту с помощью смесителя 14 и гетеродина 15, усиливается в усилителе промежуточной частоты 16 и поступает в согласованный фильтр 17. Импульсная характеристика фильтра 17 согласованная с исходным ФМН сигналом вида фиг. 4 и реакция фильтра на такой сигнал представляет собой АКФ вида фиг. 5. Поэтому каждый из составляющих аддитивную сумму входных сигналов подвергается независимому временному сжатию.

Результирующая АКФ суммарного сигнала на выходе согласованного фильтра будет представлять собой N основных лепестков (пиков) с относительными временными сдвигами, соответствующими сдвигам, установленным в передатчике в блоке 5 при формировании сигнала. Относительные фазы лепестков «0» или «π» будут определяться полярностью управляющих импульсов с выхода блока 2. Вид сигнала на выходе согласованного фильтра 17 при N=4 показан на фиг. 6,р, где обозначены их временные сдвиги.

Далее задача обработки заключается в распознавании формы АКФ, как импульсно-временного кода с учетом фаз, путем попарной свертки ее лепестков, компенсации шумов и помех и определении вида принятого двоичного символа.

Реализация попарной свертки обеспечивается с помощью блоков пересечения 19.1…19.n и блоков задержки 18.1…18.n. Для этого сигнал x₁₇(t) с выхода согласованного фильтра 17 подается на первый вход первого блока пересечения 19.1 непосредственно, а на второй его вход через блок задержки 18.1, где задерживается на интервал Δt₁. Блок 19.1 производит над входными сигналами процедуру пересечения вида:

Здесь u_19.1(t) мгновенное значение сигнала на выходе блока 19.1 как функция времени t.

Операция (8) и ее свойства, а также структурная реализация описаны в статье Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации. Изв. Вузов Радиоэлектроника, 1998 №3, с. 13-17, рис. 1, с. 14.

Выражение (8) может быть представлено в ином виде:

Записи (8) и (9) эквивалентны, но физический смысл процедуры выясняется из соотношения (9). Из него следует, что процедура пересечения обеспечивает выбор удвоенного меньшего по модулю из двух сопоставляемых значений (сигналов) со знаком, равным произведению знаков этих значений.

Поскольку длительность задержки в блоке 18.1 соответствует сдвигу между лепестками пары АКФ Δt₁, на входах блока 19.1 одновременно действуют первый и второй лепесток каждой текущей пары. Взаимодействие сигналов производится в соответствии с (9) на промежуточной частоте. Фазы взаимодействующих лепестков АКФ будут определяться тем, каковы были полярности управляющих импульсов с выходов блока управления фазой 2 для соответствующего ФМН сигнала в передатчике. В рассматриваемой модели управляющие импульсы для первого и четвертого сигналов отрицательные (фиг. 6,б,д), а для второго и третьего сигналов положительные (фиг. 6,в,г). Следовательно, первый и второй, а также третий и четвертый лепестки АКФ, соответствующие этим сигналам на выходе согласованного фильтра, будут противоположны по фазе. В соответствии с общими свойствами процедуры пересечения для огибающей сигнала (после фильтра нижних частот на выходе блока 19.1, устраняющего несущую частоту) справедливо соотношение:

где U_m - амплитуда, Δϕ(t) - текущая разность фаз взаимодействующих сигналов.

Поскольку для рассматриваемых пар лепестков АКФ Δϕ=π, на выходе первого пересечения 19.1 каждая пара будет свернута в один лепесток отрицательной полярности. Выходной сигнал блока 19.1 показан на фиг. 6,с. Временной интервал между импульсами соответствует установленному сдвигу второй пары в передатчике, т.е. Δt₂.

Следует подчеркнуть, что при этом происходит и частичная компенсация шумов и помех в силу свойства (9) выбирать меньшее, поскольку временной сдвиг приводит к декорреляции помех.

С выхода первого блока пересечения 19.1 сигнал поступает на первый вход второго блока пересечения непосредственно, а на второй его вход через второй блок задержки 18.2. Задержка в блоке 18.2 соответствует временному сдвигу между парами Δt₂, поэтому выходной сигнал второго блока пересечения 19.2 будет:

Поскольку оба импульса на входах второго блока пересечения действуют одновременно и оба отрицательные, они будут свернуты в силу (9) в один положительный. Сигнал на выходе второго блока пересечения 19.2 показан на фиг. 6,т. Длительность этого импульса соответствует длительности дискреты ФМН сигнала на передающей стороне, т.е. Δτ.

