Способ и устройство приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе Российский патент 2020 года по МПК H04B7/208 

Изобретение относится к области систем передачи информации по радиоканалу и может быть использовано при построении исполнительных приборов (ИП) командных радиолиний управления (КРУ), работающих с сигналами двоичной фазовой манипуляции.

Известны радиолинии, обеспечивающие передачу телеметрической, связной, командной и др. информации при использовании различных видов модуляции и кодирования [1]. Известны также комплект быстроразвертываемых технических средств физической защиты БСФЗ-04.10, автоматизированный комплекс разведывательно-сигнализационных средств АКРСС и радиоэлектронное средство РПЗ-8 для подрыва зарядов взрывчатых веществ (ВВ) и инженерных боеприпасов (ИБП), имитации огня артиллерии и ударов авиации в ходе учений войск [2, 3, 4], основным недостатком которых является работа с сигналами частотной телеграфии (ЧТ). Наиболее эффективными, с точки зрения помехоустойчивости, являются сигналы фазовой телеграфии (ФТ), работа с которыми позволяет приблизиться к потенциальной помехоустойчивости. Работа с сигналами ФТ предъявляет повышенные требования к системе по нестабильности частоты и синхронизации приема сигнала.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому способу и устройству является, устройство обработки фазоманипулированного сигнала с дискретной подстройкой фазы в исполнительном приборе радиолинии управления [5], выбранное в качестве прототипа. Это устройство позволяет принимать фазоманипулированный сигналы, не требующие подстройки по частоте, а только подстройки по фазе.

Устройство обработки фазоманипулированного сигнала с дискретной подстройкой фазы в исполнительном приборе радиолинии управления содержит аналого-цифровой преобразователь (АЦП) выход которого соединен с входом цифрового согласованного фильтра (ЦСФ), выход которого соединен с входом сдвигового регистра РГ, выход которого соединен с первым входом перемножителя сигналов (ПМ), второй вход которого соединен с выходом эталонного генератора (Г), выход ПМ соединен с входом сумматора (СУМ), выход которого соединен с входом ограничителя сигнала (ОГР), выход которого соединен с входом оперативного запоминающего устройства (ОЗУ), выход которого соединен с входом схемы сравнения (СС), второй вход которой соединен с выходом блока хранения кодовой комбинации (БХКК), выход СС соединен с входом интегратора (ИНТ) выход которого соединен с входом порогового устройства ПУ.

Наиболее существенным недостатком данного устройства является большие аппаратные затраты, необходимые на реализацию многоканальной системы дискретной подстройки фазы. Шестнадцати канальная система обеспечивает подстройку по фазе с точностью не более чем π/32, что определяет приемлемые потери уровня полезного сигнала и возможность дальнейшей обработки сигнала.

Техническим результатом изобретения является существенное (практически в пять раза) уменьшение аппаратных затрат при реализации схемы приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе. Актуальность уменьшения аппаратных затрат определяется необходимостью реализации ИП КРУ в автономном варианте с минимальным токопотреблением.

Данный технический результат достигается тем, что:

1) в устройстве приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе вместо шестнадцати каналов дискретной подстройки по фазе используется всего лишь три канала;

2) Пороговое устройство (ПУ) принимает положительное решение о передаче команды управления (КУ), когда совпадет требуемое количество элементов блока КУ или будет допущено такое же количество ошибок, что будет соответствовать инверсному приему КУ;

3) принятие конечного решения о приеме КУ в соответствии с положительным решением о приеме КУ хотя бы в одном из каналов.

Одной из основных причин ухудшения помехоустойчивости систем цифровой связи является ошибка фазовой синхронизации. На фигуре 1 показано положение точек созвездия двоичной фазовой манипуляции (ФМ-2) при отклонении фазы принимаемого сигнала на угол ϕ.

