Устройство приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии OFDM, выполненное с возможностью работы в экономичном режиме Российский патент 2023 года по МПК H04J13/00 H04J11/00 H04B7/208 H04L27/26 

Изобретение относится к области систем передачи информации по радиоканалу и может быть использовано при построении командных радиолиний управления (КРУ), работающих с OFDM сигналами.

Известны радиолинии, обеспечивающие передачу телеметрической, связной, командной и др. информации при использовании различных видов модуляции и кодирования [1]. Известны также комплект быстроразвертываемых технических средств физической защиты БСФЗ-04.10, автоматизированный комплекс разведывательно-сигнализационных средств АКРСС и радиоэлектронное средство РП3-8 для подрыва зарядов взрывчатых веществ (ВВ) и инженерных боеприпасов (ИБП), имитации огня артиллерии и ударов авиации в ходе учений войск [2, 3, 4], основным недостатком которых является работа с сигналами частотной телеграфии (ЧТ). Наиболее эффективными, с точки зрения помехоустойчивости, являются сигналы фазовой манипуляции (ФМ), работа с которыми позволяет приблизиться к потенциальной помехоустойчивости [5]. Работа с сигналами ФМ предъявляет повышенные требования к системе по нестабильности частоты и синхронизации приема сигнала. КРУ как правило работают при низком отношении сигнал/шум, что не позволяет рассматривать классические схемы синхронизации при приеме ФМ сигналов. Рассмотренная схема приема сигналов фазовой телеграфии без синхронизации при низком отношении сигнал/шум [6, 7] предъявляет высокие требования по стабилизации опорных генераторов приемно-передающих устройств, что ограничивает его использование в малогабаритной аппаратуре с низким токопотреблением.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому изобретению является, способ и устройство приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии OFDM [8, 9], выбранное в качестве прототипа. Это устройство позволяет принимать фазоманипулированный сигнал инкапсулированный в OFDM-символ (orthogonal frequency division multiplexing - мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов) [10], не требующее высокостабильной подстройки по частоте.

Устройство приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии OFDM, содержит передающее устройство, включающего источник информации, модулятор, блок обратного дискретного преобразования Фурье, блок цифроаналогового преобразования, I/Q-модулятор-преобразователь частоты, передающую антенну, и приемного устройства, включающего приемную антенну, I/Q-демодулятор - преобразователь частоты, блока аналого-цифрового преобразования, цифровой полосовой фильтр, блок хранения кодовой комбинации, логический элемент ИЛИ, трех идентичных каналов обработки сигнала, состоящих из блока дискретного преобразования Фурье, демодулятора, регистр сдвига, схемы сравнения, интегратора и порогового устройства.

Наиболее существенным недостатком данного устройства является то, что временная синхронизация приема OFDM символа осуществляется за счет работы приемного устройства радиолинии в постоянном режиме, где на каждом шаге дискретизации (получении очередного отсчета OFDM-символа) выполняется полный цикл обработки сигнала, а именно, дискретное преобразование Фурье, демодуляция и принятие решения декодирующим устройством о приеме команды управления (КУ). Выполнение дискретного преобразования Фурье (ДПФ) является высокоресурсной операцией и требует соответствующей аппаратной базы, способной выполнять данные вычислительные действия за время одного шага дискретизации.

Техническим результатом изобретения является возможность однократного выполнения полного цикла обработки принятого OFDM сигнала, взятого в любой момент времени на интервале циклического префикса (ЦП) Тцп обеспечив при этом корректное декодирование КУ при наличии кратного и дробного сдвига по частоте, а также уменьшение требуемого количества выполняемых операций ДПФ, что позволяет реализовывать OFDM КРУ в портативном варианте с использованием микропроцессоров малой мощности при одновременном обеспечении высокой помехоустойчивости системы, которая может быть достигнута при приеме фазоманипулированных сигналов без синхронизации.

Актуальность уменьшения требований к использованию микропроцессорной аппаратуры обусловлена необходимостью реализации КРУ в портативном исполнении с минимальным токопотреблением, при одновременном обеспечении высокой помехоустойчивости системы.

Данный технический результат достигается тем, что:

1) Команда управления, передаваемая в виде OFDM-символа длительностью Тк, дополняется циклическим префиксом длительностью Тцп, который обеспечивает однократное взятие и обработку КУ длительностью Тк в любой момент времени на интервале Тцп.