Помимо свертки во втором блоке пересечения происходит дальнейшая компенсация шумов и помех, что будет показано далее. Если n>2 и N=2ⁿ>4, то рассмотренные процедуры происходят с каждой парой «вложенных» друг в друга сигналов. При этом значение задержки в каждом последующем блоке задержки должно соответствовать установленному временному сдвигу Δt_i для соответствующего «вложенного» сигнала. Результатом свертки АКФ является сигнал вида фиг. 6,т на выходе 19.n-го блока пересечения.

Весьма важным моментом с точки зрения повышения информационной составляющей скрытности является возможность представления одного и того же двоичного символа с помощью различных фаз суммируемых на передающей стороне сигналов, приводящего к различным формам огибающей суммарного сигнала и внутрисигнальной фазовой структуре.

Действительно, в силу знакового характера реализации пересечения (свойства (9) и (10)) для каждого N можно так подобрать комбинации полярностей управляющих импульсов в формирователе 2, что каждый из символов «1» и «0» может быть представлен определенным конечным множеством неповторяющихся знаков для свертываемых лепестков АКФ в приемнике. При этом результирующее произведение знаков в соответствии с (9) будет, например, для «1» положительным, а для «0» отрицательным. В данном случае при n=2, N=4 существует восемь различных комбинаций для представления «1» и столько же для представления «0».

Приведем их для представления «1»: {+,+,+,+}; {-,-,-,-}; {+,-,+,-}; {-,+,-,+}; {+,+,-,-}; {-,-,+,+}; {+,-,-,+}; {-,+,+,-}; для представления «0»: {+,-,+,+}; {-,+,+,+}; {+,+,+,-}; {+,+,-,+}; {-,-,-,+}; {-,-,+,-}; {+,-,-,-}; {-,+,-,-}.

Анализ показывает, что в общем случае для заданного N количество неповторяющихся комбинаций знаков K_y каждого из двоичных символов подчиняется правилу K_y=2^N-1 или Эти комбинации заранее устанавливаются, как в приведенном выше примере для N=4 и используются при формировании импульсов в блоке 2. Разрешенные комбинации устанавливаются заранее путем попарного перемножения знаков, составляющих ту или иную комбинацию, и отбора неповторяющихся комбинаций. В приведенном примере для N=4 попарное произведение знаков в каждой из отобранных комбинаций для возможного представления «1» положительное, а для представления «0» отрицательное. Полярность этих импульсов на каждом из выходов должна соответствовать знаку установленной комбинации для передачи «1» и «0». Количество используемых комбинаций из разрешенных может быть различным. Оно устанавливается схемной организацией блока 2, которая поясняется далее.

Процессы формирования и обработки сигналов при передаче двоичного «0» происходят аналогично и показаны на фиг. 7 эпюры от а до т. Здесь символ «0» с источника информации показан в виде отрицательного сигнала (фиг. 7,а), а в качестве разрешенной комбинации для представления «0» выбрана следующая: {+,+,-,+}. Эпюры сигналов с выходов блока 2, соответствующие этой комбинации показаны на фиг. 7,б,в,г,д.

Далее процесс обработки заключается в принятии решения о наличии или отсутствии того или иного двоичного символа в принятом сообщении. Для этого с выхода блока пересечения 19.n сигнал поступает на второй вход решающего устройства 21, где происходит сравнение сигнала с установленным порогом, обеспечивающим требуемые показатели качества. В этом же блоке формируется информационная последовательность символов, соответствующая принятым решениям.

Синхронизатор приемника 20 осуществляет поиск ФМН сигнала по частоте и по времени, перестраивая гетеродин 15, накапливает сигнал для увеличения надежности синхронизации, управляет режимом работы решающего устройства. Для этого на вход синхронизатора поступает сигнал с выхода согласованного фильтра 17, а первым и вторым выходами синхронизатор связан с входом гетеродина и первым входом решающего устройства соответственно.

После окончания поиска и вхождения в синхронизм на выходе решающего устройства 21 появляется информационная последовательность в виде двоичных символов, которая поступает получателю информации 22.

