СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ ВЗАИМНОЙ ЗАДЕРЖКИ МИНИМАЛЬНОГО ЧАСТОТНОГО СДВИГА (MSK) СИГНАЛОВ ПАКЕТНЫХ РАДИОСЕТЕЙ В РАЗНОСТНО-ДАЛЬНОМЕРНОЙ СИСТЕМЕ МЕСТООПРЕДЕЛЕНИЯ Российский патент 2021 года по МПК G01S5/06 G01S3/72 H04B17/364 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в разностно-дальномерных системах определения координат источников радиоизлучений (ИРИ), использующих в качестве координатно-информативного параметра взаимную задержку принятых радиосигналов.

Известны:

1. Способ измерения взаимной задержки сигналов с программной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ) [1].

2. Разностно-дальномерный способ определения координат источника радиоизлучения [2].

3. Разностно-дальномерные многопозиционные радиотехнические системы [3, с. 228…241].

4. Оценка разности моментов прихода сигналов группировкой пространственно-разнесенных малых космических аппаратов [4].

5. Определение времени задержки приема сигнала пространственно-разнесенными сверхмалыми космическими аппаратами [5].

6. Определение местоположения источника шумоподобного сигнала с использованием корреляционной функции [7].

7. Способ измерения взаимной задержки MSK сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения [8].

Основным недостатком почти всех вышеперечисленных способов является то, что они требуют ретрансляции сигналов, принятых на периферийных пунктах приема (ППП), на центральный пункт приема и обработки (ЦППО), где производится их совместная взаимно-корреляционная обработка. При этом взаимная задержка сигналов (ВЗС) соответствует положению максимума модуля взаимно-корреляционной функции этих сигналов. Ретрансляция может осуществляться как в аналоговом, так и в цифровом виде. При этом для цифровой ретрансляции необходимо наличие шкалы единого времени на всех пунктах приема [7]. Необходимость ретрансляции сигналов с периферийных пунктов на центральный требует наличия высокоскоростных каналов передачи данных. А именно их отсутствие и является основным сдерживающим фактором широкого применения разностно-дальномерных систем местоопределения (РДС МО) на практике, так как при таком способе реализации РДС МО их пропускная способность очень низка.

Наиболее близким к заявляемому способу по совокупности совпадающих существенных признаков является способ [8], который выбран в качестве прототипа. Суть данного способа заключается в измерении взаимной задержки сигналов неизвестной формы, основанный на измерении времени прихода сигналов (ВПС) [8, 9] в каждом ППП РДС МО, оснащенной подсистемой единого времени (ПСЕВ), и передачей на ЦППО только результатов измерения. Данный способ применим к сигналам пакетных радиосетей (в том числе с ППРЧ) использующих частотную манипуляцию с минимальным частотным сдвигом (Minimum Shift Keying - MSK). Такой подход резко увеличивает пропускную способность РДС МО. Измеренные значения ВПС передаются на ЦППО, где производится вычисление разностей времени приема этих сигналов в ППП и ЦППО как разностей соответствующих ВПС, после чего вычисляются координаты ИРИ. Структурная схема РДС МО, содержащей три ППП, один ЦППО и ПСЕВ приведена на фиг. 1.

Каждый периферийный пункт приема сигнала ИРИ (ППП,), представляющий совокупность устройств, выделяющих радиосигналы от ИРИ на фоне помех, устройств, измеряющих ВПС_i относительно шкалы единого времени, а также устройств, организующих линии передачи измеренных ВПС_i, включает в себя:

- антенное и цифровое радиоприемное (ЦРПУ_i) устройства для приема сигналов ИРИ;

- устройство измерения времени прихода сигнала (УИВПС_i) для измерения временного положения сигнального пакета по шкале единого времени (ВПС_i);

- радиопередающее (РПдУ_i) и антенное устройства для передачи измеренных значений ВПС_i на ЦППО, где i=1, 2, 3.

Центральный пункт приема и обработки, представляющий совокупность устройств, выделяющих радиосигналы от ИРИ на фоне помех, устройства, измеряющего ВПС₀ относительно шкалы единого времени, а также устройств, предназначенных для выделения полезной информации о параметрах ИРИ (взаимной задержки сигналов) путем вычисления разностей ВПС_i в ППП_i и ЦППО, включает в себя:

- антенные и радиоприемные устройства (РПрУ) для приема информационных сигналов о ВПС_i;

- антенное и радиоприемное (РПрУ₀) устройства для приема сигналов ИРИ;

- центральный пункт обработки (ЦПО).

В ЦПО производится оценка величины взаимных задержек сигналов ИРИ в приемных пунктах путем вычисления разностей ВПС_i в ППП_i и ЦППО.

Подсистема единого времени представляет собой совокупность устройств, служащих для формирования шкалы единого времени на всех пунктах приема.