2) Корректировка принятого OFDM-символа, из-за возможного сдвига по времени на интервале Тцп, устраняется за счет умножения сигнала на набор комплексных экспонент где n_h=0…NfftТ_цп/Т_к-1, a Nfft равно количеству поднесущих в OFDM-символе.

3) В декодирующем устройстве принятый OFDM символ анализируется на наличие в нем переданной КУ с учетом всех возможных временных и частотных сдвигов.

В последнее время интенсивное развитие получили системы высокоскоростной беспроводной радиосвязи с использованием OFDM-сигналов. Технология OFDM подразумевает, что информационный сигнал изначально представлен в частотной области, а не во временной как в обычных системах связи. Именно эта особенность и позволила реализовать прием сигналов с двоичной фазовой манипуляцией без синхронизации в КРУ. Сначала сигнал модулируется и далее подвергается обратному дискретному преобразованию Фурье (ОДПФ), как бы преобразуя его во временную область и передается в эфир. На приемной стороне сигнал подвергается ДПФ, как бы преобразуется обратно из временной области в частотную и демодулируется.

Для воспроизведения переданного OFDM сигнала в приемнике должна быть обеспечена синхронизация с передатчиком по частоте, фазе и времени [11]. Сдвиг несущей частоты принимаемого сигнала может возникать из-за эффекта Доплера при подвижной связи и несовпадения частот опорных генераторов в передатчике и приемнике [12]. В принимаемом сигнале y[n] это вызывает сдвиг фазы:

где ε=f_ε/Δf - нормированное смещение частоты несущей, равное отношению сдвига частоты несущей f_ε к расстоянию между подканалами Δf;

h[n] - импульсная характеристика канала;

w[n] - аддитивный белый гауссовский шум (АБГШ);

N - длинна символа в отсчетах.

Смещение частоты s можно представить в виде двух частей: ε_i кратного расстояния между подканалами и остатка ε_f [11, 12].

При сдвиге несущей частоты на ε_i не нарушается ортогональность и, таким образом, не возникает межканальной интерференции (МКИ), однако это делает демодуляцию невозможной, так как неправильно извлекается информация из подканалов [13].

В КРУ передается небольшое количество информации, в отличие от систем связи. В радиолиниях управления применяется статистический критерий оптимального обнаружения сигнала - критерий Неймана-Пирсона, в соответствии с которым прежде всего обеспечивается заданная и достаточно малая вероятность ложного приема команды Р_л=const, а затем предпринимаются все меры для получения максимальной вероятности правильного приема команды управления P_k=max. Допустим, что у нас однокомандная радиолиния, таким образом декодирующее устройство постоянно анализирует входную последовательность на наличие в ней переданной КУ.

Вопросам синхронизации при приеме OFDM-сигналов посвящено очень много работ [14-25], однако их использование не рационально в КРУ, так как они не обеспечивают надежной синхронизации при низких отношениях сигнал/шум, требуют наличия синхронизирующих последовательностей, сложных систем синхронизации. В рассматриваемом прототипе [8, 9] прием OFDM-символа осуществляется без синхронизации и принимаются дополнительные меры, которые сводят к минимуму последствия отсутствия синхронизации. В частности, негативные эффекты наличия дробного сдвига по частоте ε_f устраняются за счет реализации трехканальной схемы приема, где каждый канал имеет свой дробный сдвиг по частоте. Кратный сдвиг по частоте ε_i приводит к сдвигу принятой последовательности и устраняется за счет дополнительного анализа последовательности. Компенсация фазового сдвига обеспечивается за счет обработки сигнала с двоичной фазовой манипуляцией в обоих каналах квадратурного сигнала с принятием решения о приеме КУ в прямом и инверсном режиме. Для обеспечения не пропуска принятия КУ на каждом шаге дискретизации (получении очередного отсчета OFDM-символа) выполняется полный цикл обработки сигнала, а именно, дискретное преобразование Фурье, демодуляция и принятие решения декодирующим устройством о приеме КУ. С точки зрения цифровой обработки сигналов, выполнение дискретного преобразования Фурье является высокоресурсной операцией, выполнение которой весьма затруднительно на микропроцессорах малой мощности при высокой частоте запросов.

OFDM-сигнал используют как правило в каналах связи с многолучевым распространением, где для борьбы с межсимвольной интерференцией (МСИ) используют циклическое расширение (в настоящее время известное как циклический префикс). Данное решение позволяет избежать взаимного влияния следующих друг за другом символов. Сам по себе ЦП представляет собой циклическую копию части конца OFDM-символа в начало (фигура 1), поэтому в результате его добавления в спектре сигнала не появляется новых частотных составляющих.