Для оценки помехоустойчивости предлагаемой системы передачи информации в условиях различных помех смоделирован процесс их обработки в приемнике. Результаты в виде эпюр напряжений, характеризующих различные этапы обработки, представлены на фиг. 8. Обозначения эпюр соответствуют принятым на фиг. 6, 7.

На фиг. 8,п показана действующая на входе приемника смесь в виде замаскированного в шуме суммарного ФМН сигнала 23 при N=4, сформированного для представления «1» на основе разрешенной комбинации управляющих сигналов в виде {+,+,+,+}, и помех.

В качестве помех использованы: сигналоподобная помеха 24 в виде ФМН сигнала на основе 7-элементного кода Баркера, совпадающая с полезным сигналом по спектру (длительности дискрет одинаковы) и с коэффициентом взаимной корреляции K_сп~0.6; помеха типа «шумовая вспышка» 25, сформированная путем суммирования нескольких нормально распределенных шумовых «вырезок» с различными значениями дисперсий и с длительностью примерно равной длительности полезного сигнала; короткий радиоимпульс 26 с длительностью значительно меньшей длительности дискреты полезного сигнала; длинный радиоимпульс 27, превышающий длительность полезного сигнала. Все помехи существенно превышают полезный сигнал по амплитуде и действуют на несущей (промежуточной) частоте сигнала (в модели принята частота ƒ=8 МГц). Для упрощения и наглядности рассмотрен случай раздельного действия сигнала и помех.

На фиг. 8,р показана смесь полезного сигнала и помех на выходе согласованного фильтра 17. Цифровые обозначения сигнала и помех здесь соответствуют принятым на фиг. 8,п.

Как следует из эпюры при принятых условиях и соизмеримых базах полезного сигнала и структурных помех, накопление этих помех в согласованном фильтре таково, что на выходе они соизмеримы по амплитуде с полезным сигналом. Условие не выполняется как для сигналоподобной помехи в виде кода Баркера 27, так и для «шумовой вспышки», которую можно считать с определенными допущениями эквивалентной воздействию одновременно нескольких (более 5) ФМН сигналов в силу случайного характера их наложения, и импульсной помехи в виде мощного «длинного» импульса.

Моделирование и анализ показывают, что весьма близкая картина на выходе согласованного фильтра имеет место и в том случае, если в прототипе принят способ защиты от помех в виде ШОС. Таким образом, на качественном уровне (фиг. 8,р) очевидна недостаточная помехоустойчивость прототипа в условиях структурных помех.

Процесс обработки смеси во введенных элементах предлагаемой системы передачи информации иллюстрируется эпюрами фиг. 8,с,т.

На фиг. 8,с показаны сигналы на выходе первого блока пересечения (19.1). Практически уже на этом этапе обработки действует полезный сигнал 23 в виде пары лепестков и остатки существенно скомпенсированных помех и шумов.

Второй блок пересечения 19.2 производит свертку предыдущей пары полезного сигнала и обеспечивает дальнейшую компенсацию помех и шумов. Сигнал на выходе блока 19.2 показан на фиг. 8,т. Как видно из рисунка, конечный результат обработки входной смеси полезного сигнала, шумов и помех (фиг. 8,п) на входе решающего устройства представляет собой полезный сигнал 23. Шумы и помехи почти полностью скомпенсированы, имеются их отдельные незначительные всплески по сравнению с результатом обработки в прототипе (фиг. 8,р).

Таким образом, качественный анализ свидетельствует о существенном выигрыше предлагаемой системы в помехоустойчивости в условиях структурных помех.

Количественная оценка эффективности предлагаемой системы проведена путем определения статистических показателей качества на основе имитационного моделирования. Для этого построены обнаружители в соответствии со схемой фиг. 1,б для предлагаемой системы и прототипа.

За показатели качества приняты: вероятность ложной тревоги Р_лт, вероятность правильного обнаружения P_обн, вероятность ошибки при воздействии помех Р_ош.

При этом под Р_лт понимается вероятность превышения шумом заданного порога обнаружения; под Р_обн - вероятность превышения смесью сигнала и шума фиксированного порога обнаружения; под Р_ош - вероятность превышения смесью помехи и шума этого порога.