Вычисление ВПС_i в ППП_i в прототипе производится в УИВПС, путем определения временного положения максимума апостериорной плотности вероятности (АПВ) P_ps(τ) параметра τ на основе анализа принятой реализации ξ(t, λ)=s (t, λ)+n(t), 0≤t≤T с учетом априорных сведений о сигнале s(t, λ), зависящем от нескольких параметров λ={λ_l , λ₂, …, λ_n} и шуме n(t), где Т - время наблюдения.

где P_pr(τ) - априорная плотность вероятности;

k - коэффициент, выбираемый из условия нормировки;

L(τ) - функция правдоподобия.

где I₀(⋅) - модифицированная функция Бесселя нулевого порядка;

Z(τ) - функция взаимной корреляции между принимаемым сигналом и его копией;

N_ш - спектральная плотность мощности собственных шумов приемника;

U_m - амплитуда сигнала.

В прототипе используется та особенность MSK сигналов, что прирост фазы на элементарном импульсе модулирующей последовательности MSK сигнала составляет [11, стр. 177-181]. Эта особенность позволяет сначала вычислить парциальные взаимнокорреляционные функции A_l(τ), A₀(τ), В₁(τ), В₀(τ) входного действительного сигнала

ξ(t, λ)=s(t, λ)+n(t), 0≤t≤T, представляющего собой сумму полезного сигнала s(t, λ), зависящего от нескольких параметров λ={λ₁, λ₂, …, λ_n}и шума n(t), где Т - время наблюдения, с четырьмя гармоническими колебаниями (опорными колебаниями) двух частот длительностью равной длительности принимаемого сигнала (пакета) T_p. Здесь ƒ_H - частота несущей, Т_с - длительность элементарного импульса модулирующей последовательности.

где ω₁=2πƒ₁, ω₀=2πƒ₀;

D[⋅] - оператор выпрямления корреляционного интеграла (КИ).

После чего, вычисляется полная взаимнокорреляционная функция, ее модуль и апостериорная плотность вероятности [8] в соответствиями с выражениями

Полученная в прототипе АПВ имеет многомодальную структуру. При оценивании ВПС, используется центральный пик АПВ, который аппроксимируется полиномом четвертой степени. Оценка времени прихода сигнала находится из решения уравнения

где P_psm(τ) - аппроксимация центрального пика апостериорной плотности вероятности P_ps(τ).

Искомая ВЗС вычисляется по формуле

Где и - оценки ВПС в i-м и j-м пространственно-разнесенных пунктах приема соответственно, i≠j.

Если априорная плотность вероятности неизвестна, то оценка по максимуму апостериорной плотности вероятности совпадает с максимально правдоподобной оценкой.

Осциллограммы сигналов в характерных точках УИВПС прототипа приведены на фиг. 2.

Главным недостатком прототипа является низкая скорость вычислений, так как обработка сигналов производится во временной области. Это вызвано необходимостью поиска точек "перелома" КИ и его коррекции, что делает невозможным применение алгоритма быстрого преобразования Фурье (БПФ).

Цель изобретения - повышение скорости вычислений при измерении взаимной задержки MSK сигналов пакетных радиосетей при неизвестном законе первичной модуляции в РДС МО.

Указанный технический результат при осуществлении предлагаемого способа достигается тем, что в предлагаемом способе изменяются действия при оценивании ВПС в ППП. Суть этих изменений заключается в замене операций поиска точек перелома и выпрямления КИ D[⋅], вычислением КИ от произведения модулей входного сигнала и опорных колебаний (ОК). В этом случае процесс вычисления КИ, для сигнала со всеми четырьмя ОК показан на фиг. 3. В положительной полуплоскости приведены изображения хода вычислений КИ для косинусных ОК с частотами ƒ₁ и ƒ₀, в отрицательной полуплоскости - для синусных ОК с частотами ƒ₁ и ƒ₀.

Тогда, алгоритм построения апостериорной плотности вероятности предлагаемого способа будет следующий:

1. Прямое преобразование Фурье модуля сигнала

2. Прямое преобразование Фурье модулей ОК

Где - действительные и мнимые части Фурье образов модулей ОК; ω₁=2πƒ₁, ω₀=2πƒ₀; ϕ₀ - начальная фаза ОК.

3. Умножение спектральных плотностей модулей ОК на комплексно-сопряженную спектральную плотность модуля сигнала

где * - знак комплексного сопряжения.