Длительность ЦП не должна быть меньше, чем длительность импульсной характеристики канала, и не должна быть достаточно большой, так как это приводит к потере в отношении сигнал/шум (ОСШ), а также к снижению скорости передачи данных из-за того, что ЦП не несет полезной информации. Обычно на практике длительность ЦП выбирают равной 1/4, 1/8 от длительности символа.

Для КРУ канал связи чаще всего будет рассматриваться как плоский и наличие ЦП будет приводить к ухудшение помехоустойчивости. Однако, необходимо отметить, что увеличение длительности КУ в два раза приводит к выигрышу в помехоустойчивости на 3 dB. Таким образом, наличие ЦП длинной равной 1/4 от длительности символа будет рассматриваться как ухудшение помехоустойчивости на 0,75 dB, что является приемлемым.

При неправильном определении начала OFDM символа принятый сигнал будет страдать от поворота фазы (фигура 2), который будет пропорционален частоте поднесущей. Временной сдвиг можно оценить по разности фаз между соседними компонентами поднесущих принятого сигнала в частотной области [26]:

Однако данный способ не позволяет точно оценить начало символа. Наиболее точно оценить сдвиг по времени возможно по импульсной характеристике канала, которая получается путем умножения принятого сигнала на комплексно-сопряженный обучающий символ [26]:

где

Выражения (4, 5) позволяют точно оценить временной сдвиг только в том случае если будет отсутствовать кратный сдвиг по частоте ε_i, в противном случае, комплексно-сопряженный обучающий символ X_l[k] будет отличен от принимаемого сигнала. На фигуре 3 показана импульсная характеристика канала h_l при единичном временном сдвиге, которая соответствует комплексной экспоненте e^j2πf частоты f=1 Гц. Необходимо отметить, что поиск максимума спектральной характеристики функции (4) будет ограничен ОСШ, при котором максимум будет соответствовать истинному значению зашумленной импульсной характеристики h_l.

Так как в КРУ заранее известна ожидаемая КУ, то ее возможно использовать и как обучающий символ X_l[k]. Для обеспечения правильной идентификации принятой КУ при наличии сдвига по времени и кратного сдвига по частоте ε_i предлагается результат взятия дискретного преобразования Фурье от искомой функции FFT(y[n]) умножать на все возможные импульсные характеристики каналов h_l[δ], возникающие от различных временных сдвигов, и полученные откорректированные кодовые последовательности анализировать на наличие в них ожидаемой КУ.

Операция умножения на все возможные импульсные характеристики каналов h_l[δ] эквивалентна выполнению операции ДПФ только без конечного суммирования. Реальное количество возможных импульсных характеристик каналов h_l[δ] будет ограниченно длинной ЦП.

Таким образом, для обеспечения временной синхронизации возможно отказаться от выполнения полного цикла обработки сигнала на каждом шаге дискретизации (получении очередного отсчета OFDM-символа). Для этого достаточно ограничиться однократным выполнением полного цикла обработки сигнала в любом месте на временном интервале Тцп с дальнейшей корректировкой возникающего временного сдвига. При этом общее количество операции ДПФ сократиться с Nfft*Тк/Тцп до двух на временном интервале Тцп. Так, например, при Nfft=128 и ЦП=1/4 выигрыш составит 8 раз по количеству требуемых операций ДПФ и позволит реализовывать OFDM КРУ на микропроцессорах малой мощности.

На фигуре 4 представлена схема OFDM командной радиолинии управления, работающей в экономичном режиме, содержащая источник информации 1, модулятор 2, блок обратного дискретного преобразования Фурье 3, блок циклического префикса 4, блок цифроаналогового преобразования 5, I/Q-модулятор-преобразователь частоты 6, передающую антенну 7, приемную антенну 8, I/Q-демодулятор - преобразователь частоты 9, блок аналого-цифрового преобразования 10, цифровой полосовой фильтр 11, блок хранения кодовой комбинаций 20, логический элемент ИЛИ 19 и три идентичных канала обработки сигнала, каждый из которого состоит из блока дискретного преобразования Фурье 12, блока корректировки временного сдвига 13, демодулятора 14, регистра сдвига 15, схемы сравнения 16, интегратора 17 и порогового устройства 18.