Из фигуры 1 видно, что расстояние до границы между областями принятия решения о нулевом/единичном значении переданного бита при наличии фазовой ошибки уменьшается пропорционально ее косинусу. Таким образом, в формуле для вероятности битовой ошибки необходимо умножить аргумент Q-функции на cosφ:

Если фазовая ошибка является случайной величиной с плотностью вероятности р_ϕ(ϕ), нужно усреднить (1) в соответствии с вероятностными свойствами ϕ [6]:

Для равномерного распределения фазовой ошибки это выражение принимает вид:

где a, b - границы изменения случайного значения фазы ϕ.

График вероятности битовой ошибки P_b(ϕ) в зависимости от случайного значения фазы ϕ представлен на фигуре 2, согласно выражения (1). Расчет выполнен методом численного интегрирования в программе Matlab для отношения сигнал/шум (С/Ш) (E_b/N₀ = -2 дБ).

Анализ графика (фигура 2) вероятности битовой ошибки P_b(ϕ) от фазы показывает, что эта функция является симметричной как и функция cos относительно ϕ=0. Минимальная вероятность битовой ошибки P_b(ϕ=0) наблюдается при нулевом смещении (идеальной синхронизации), которая соответствует теоретическому значению P_b (зависимости от отношения С/Ш E_b/N₀). Максимальная вероятность битовой ошибки P_b не является самым худшим вариантом приема, так как можно констатировать, что бит был принят неправильно. При фазовом сдвиге ϕ равном плюс, минус π/2 вероятность битовой ошибки равна P_b=0,5, что является неопределенностью и самым худшим вариантом приема сигнала. Таким образом, с учетом возможности работы с инверсными сигналами, дискретную подстройку сигнала необходимо выполнять в диапазоне изменения фазы ϕ от 0 до π/2.

Теоретическая усредненная вероятность битовой ошибки (3) для одного канала приема ФТ сигнала представлена в таблице (фигура 3) (фаза имеет равномерный закон распределения, интегрирование в пределах ϕ от 0 до π/2. Этот интеграл был вычислен численно, программа кода написана на языке Matlab. Анализ вероятности битовой ошибки P_b при идеальной синхронизации и одноканальном приеме ФТ сигнала со случайной фазой показал энергетический проигрыш последней системы в среднем на 5 дБ.

Для обеспечения дискретной подстройки по фазе необходимо увеличивать количество каналов приема. На фигурах 4...7 представлены графики вероятности битовой ошибки P_b(ϕ) в зависимости от фазы ϕ с двумя, тремя, четырьмя и шестью каналами приема разнесенными на π/2, π/3, π/4 и π/6 (соответственно). При увеличении количества каналов приема общая вероятность битовой ошибки P_b(ϕ) уменьшается во всем диапазоне изменения фазы ϕ равном плюс, минус π и обозначена толстой линией.

Для численного определения общей теоретической усредненной вероятности битовой ошибки для n канальной системы приема ФТ сигнала можно выполнять интегрирование в таких же пределах изменения фазы ϕ равном плюс, минус π/2, либо интегрированием для одного канала согласно (3) в пределах возможной девиации фазы ϕ равном плюс, минус π/4, π/6, π/8, π/12 (соответственно). Результаты расчетов общей теоретической усредненной вероятности битовой ошибки для n канальной системы дискретной подстройки фазы, представлены в таблице (фигура 3).

Анализ полученных значений таблицы (фигура 3) говорит о том, что при двух канальной системе дискретной подстройки фазы энергетический проигрыш составит в среднем 1 дБ, для трех канальной системы дискретной подстройки фазы энергетический проигрыш составит 0,45 дБ, для четырех канальной системы дискретной подстройки фазы энергетический проигрыш составит 0,25 дБ и для шести канальной системы дискретной подстройки фазы энергетический проигрыш составит порядка 0,1 дБ.

Обобщенный график теоретической вероятность битовой ошибки P_b(ϕ) в зависимости от отношения (E_b/N_o) при разном количестве каналов приема дискретной подстройки фазы представлен на рисунке (фигура 8).