4. Обратное преобразование Фурье результатов перемножений спектральных

плотностей и получение модулей парциальных ВКФ (БПФ)

5. Нахождение результирующей ВКФ, как суммы модулей парциальных ВКФ

6. Преобразование Гильберта ВКФ и нахождение огибающей (модуля) ВКФ

7. Нахождение апостериорной плотности вероятности

где А₁(τ), A₀(τ), B₁(τ), В₀(τ), - модули парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с ОК;

Im(⋅), Re(⋅) - мнимая и действительная части ОК;

Т - время наблюдения;

P_pr(τ) - априорная плотность распределения вероятности τ;

I₀ (⋅) - модифицированная функция Бесселя нулевого порядка;

- результирующая ВКФ;

U_m - амплитуда сигнала;

N_ш - спектральная плотность мощности шума.

Полученная АПВ, как и в прототипе, имеет многомодальную структуру. Также, как и в прототипе при оценивании ВПС, используется центральный пик АПВ. Аппроксимация центрального пика АПВ P_psm(τ), оценивание и производится так же как и в прототипе в соответствии с выражениями (10-11). На фиг. 4 показан процесс аппроксимации центрального пика АПВ и оценивания времени прихода сигнала. Аппроксимация пика произведена полиномом четвертой степени.

Если априорная плотность вероятности неизвестна, то оценка по максимуму апостериорной плотности вероятности совпадает с максимально правдоподобной оценкой. Осциллограммы в характерных точках алгоритма приведены на фиг. 5.

Сравнивая алгоритмы построения АПВ прототипа и предлагаемого способа, видно, что в предлагаемом способе в отличие от прототипа используется алгоритм БПФ, чем и объясняется выигрыш в скорости вычислений при обработке сигналов. Применение БПФ в прототипе в принципе невозможно, т.к. поиск точек "перелома" КИ и его коррекция возможны только во временной области.

Предлагаемое изобретение иллюстрируются чертежами, на которых изображены:

на фиг. 1 - структурная схема РДС МО;

на фиг. 2 - осциллограммы сигналов в характерных точках прототипа;

на фиг. 3 - иллюстрация процесса вычисления модулей КИ, для сигнала со всеми четырьмя опорными колебаниями;

на фиг. 4 - иллюстрация процесса аппроксимации центрального пика апостериорной плотности вероятности и оценивания времени прихода сигнала;

на фиг. 5 - осциллограммы сигналов в характерных точках предлагаемого способа;

на фиг. 6 - графики зависимости погрешности оценивания взаимной задержки сигналов от отношения сигнал/шум для прототипа - 1 и предлагаемого способа - 2.

на фиг. 7 - график выигрыша в скорости вычисления предлагаемым способом по сравнению с прототипом.

Для исследования характеристик предлагаемого способа и сравнения его с прототипом создана имитационная модель УИВПС. При моделировании использовались следующие параметры сигнала: несущая частота - 100 МГц, длительность пакета - 6.4 мкс, число импульсов модулирующей псевдослучайной последовательности (ПСП) - 32, тактовая частота ПСП - 5 МГц, вид модуляции - MSK. Результаты моделирования приведены на фиг. 6 и 7. На фиг. 6 изображены графики зависимости погрешности оценивания взаимной задержки сигналов от отношения сигнал/шум на входе УИВПС. Цифрами обозначены: 1 - график для прототипа; 2 - для предлагаемого способа. Как видно из рисунка точностные характеристики прототипа и предлагаемого способа практически совпадают во всем исследуемом диапазоне отношений сигнал/шум.

На фиг. 7 изображен график выигрыша (G) в скорости вычисления предлагаемым способом по сравнению с прототипом за счет использования алгоритма БПФ. Известно, что максимальный выигрыш при вычислении свертки с использованием БПФ достигается, когда длина выборки L является степенью 2, т.е. L=2^Р. Из графика видно, что с увеличением показателя степени р выигрыш возрастает. Так для L=2048 (р=11) выигрыш составляет более 30 раз, для L=16384 (р=14) - более 215 раз. Таким образом, поставленная цель достигнута.

Сопоставительный анализ предлагаемого технического решения с прототипом показывает, что предлагаемый способ отличается от известного действиями при построении АПВ, а именно тем, что вместо парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с четырьмя гармоническими колебаниями двух частот длительностью равной длительности принимаемого сигнала (пакета) Т_р, вычисляются модули парциальных ВКФ входного сигнала и опорных колебаний, что до сих пор нигде не применялось. Таким образом, заявляемый способ соответствует критерию "новизна".

Источники информации:

1. Патент RU: №2335781, опубл. 10.10.2008 г.

2. Патент RU: №2539968, опубл. 27.01.2015 г.

3. Кондратьев B.C. и др. Многопозиционные радиотехнические системы. / Под редакцией проф. В.В. Цветнова - М.: Радио и связь, 1986. - 264 с.

4. Громов В.А., Ворошилин Е.П., Миронов М.В. Оценка разности моментов прихода сигналов группировкой пространственно-разнесенных малых космических аппаратов. - Томск.: ТУСУР. // Доклады ТУСУРа, №2 (22), часть 2, декабрь 2010. С. 7-13.