OFDM командная радиолиния управления, работающая в экономичном режиме, работает следующим образом. На передающей стороне из источника информации 1 считывается КУ, которая представляет собой двоичную кодовую комбинацию длины N и длительностью T_k. Далее КУ модулируется двоичной фазовой манипуляцией в модуляторе 2 и поступает на вход блока обратного дискретного преобразования Фурье 3, где входные символы преобразуются в набор отсчетов поднесущих, таким образом КУ преобразуется в один OFDM-символ. Далее к OFDM-символу добавляется циклический префикс в блоке ЦП 4. Далее дискретные отсчеты подаются на блок цифроаналогового преобразования 5, где производится преобразование квадратурных компонент сигнала в аналоговую форму. В I/Q-модуляторе - преобразователе частоты 6 производится перенос спектра OFDM-сигнала на требуемую несущую частоту f_c в соответствии с заданным частотным диапазоном, после чего он усиливается и излучается в эфир через передающую антенну 7.

С приемной антенны 8 принимаемый OFDM-сигнал поступает на вход I/Q-демодулятора-преобразователя частоты 9, в котором производится предварительная частотная селекция, усиление и перенос спектра сигнала на нулевую частоту с выделением квадратурных компонент I и Q, которые затем последовательно подаются в блок аналого-цифрового преобразования 10, где производится их периодическая дискретизация и преобразование в цифровую форму. Дискретизированные отсчеты с частотой считывания f_сч1 поступают на вход цифрового полосового фильтра 11, имеющего ширину полосы пропускания равную ширине спектра OFDM символа N/T_k, расширенную с учетом нестабильности опорных генераторов приемника ξ₁ и передатчика ξ₂ и будет составлять Δf_цпф=N/T_k+(ξ₁+ξ₂)f_c. Далее сигнал подается на вход блока дискретного преобразования Фурье 12, каждого из трех параллельных каналов обработки сигнала с частотой f_сч2=1/Тцп. Таким образом, за время длительности OFDM-символа, отфильтрованный сигнал будет подаваться на блок ДПФ 12 только Тк/Тцп раз, что обеспечит экономичный режим работы устройства. Каждый канал отличается тем, что в блоке дискретного преобразования Фурье 12 имеется сдвиг частот комплексных экспонент, в соответствие с выражением 6, обеспечивающих снижение влияния дробного сдвига частоты ε_f до допустимого уровня.

где, m - номер канала приема;

- минимальная длинна дискретного преобразования Фурье, позволяющая корректно извлекать последовательность данных из принятого OFDM символа при наличии кратного сдвига частоты ε_i, возникающего в условиях нестабильности опорных генераторов приемника ξ₁ и передатчика ξ₂ при передаче команды управления длительностью Т_к на частоте несущего сигнала f_c.

Избыточная минимальная длинна дискретного преобразования Фурье R позволяет учитывать кратный сдвиг частот ε_i. Избыточная последовательность данных длинною R с выхода блока дискретного преобразования Фурье 12 поступает на вход блока корректировки временного сдвига 13, где сигнал Y(n) умножается на n_h=NТ_цп/Т_к всех возможных импульсных характеристик канала h_l[δ], которые могут возникать из-за наличия временного сдвига. Набор импульсных характеристик каналов h_l[δ] представляет собой набор комплексных экспонент с частотами f_h=0…(n_h-1). Далее набор n_h откорректированных сигналов подается последовательно на демодулятор 14 с частотой f_сч3=n_h f_сч2, где выполняется двоичная фазовая демодуляция каждого сигнала. Полученные кодовые комбинации поступают на вход регистра сдвига 15 длинною R. С выхода регистра сдвига 15 кодовая комбинация из N отсчетов считывается со сдвигом в один отсчет с частотой f_сч4=f_сч3*(R-N+1) при R>N, и подается на вход схемы сравнения 16. Принятая двоичная кодовая комбинация длинною N сравнивается с эталонной кодовой комбинацией поступающей с блока хранения кодовой комбинаций 20, являющегося общим для всех каналов. Считывание кодовых комбинаций с циклическим сдвигом из регистра сдвига 15 обеспечивает корректное декодирование команды управления с учетом возможного наличия кратного сдвига по частоте ε_i. Результат сравнения команды управления накапливается в интеграторе 17 и результат поступает на вход порогового устройства 18. Работа порогового устройства 18 каждого из каналов организована в прямом и инверсном режиме, что обеспечивает учитывание влияние фазового сдвига принимаемого сигнала. Положительное решения о приеме КУ будет приниматься, когда совпадет требуемое количество элементов КУ или будет допущено такое же количество ошибок, что будет соответствовать инверсному приему КУ. Все выходы каналов обработки сводятся в один логический блок ИЛИ 19, где принимается конечное решение о приеме КУ в соответствии с положительным решением о приеме КУ хотя бы в одном из каналов.