Оценка указанных вероятностей определялась как отношение числа положительных исходов n к общему числу опытов М:

Зависимости вероятности ложной тревоги от относительного порога обнаружения приведены на фиг. 9 в виде Здесь U_пор - значение порога принятия решения в решающем устройстве, σ_ш - среднеквадратическое значение шума на входе исследуемой схемы. На фиг. 9 цифрой 29 обозначена Р_лт для предлагаемой системы; цифрой 29 - для прототипа, цифрой 30 - для прототипа при построении обработки по принципу ШОС.

Из фиг. 9 видно, что при одинаковых значениях относительного порога уровень ложных тревог для предлагаемой системы существенно ниже, чем для прототипа.

Зависимости вероятности правильного обнаружения от относительного уровня сигнала U_c на входе показаны на фиг. 10 в виде при фиксированном пороге, обеспечивающем Р_лт=0,005. Здесь кривая 31 соответствует предлагаемой системе, кривая 32 - прототипу, кривая 33 - прототипу по схеме ШОС. Поведение кривых Р_обн свидетельствует о примерно одинаковых энергетических возможностях заявляемой системы и прототипа по схеме ШОС в обеспечении требуемого качества обнаружения. В то же время имеет место некоторый сравнительно небольшой проигрыш прототипу в Р_обн (кривые 31, 32), что объясняется наличием некогерентной обработки в заявляемой системе, начиная со второго блока пересечения (19.2). Общий вывод свидетельствует о примерно одинаковых энергетических возможностях заявляемой системы и прототипа.

Зависимости вероятностей ошибки от относительного уровня структурной помехи на входе показаны на фиг. 11, 12 в виде при фиксированном пороге. В качестве структурной помехи в одном случае (для фиг. 11) использовался ФМН сигнал, полностью совпадающий с исходным полезным по временным параметрам и частично отличающийся фазовой структурой, с коэффициентом корреляции В данном случае использовалась М-последовательность того же класса, что и полезный сигнал. На фиг. 11 кривая 34 соответствует предлагаемой системе, кривая 35 - прототипу, кривая 36 - прототипу по схеме ШОС. Существенный выигрыш в помехоустойчивости в условиях подобных помех для предлагаемой системы очевиден.

Аналогичные результаты получены для структурных помех в виде Д-кодов, М-последовательностей, 13-элементного кода Баркера (при соизмеримости баз полезного сигнала и помех).

Во втором случае (фиг. 12) в качестве структурной помехи использовался «длинный» ФМН сигнал (τ_пом>>τ). При этом соблюдалось условие равенства длительностей дискрет (Δτ_пом=Δτ). Помеха формировалась в виде произвольной комбинации ФМН сигналов различных классов, в которую в качестве фрагментов встраивались случайным образом 1-3 полезных сигнала (т.е. в этом случае ). На фиг. 12 кривая 37 соответствует предлагаемой системе, кривая 38 - прототипу, кривая 39 - прототипу по схеме ШОС.

Из анализа кривых следует, что в условиях подобных помех прототип помехоустойчивостью не обладает. В то время как в заявляемой системе вероятность ошибки не превышает 0,05.

Следует также заметить, что компенсация помех в обоих случаях (фиг. 11, 12) в предлагаемой системе тем выше, чем больше амплитуда помехи.

Наконец, практическую значимость имеет оценка помехоустойчивости в условиях структурных помех, когда одновременно число таких помех на входе приемника более 5. Подобная ситуация имеет место при работе, например, асинхронных адресных систем с ШПС. В силу множественности ФМН сигналов и случайного характера их наложения суммарный сигнал помехи на входе приемника будет представлять собой случайный процесс с нормальным распределением. Но такая ситуация эквивалентна «шумовой вспышке», которая качественно уже рассмотрена (фиг. 8).

Что касается количественной оценки, то таковая возможна на основе анализа зависимостей вероятности ложной тревоги от относительного порога (фиг. 9), которые исследовались в нормально распределенном шуме.