5. Вознюк В.В, Зайцев С.А., Толстоухов Д.А., Булаев О.А., Гусаков Н.В. Определение времени задержки приема сигнала пространственно-разнесенными сверхмалыми космическими аппаратами. // Изв. Вузов. Приборостроение. 2008. Т. 51, №3. С. 13-17.

6. Радзиевский В.Г., Сирота А.А. Теоретические основы радиоэлектронной разведки. 2-е изд., испр. и доп. - М.: Радиотехника, 2004. - 432 с.

7. Файт А.В. Определение местоположения источника шумоподобного сигнала с использованием корреляционной функции. // Материалы конференции "Научно-технические проблемы в промышленности". - СПб.: НИИ "Вектор", 2012, 29 - 31 мая. С. 21-22.

8. Патент RU: №2623094, опубл. 22.06.2017 г.

9. Ипатов В.П. и др. Поиск, обнаружение и измерение параметров сигналов в радионавигационных системах. Под редакцией Ю.М. Казаринова. - М.: Сов радио, 1975. - 296 с.

10. Бендат Дж., Пирсол А. Прикладной анализ случайных данных: Пер. с англ. - М.: Мир, 1989. - 540 с.

11. Григорьев В.А. Сигналы зарубежных систем электросвязи. - СПб.: ВАС, 2007, 2007. - 368 с.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в разностно-дальномерных системах определения координат источников радиоизлучений. Техническим результатом является повышение скорости вычислений при измерении взаимной задержки минимального частотного сдвига (MSK) сигналов пакетных радиосетей при неизвестном законе первичной модуляции в разностно-дальномерных системах местоопределения за счет использования той особенности MSK сигналов, что прирост фазы на длительности одного элементарного импульса модулирующей последовательности составляет Суть способа заключается в том, что время прихода сигнала в пункт приема измеряется по временному положению максимума апостериорной плотности вероятности, построенной через модуль результирующей взаимнокорреляционной функции (ВКФ), вычисляемой с помощью модулей парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с четырьмя гармоническими колебаниями двух частот длительностью, равной длительности принимаемого сигнала (пакета) Т_р. При этом модуль ВКФ формируется элементарными импульсами модулирующей последовательности, что позволяет получить узкий пик апостериорной плотности вероятности даже при неизвестном законе первичной модуляции. 7 ил.

Способ измерения взаимной задержки MSK (minimum shift keying) сигналов пакетных радиосетей в разностно-дальномерной системе местоопределения, заключающийся в том, что в периферийных пунктах приема разностно-дальномерной системы местоопределения осуществляют прием MSK сигналов пакетных радиосетей, измеряют время прихода сигналов (ВПС) относительно единой шкалы времени по положению максимума апостериорной плотности вероятности, построенной через модуль взаимнокорреляционной функции (ВКФ) принимаемого сигнала и опорного колебания, и по линиям связи передают измеренные значения на центральный пункт приема и обработки, где вычисляется взаимная задержка сигналов где и - оценки ВПС в i-м и j-м пространственно-разнесенных пунктах приема соответственно, i≠j, отличающийся тем, что модуль результирующей ВКФ вычисляется с помощью модулей парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала и четырех гармонических колебаний двух частот и длительностью, равной длительности принимаемого сигнала (пакета) T_p

А(τ)=A₁(τ)+А₀(τ); В(τ)=В₁(τ)+В₀(τ); Z(τ)=А(τ)+В(τ);

где ξ(t) - принимаемый сигнал; F_ξ(ω) - прямое преобразование Фурье модуля сигнала U_m - амплитуда сигнала; ƒ_н - частота несущей; - действительные и мнимые части Фурье образов модулей опорных колебаний (ОК); - взаимные энергетические спектры принимаемого сигнала и ОК; Т_с - длительность элементарного импульса модулирующей последовательности; ω₁=2πƒ₁, ω₀=2πƒ₀; ϕ₀ - начальная фаза ОК; * - знак комплексного сопряжения; А₁(τ), A₀(τ), В₁(τ), В₀(τ) - модули парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с ОК; А(τ), В(τ) - суммарные значения модулей мнимой и действительной частей парциальных ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с ОК; Z(τ) - результирующая ВКФ принимаемого в точке приема сигнала с ОК; - мнимая и действительная части ОК; Т - время наблюдения; - результирующая комплексная ВКФ; - мнимая часть результирующей комплексной ВКФ; - огибающая (модуль) комплексной ВКФ; P_pr(τ) - априорная плотность распределения вероятности τ; - модифицированная функция Бесселя нулевого порядка; N_ш - спектральная плотность мощности шума; P_ps(τ) - апостериорная плотность распределения вероятности τ; P_psm(τ) - аппроксимация центрального пика апостериорной плотности вероятности P_ps(τ).