Таким образом, OFDM командная радиолиния управления, работающая в экономичном режиме, позволяет выполнять однократный полный цикл обработки принятого сигнала, в любой момент времени на интервале Тцп при этом обеспечив корректное декодирование КУ при наличии кратного и дробного сдвига по частоте. При этом, обеспечивается уменьшение количества выполняемых операций ДПФ, что позволяет реализовывать OFDM КРУ в портативном варианте с использованием микропроцессоров малой мощности при одновременном обеспечении высокой помехоустойчивости системы, которая может быть достигнута при приеме фазоманипулированных сигналов без синхронизации.

Литература.

1. Тепляков Н.М., Калашников И.Д., Рощин Б.В. Радиолинии космических систем передачи информации. Под ред. И.М. Теплякова. Учебное пособие для вузов. - М.: «Сов. Радио», 1975. - 400 с.

2. БСФ3-04.10. Руководство по эксплуатации. ДАКЖ.421452.004 РЭ.

3. АКРСС. Руководство по эксплуатации. ДАКЖ.421452.005 РЭ.

4. Радиоэлектронное средство подрыва зарядов РП3-8. - М.: ВИУ, 2000 г.

5. Ашимов Н.М. // Помехоустойчивость и помехозащищенность радиолиний управления. М.: ВИУ, 2000. 372 с.

6. Способ и устройство приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе: пат. 2714302 Рос. Федерация / Леушин А.В., Комяков А.В., Федуро В.В. Опубл. 14.02.2020, Бюл. №5.

7. Леушин А.В. Прием сигналов фазовой телеграфии без синхронизации при низком отношении сигнал/шум. // Техника радиосвязи. 2020. Вып. 2.

8. Способ и устройство приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии OFDM: пат. 2752876 Рос. Федерация / Леушин А.В. Опубл. 11.08.2021, Бюл. №23.

9. Леушин А.В. Повышение помехоустойчивости командной радиолинии управления сигналом с OFDM // Техника радиосвязи. 2021. Вып.2. С. 7-21.

10. John A.C. Bingham. "Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come", IEEE Communications Mag., May 1990, p. 5-14

11. Технология OFDM. Учебное пособие для вузов / М.Г. Бакулин [и др.]. - Горячая линия - Телеком, 2019. - 352 с., ил.

12. W. Aziz, Е. Ahmed, G. Abbas, S. Saleem, Q. Islam. Performance Analysis of Carrier Frequency Offset (CFO) in OFDM using MATLAB // Journal of Engineering (JOE). - 2012. - Vol. 1, №1. - P. 5-10.

13. Батырев И.А. Оценка влияния сдвига несущей частоты на качество принимаемого OFDM-сигнала //Ом. науч. вестн. 2015. №3 (123). С. 259-262.

14. Батырев И.А. Методы синхронизации OFDM-сигнала по циклическому префиксу // Техника радиосвязи. 2018. Вып. 1 (36). С. 90-102.

15. Батырев И.А. Методы синхронизации OFDM-сигнала тренировочному символу // Техника радиосвязи. 2017. Вып. 3 (34). С. 41-53.

16. Speth M., Fechtel S.A., Fock G., Meyr H. Optimum Receiver Design for Wireless Broad-Band Systems Using OFDM. - Part I // IEEE Transactions on Communications. - 1999. - Vol. 47. - P. 1668-1677.

17. Шахтарин Б.И., Балахонов К.A., Федотов A.A., Калашников К.С. Метод частотной синхронизации для OFDM-систем в каналах с аддитивным белым гауссовым шумом и рэлеевскими замираниями// Радиотехника и связь. 2016. Вып. 2. С. 138-147.

18. Moose P. A technique for orthogonal frequency-division multiplexing frequency offset correction // IEEE Transactions on Communication. 1994. Vol. 10. P. 2908-2914.

19. Schmidl Т., Cox D. Robust frequency and timing synchronization for OFDM// IEEE Trans. Commun. 1997. Vol. 45. No. 12. P. 1613-1621.

20. Kim Y., Hahm Y., Jung H., Song I. An Efficient Frequency offset Estimator for Timing and Frequency Synchronization in OFDM system // IEEE Transactions on Communication. 1999.