Действительно, зафиксируем, например, нулевой порог (U_пор=0 σ_ш=const) и оценим вероятности ложной тревоги. Качественно это эпюра фиг. 8,р для прототипа и эпюра фиг. 8,т для предлагаемой системы. Введем коэффициент выигрыша K_в в виде отношения вероятностей ложных тревог для прототипа и заявляемой системы, выраженного в дБ при фиксированном пороге. Эти зависимости представлены на фиг. 13, где цифрой 40 обозначен коэффициент выигрыша по сравнению с прототипом, а цифрой 41 - с прототипом по схеме ШОС. При нулевом пороге выигрыш составляет 26 дБ.

Следует заметить, что это обусловлено свойствами последовательно осуществляемой процедуры пересечения в заявляемой системе и позволяет, кроме того, обеспечивать маскирование полезного сигнала в шуме на передающей стороне с последующей его компенсацией на приемной стороне без существенного ухудшения качества обработки с точки зрения потерь в отношении сигнал/шум. Что исключено для прототипа.

Оценку скрытности предлагаемой системы проведем, используя результаты работы З.М. Каневский, В.П. Литвиненко. Теория скрытности. Воронеж, ВГУ., 1991. - 76 с.

Под структурной скрытностью будем понимать количество двоичных измерений, которые необходимо провести оператору для полного определения структуры сигнала.

Поскольку в качестве исходной последовательности при формировании сигнала используется М-последовательность с количеством элементов В, то скрытность S такого сигнала для прототипа будет

В предлагаемой системе представляющий бит сигнал является суммой сдвинутых N сигналов, похож на вырезку шума и замаскирован шумом, т.е. является случайным сигналом. Скрытность такого сигнала полностью определяется его базой. Но, поскольку, помимо фазовой манипуляции появилась случайная амплитудная манипуляция, на каждой позиции оператору нужно оценивать амплитуду. Что эквивалентно удвоению базы 2В. Для получения нижней границы оценки будем полагать, что маскирование шумом отсутствует. Тогда структурная скрытность такого сигнала будет:

Для передачи двоичных символов в предлагаемой системе может быть использовано 2^N комбинаций, которые необходимо распознать для дальнейшего информационного анализа. Но это эквивалентно увеличению исходной базы в 2^N раз. Тогда скрытность заявляемой системы может быть выражена в виде:

Выигрыш в скрытности представим в виде отношения скрытности заявляемой системы к скрытности прототипа в зависимости от базы

Зависимости вида (15) представлены на фиг. 14 для случаев n=2 (N=4) и n=3 (N=8). В рассматриваемом примере для B=15 и n=2 значение выигрыша в скрытности по сравнению с прототипом составляет примерно 30 раз. При увеличении базы и количества суммируемых сигналов, представляющих бит, рост еще более очевиден. Маскирование сигнала шумом еще более увеличивает скрытность и позволяет ограничиться минимальным количеством суммируемых ФМН импульсов для представления бита при фиксированной базе.

Таким образом, полученные оценки и результаты моделирования подтверждают работоспособность, реализуемость и достижение технического результата заявляемой системы передачи информации, которая по сравнению с прототипом, заключается в существенном (в десятки и сотни раз) улучшении скрытности и помехоустойчивости в условиях структурных помех при фиксированной базе сигнала.

Возможность практической реализации заявляемой системы передачи информации следует из того, что система строится на типовых, известных и технологически отработанных элементах и алгоритмах.

Это касается как общих с прототипом элементов и связей, построение и функционирование которых подробно описаны в различных источниках, например, Р.К. Диксон. Широкополосные системы. Перевод с англ. Л.Ф. Жигулина. Под ред. В.И. Журавлева. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с., ил; В.Б. Пестряков, В.П. Афанасьев, В.Л. Гурвиц и др. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации. Под ред. проф. В.Б. Пестрякова. М.: Сов. радио. 1973. - 424 с., ил. и др., так и вновь введенных элементов.

Прежде всего, следует отметить возможность построения всей аппаратуры по универсальной аналого-цифровой схеме. В этом случае широкополосная часть передатчика и приемника строится в аналоговом виде, а часть элементов связанная с формированием и управлением сигналами на передающей стороне и оптимальным обнаружением и обработкой на приемной стороне - в цифровом на основе высокоскоростных многоразрядных АЦП, цифровых преобразователей частоты на основе цифровых синтезаторов DDS и программируемых логических интегральных схемах (ПЛИС), позволяющих путем реконструкции своей «прошивки» всю трудоемкость по организации процедур обработки сосредоточить в области программного обеспечения при неизменной аппаратурной части.