Учитывая энергетический выигрыш от увеличения каналов приема и аппаратные затраты, рационально принять трех канальную систему для приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе. Энергетический проигрыш предлагаемого устройства по сравнению со схемой идеальной синхронизации приема фазоманипулированного сигнала составит порядка 0,45 дБ (по мощности), что является приемлемым.

Способ реализуется в 3 этапа:

1) обработка частотно-стабилизированного сигнала с двоичной фазовой манипуляцией в трех независимых каналах приема разнесенными по фазе на ϕ=π/3;

2) работа порогового устройство каждого канала в прямом и инверсном режиме: принятие положительного решения о приеме КУ, когда совпадет требуемое количество элементов блока КУ или будет допущено такое же количество ошибок, что будет соответствовать инверсному приему КУ;

3) принятие конечного решения о приеме КУ в соответствии с положительным решением о приеме КУ хотя бы одного из каналов.

На фигуре 9 представлена схема устройства приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе, содержащая аналого-цифровой преобразователь АЦП 1, цифровой согласованный фильтр ЦСФ 2, блок хранения кодовых комбинаций БХКК 8, логический элемент ИЛИ 11 и три идентичных канала обработки сигнала, каждый из которого состоит из перемножителя сигналов ПМ 3, эталонного генератора Г 4, фильтра нижних частот ФНЧ 5, амплитудного ограничителя ОГР 6, схемы сравнения СС 7, интегратора ИНТ 9 и порогового устройства ПУ 10.

Устройство приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе работает следующим образом. Входной аналоговый сигнал на промежуточной частоте ƒ_пч поступает на вход аналого-цифрового преобразователя АЦП 1, где сигнал переводится в цифровую форму. Цифровой согласованный фильтр ЦСФ 2 согласован со спектром входного сигнала, длительностью Т_э. Отсчеты сигнала с выхода цифрового согласованного фильтра ЦСФ 2 поступают на первый вход перемножителя сигналов ПМ 3 каждого из трех каналов. На второй вход перемножителя сигналов ПМ 3 поступает сигнал от эталонного генератора Г 4. Сигналы эталонных генераторов Г 4 в каждом канале отличаются лишь начальным сдвигом по фазе ϕ равного π/3. Результаты перемножения отсчетов входного сигнала с сигналом эталонного генератора Г 4 фильтруются в фильтре нижних частот ФНЧ 5, результат ограничивается (0 - при отрицательной составляющей, 1 - при положительной составляющей) в амплитудном ограничителе ОГР 6. Далее сигнал поступает на схему сравнения СС 7, где сравнивается с эталонной кодовой комбинацией поступающей с блока хранения кодовых комбинаций БХКК 8, являющегося общим для всех каналов. Результат сравнения команды управления накапливается в интеграторе ИНТ 9 и результат поступает на вход порогового устройства ПУ 10. Работа порогового устройства ПУ 10 каждого канала организована в прямом и инверсном режиме: положительное решения о приеме КУ, когда совпадет требуемое количество элементов блока КУ или будет допущено такое же количество ошибок, что будет соответствовать инверсному приему КУ. Все выходы каналов обработки сводятся в один логический блок ИЛИ 11, где принимается конечное решение о приеме КУ в соответствии с положительным решением о приеме КУ хотя бы в одном из каналов.

Таким образом, устройство приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе позволяет существенно, практически в два раза, повысить помехоустойчивость систем по сравнению с КРУ работающими с ЧТ сигналами и уменьшить аппаратные затраты в пять раз по сравнению с устройством обработки фазоманипулированного сигнала с дискретной подстройкой фазы в исполнительном приборе радиолинии управления.

Литература

1. Тепляков Н.М., Калашников И.Д., Рощин Б.В. Радиолинии космических систем передачи информации. Под ред. И.М. Теплякова. Учебное пособие для вузов. - М.: «Сов. Радио», 1975. - 400 с.

2. БСФ3-04.10. Руководство по эксплуатации. ДАКЖ.421452.004 РЭ.

3. АКРСС. Руководство по эксплуатации. ДАКЖ.421452.005 РЭ.