21. Morelli M., Mengali U. An improved frequency offset estimator for OFDM applications // IEEE Communications Leters. 1999. Vol. 3 (3). P. 75-77.

22. Minn H., Zeng M., Bhargava V.K. On Timing Offset Estimation for OFDM Systems // IEEE Communications Letters. 2000. Vol. 4. No. 7. P. 242-244.

23. Park В., Cheon H., Kang C, Hong D. A Novel Timing Estimation Method for OFDM Systems // IEEE Communications Letters. 2003. Vol. 7. No. 5. P. 239.

24. Shi K., Serpedin E. Coarse Frame and Carrier Synchronization of OFDM Systems: A New Metric and Comparison // IEEE Transactions on Wireless Communications. 2004. Vol. 3 (4). P. 1271-1284.

25. Wu F., Abu-Rgheff M.A. Time and Frequency Synchronization Techniques for OFDM Systems operating in Gaussian and Fading Channels // A Tutorial, Proc. of the 8th Annual Postgraduate Symposium on The Convergence of Telecommunications, Networking and Broadcasting (PGNET), June 2007.

26. Yong Soo Cho, Jaekwon Kim, Won Young Yang, Chung G. Kang. MIMO-OFDM Wireless Communications with MATLAB // Wiley-IEEE Press, November 2010.

Изобретение относится к области систем передачи информации по радиоканалу и может быть использовано при построении командных радиолиний управления (КРУ), работающих с OFDM-сигналами. Техническим результатом изобретения является возможность однократного выполнения полного цикла обработки принятого OFDM-сигнала, взятого в любой момент времени на интервале циклического префикса (ЦП) Тцп обеспечив при этом корректное декодирование КУ при наличии кратного и дробного сдвига по частоте, а также уменьшение требуемого количества выполняемых операций ДПФ, что позволяет реализовывать OFDM КРУ в портативном варианте с использованием микропроцессоров малой мощности при одновременном обеспечении высокой помехоустойчивости системы, которая может быть достигнута при приеме фазоманипулированных сигналов без синхронизации. В устройстве приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии OFDM, выполненном с возможностью работы в экономичном режиме, 1) команда управления (КУ), передаваемая в виде OFDM-символа длительностью Тк, дополняется циклическим префиксом длительностью Тцп, который обеспечивает однократное взятие и обработку КУ длительностью Тк в любой момент времени на интервале Тцп, 2) корректировка принятого OFDM-символа, из-за возможного сдвига по времени на интервале Тцп, устраняется за счет умножения сигнала на набор комплексных экспонент с частотами , где N равно количеству поднесущих в OFDM-символе, 3) в декодирующем устройстве принятый OFDM-символ анализируется на наличие в нем переданной КУ с учетом всех возможных временных и частотных сдвигов. 4 ил.

Устройство приема и передачи сигналов фазовой манипуляции в командной радиолинии управления с использованием технологии OFDM, выполненное с возможностью работы в экономичном режиме, основанное на передаче команды управления в виде OFDM-символа при использовании двоичной фазовой манипуляции, а также параллельной обработке OFDM-сигнала в трехканальной системе, где блоки дискретного преобразования Фурье каждого из каналов имеют разные дробные сдвиги частот комплексных экспонент с интервалом расстояния между поднесущими что обеспечивает снижение влияния дробного сдвига частот а также на том, что избыточная минимальная длинна дискретного преобразования Фурье равная обеспечивает прием OFDM-символа с учетом кратного сдвига частоты ε_i, имеющегося в следствии нестабильности частот опорных генераторов приемника ξ₁ и передатчика ξ₂ при передаче команды управления длительностью Т_к на частоте несущего сигнала где нивелирование кратного сдвига частоты ε_i выполняется за счет прогона и сравнения ожидаемой команды управления длины N по всей длине R принятой последовательности дискретно с шагом сдвига равному одному отсчету, тем, что пороговое устройство работает в прямом и инверсном режиме и принимает положительное решение о приеме команды управления при положительном приеме команды управления хотя бы в одном из каналов, отличающееся тем, что длительность команды управления увеличивается за счет добавления циклического префикса длинной Тцп к началу OFDM-символа, а на приемной стороне операция взятия дискретного преобразования Фурье выполняется однократно на временном промежутке равном длительности циклического префикса Тцп, возникающие при этом искажения устраняются за счет умножения результата дискретного преобразования Фурье на все возможные импульсные характеристики канала, которые могут возникнуть из-за временного сдвига и представляют собой набор комплексных экспонент с частотами