Подобное построение аппаратуры на современной элементной базе приведено в статье: Н.Г. Пархоменко, Б.М. Баташов. Решение задачи оптимальной обработки сигналов со сложными видами модуляции при помощи универсальных устройств на ПЛИС. Радиоконтроль. Вып. №5, 2002 г., с. 81-88; рис. 1, с. 82; рис. 2, рис. 3, с. 83; рис. 4, с. 85.

Укажем, также на следующие возможные варианты построения вновь введенных и некоторых связанных с ними элементов, заявляемой системы передачи информации.

Источник информации 1 в зависимости от назначения системы может представлять из себя различного рода датчики. Например, для телеметрических систем это может быть оптикоэлектрический преобразователь [см. Е.С. Левшина, П.В. Новицкий. Электрические измерения физических величин: (Измерительные преобразователи). Уч. пособ. для вузов. - Л.: Энергоатомиздат. Ленингр. отд-ние, 1983. - 320 с., ил., с. 308, рис. 12-22].

Блок управления фазой 2 представляет собой формирователь N импульсов с N выходами и двумя входами. По одному входу подается информационный символ «1» или «0», определяющий вид разрешенной комбинации полярностей выходных импульсов блока. По другому входу поступает синхронизирующий сигнал. На выходах блока должны быть получены совпадающие по времени импульсы одинаковые по амплитуде и длительности с заданной (известной) комбинацией полярностей. Построение схемы такого формирователя представляет собой сравнительно простую стандартную задачу схемотехнического проектирования. Он может быть построен на управляемых микросхемах, выполняющих функции коммутаторов с необходимым количеством коммутируемых каналов [см. Цифровые и аналоговые микросхемы. М.: Радио и связь, 1989, с. 47-139]. Либо на основе комбинационных схем, реализующих заданную систему переключательных функций [см. В.И. Корнейчук, В.П. Тарасенко, Ю.Н. Мишинский. Вычислительные устройства на микросхемах: Справочник - К.: Техника, 1986. - 264 с. ил., с. 217, рис 2.7].

Например, на фиг. 15 представлена структурная схема возможной реализации блока управления фазой при N=4, если символ «1» представляется разрешенной комбинацией вида «-, +, +, -», а символ «0» - комбинацией вида «+, +, -, +». Схема включает в себя первый и второй разделительные диоды; 23.1…23.3 - первый, второй и третий инверторы; 24.1, 24.2 - первую и вторую схемы «И» на два входа; 25.1, 25.2 - первый и второй формирователи импульсов; 26.1…26.2 - первую, вторую, третью и четвертую схему «ИЛИ» на два входа.

Работа схемы заключается в следующем. Положительный импульс со входа 1, соответствующий «1», прошедший через разделительный диод, разрешает прохождение со входа 2 через второй вход первой схемы «И» 24.1 синхроимпульса, поступающего на первый формирователь импульса 25.1. Формирователь обеспечивает получение на выходе импульса положительной полярности заданной длительности Т. Одновременно второй инвертор 23.2 (схема «НЕ») формирует такой же импульс отрицательной полярности. Положительный импульс поступает на первые входы второй 26.2 и третьей 26.3 схем «ИЛИ», а отрицательный импульс поступают на первые входы первой 26.1 и четвертой 26.4 схем «ИЛИ». Подключение первых входов схем «ИЛИ» соответствует заданной разрешенной комбинации для символа «1», получаемой на выходах схем «ИЛИ» в виде управляющих фазой импульсов.

Аналогичным образом происходит формирование управляющих импульсов при поступлении информационного символа, соответствующего «0». В этом случае отрицательный импульс со входа 1, соответствующий «0», прошедший через разделительный диод, включенный встречно и через первый инвертор 23.1, разрешает прохождение со входа 2 через второй вход второй схемы «И» 24.2 синхроимпульса, поступающего на второй формирователь импульса 25.2. Формирователь 25.2 обеспечивает получение на выходе импульса положительной полярности заданной длительности Т. Одновременно третий инвертор 23.3 (схема «НЕ») формирует такой же импульс отрицательной полярности. Положительный импульс поступает на вторые входы первой 26.1, второй 26.2 и четвертой 26.4 схем «ИЛИ», а отрицательный импульс поступают на второй вход третьей 26.3 схемы «ИЛИ». Подключение вторых входов схем «ИЛИ» соответствует заданной разрешенной комбинации для символа «0», получаемой на выходах схем «ИЛИ» в виде управляющих фазой импульсов.

Как видно из примера, выбор для представления «1» и «0» других разрешенных комбинаций приводит к изменению конфигурации подключения схем «ИЛИ». Изменяется схема и при изменении значения N (количества импульсов, представляющих бит). В данном примере N=4. Если принять N=8, то количество схем «ИЛИ» должно быть тоже 8, изменяется так же конфигурация их подключения. В рассматриваемом примере используется всего две комбинации, однако, и в этом случаем реализуются все преимущества заявляемой системы передачи информации.

Реализация элементов, входящих в схему фиг. 15, сомнений не вызывает, поскольку давно отработана. В частности, практическая реализация схем «ИЛИ», «И», инвертора («НЕ») приведена, например, в книге Б.С. Гершунский. Основы электроники и микросхемотехники: Учебник. - 4-е изд., перераб. и доп. - К..: Выща шк., 1989. - 423 с. на стр. 212, рис. 11 3.а, б, в соответственно. Формирователь импульса может быть выполнен в виде ждущего мультивибратора по схеме, приведенной на рис 1.136,а, или на рис 1. 136,б стр. 188 в книге Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы: Справочник. - М.; Радио и связь, 1987. - 352 с.: ил. - (Массовая радиобиблиотека). Вып. 1111).

Синхронизатор передатчика 3 может быть реализован на основе задающего автогенератора с кварцевой стабилизацией частоты и резонатором на поверхностных акустических волнах (ПАВ) [см. А.А. Дворников, В.И. Огурцов, Г.М. Уткин. Стабильные генераторы с фильтрами на поверхностных акустических волнах. - М.: Радио и связь. 1983 - 136 с., ил., с. 113, рис. 4.9].

Блок задержки с N выходами 5 может быть реализован в виде многоотводной линии задержки с ПАВ [см. Л.Е. Варакин. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с., ил., с. 353, рис. 21.9].

Генератор шума 9 может быть собран по типовой схеме формирования прямошумовой помехи [см. А.И. Куприянов, А.В. Сахаров. Радиоэлектроннык системы в информационном конфликте. - 2-е изд. - М.: Вузовская книга, 2007. - 528 с.: ил., с. 154, рис. 8.1].

Сумматор 10 может быть выполнен по пассивной схеме на резисторах на частотах до 150 МГц, либо на гибридных соединениях в диапазоне СВЧ [см. А.П. Голубков, А.Д. Долматов, А.П. Лукошкин и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Уч. пособ. для радиотех. спец. вузов: Под. ред. М.А. Соколова. - М.: Высш. шк., 1984 - 325 с., ил., с. 33, рис. 1.23, с. 127-129].

Блоки пересечения 19.1…19.n могут быть реализованы на базе сумматоров, вычитающих устройств и устройств вычисления модуля [см. В.И. Гордиенко, С.Е. Дубровский, Р.И. Рюмшин, Д.В. Фенев. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации. / Радиоэлектроника / Изв. ВУЗов, №3, 1998, - с. 13-17, рис. 1, с. 14].

Блоки вычитания и сумматоры, входящие в блоки пересечения 19, могут быть выполнены по обычной схеме усилителей с прямым и инверсным выходами или на два прямых входа [см. А.Г. Алексеенко. Применение прецезионных аналоговых интегральных микросхем. - М.: Радио и связь, 1981, рис. 2, 3, с. 77, рис. 2, 3].

Устройства вычисления модуля входящие в блоки пересечения 19, могут быть собраны на операционных усилителях [см. В.П. Боровский, В.И. Костенко, В.М. Михайленко и др. Справочник по схемотехники для радиолюбителя. Под. ред. Бобровского А.П., - К.: Техника, 1989, с. 211, рис. 12.4].

Решающее устройство 21 включает в себя пороговое устройство и устройство формирования вторичных импульсов, заданной длительности амплитуды и полярности, отображающих принятие гипотезы о приеме двоичного символа «1» или «0». Оно может быть реализовано по схеме решающего устройства, предусмотренной для подобных случаев [см. В.Б. Пестряков, В.П. Афанасьев, В.Л. Гурвиц и др. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации. Под. ред. проф. В.Б. Пестрякова. М.: - Сов. радио, 1973 - 424 с. с. 232, рис. 6.8.3].

Анализ известных технических решений в области систем передачи информации показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных элементов и связей, определившим путь достижения технического результата, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».

Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что позволяет считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».

Изобретение относится к области радиотехники и может использоваться в средствах радиосвязи и радиотелеметрии для передачи информации. Технический результат - повышение скрытности передаваемой информации и помехоустойчивости в условиях действия структурных помех. В системе связи передатчик включает, в том числе, блок управления фазой, формирующего N импульсов, где N=2ⁿ, n≥1, действующих одновременно в течение информационного символа, каждый длительностью, равной длительности информационного символа, и с комбинацией полярностей, произведение которых положительно для одного из информационных символов и отрицательно для другого из информационных символов, связанного первым входом с выходом источника информации, вторым входом - со вторым выходом синхронизатора передатчика, первым выходом - с первым входом первого фазового модулятора, а остальными выходами каждый через последовательно включенные i-й фазовый модулятор и i-й модулятор - с соответствующим входом сумматора, где 2≤i≤N, блока задержки с N выходами, связанного входом с выходом генератора фазоманипулированного сигнала, а N выходами каждый - со вторым входом соответствующего фазового модулятора, генератора шума, связанного выходом с N+1-м входом сумматора, подключенного выходом к усилителю мощности, а первым входом - к выходу первого модулятора, N-1 выходов генератора несущей частоты, начиная со второго, связаны со вторыми входами соответствующих модуляторов, а вход генератора несущей частоты связан с третьим выходом синхронизатора передатчика. Приемник включает, в том числе, n блоков пересечения и n блоков задержки, при этом первый блок пересечения связан первым входом с выходом согласованного фильтра непосредственно, а вторым входом - через первый блок задержки, последующие n-1 блоков пересечения соединены каждый первым входом - с выходом предыдущего блока пересечения непосредственно, а вторым входом - через соответствующий по номеру блок задержки, выход n-го блока пересечения связан со вторым входом решающего устройства. 15 ил.

Система передачи информации, содержащая передатчик в составе источника информации, последовательно включенных первого фазового модулятора и первого модулятора, последовательно включенных усилителя мощности и передающей антенны, генератора фазоманипулированного сигнала, синхронизатора передатчика, связанного первым выходом со входом генератора фазоманипулированного сигнала, генератора несущей частоты, связанного первым выходом - со вторым входом первого модулятора, и приемник в составе последовательно включенных приемной антенны, смесителя, усилителя промежуточной частоты и согласованного фильтра, последовательно включенных решающего устройства и получателя информации, синхронизатора приемника, связанного входом с выходом согласованного фильтра, одним выходом - со вторым входом смесителя через гетеродин, а другим выходом - с первым входом решающего устройства, отличающаяся тем, что в передатчик введены блок управления фазой, связанный первым входом с выходом источника информации, вторым входом - со вторым выходом синхронизатора передатчика, первым выходом с первым входом первого фазового модулятора, а остальными выходами каждый через последовательно включенные i-й фазовый модулятор и i-й модулятор - с соответствующим входом сумматора, где 2≤i≤N, N=2ⁿ, n≥1, блок задержки с N выходами, связанный входом с выходом генератора фазоманипулированного сигнала, а N выходами каждый - со вторым входом соответствующего фазового модулятора, генератор шума, связанный выходом с N+1-м входом сумматора, подключенного выходом к усилителю мощности, а первым входом - к выходу первого модулятора, N-1 выходов генератора несущей частоты, начиная со второго, связаны со вторыми входами соответствующих модуляторов, а вход генератора несущей частоты связан с третьим выходом синхронизатора передатчика, в приемник введены n блоков пересечения и n блоков задержки, при этом первый блок пересечения связан первым входом с выходом согласованного фильтра непосредственно, а вторым входом через первый блок задержки, последующие n-1 блоков пересечения соединены каждый первым входом - с выходом предыдущего блока пересечения непосредственно, а вторым входом через соответствующий по номеру блок задержки, выход n-го блока пересечения связан со вторым входом решающего устройства.