4. Радиоэлектронное средство подрыва зарядов РПЗ-8. - М.: ВИУ, 2000. - 52 с.

5. Устройство обработки фазоманипулированного сигнала с дискретной подстройкой фазы в исполнительном приборе радиолинии управления / А.В. Леушин, А.В. Кравцов, В.И. Анисимов. - №176149; Приоритет от 18.09.2017 // Патент на полезную модель. - 2017. - 8 с.

6. Сергиенко А.Б. Цифровая связь: Учеб. пособие. СПб.: Изд-во С32 СПбГЭТУ «ЛЭТИ», 2012. 164 с.

Изобретение относится к области систем передачи информации по радиоканалу и может быть использовано при построении исполнительных приборов (ИП) командных радиолиний управления (КРУ), работающих с сигналами двоичной фазовой манипуляции. При осуществлении способа приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе используется трехканальная система приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией, где сигналы эталонных генераторов каждого из каналов имеют фазовый сдвиг, равный π/3, относительно друг друга и работа пороговых устройств в каждом из трех каналов организована в прямом и инверсном режиме. Энергетический проигрыш предлагаемого устройства по сравнению со схемой идеальной синхронизации приема фазоманипулированного сигнала составит порядка 0,45 дБ (по мощности), что является приемлемым. Устройство приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе содержит аналого-цифровой преобразователь АЦП 1, цифровой согласованный фильтр ЦСФ 2, блок хранения кодовых комбинаций БХКК 8, логический элемент ИЛИ 11 и три идентичных канала обработки сигнала, каждый из которого состоит из перемножителя сигналов ПМ 3, эталонного генератора Г 4, фильтра нижних частот ФНЧ 5, амплитудного ограничителя ОГР 6, схемы сравнения СС 7, интегратора ИНТ 9 и порогового устройства ПУ 10. Техническим результатом изобретения является существенное (практически в пять раза) уменьшение аппаратных затрат при реализации схемы приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе. Актуальность уменьшения аппаратных затрат определяется необходимостью реализации ИП КРУ в автономном варианте с минимальным токопотреблением. 2 н.п. ф-лы, 9 ил.

1. Способ приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе, основанный на параллельной обработке сигнала фазовой телеграфии (ФТ) в n канальной системе, имеющей разные фазовые сдвиги эталонного генератора и принятии положительного решения о приеме команды управления (КУ) при положительном приеме КУ хотя бы одного из каналов отличающийся тем, что используется трехканальная система приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией, где сигналы эталонных генераторов каждого из каналов имеют фазовый сдвиг, равный π/3, относительно друг друга и работа пороговых устройств в каждом из трех каналов организована в прямом и инверсном режиме: принятие положительного решения о приеме КУ, когда совпадет требуемое количество элементов блока КУ или будет допущено такое же количество ошибок, что будет соответствовать инверсному приему КУ.

2. Устройство приема частотно-стабилизированных сигналов с двоичной фазовой манипуляцией при неизвестной начальной фазе, содержащее аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 1, выход которого соединен с входом цифрового согласованного фильтра (ЦСФ) 2, отличающееся наличием трех идентичными каналов обработки сигналов, каждый из которых состоит из перемножителя сигналов (ПМ) 3, первый вход которого соединен с выходом цифрового согласованного фильтра (ЦСФ) 2, второй вход перемножителя сигналов (ПМ) 3 соединен с выходом эталонного генератора (Г) 4, в каждом канале сигналы эталонного генератора (Г) 4 отличаются только начальным фазовым сдвигом, равным π/3, выход перемножителя сигналов (ПМ) 3 соединен с входом фильтра нижних частот (ФНЧ) 5, выход которого соединен с амплитудным ограничителем (ОГР) 6, выход которого соединен с первым входом схемы сравнения (СС) 7, выход блока хранения кодовых комбинаций (БХКК) 8 соединен со всеми вторыми входами схем сравнения (СС) 7 трех каналов обработки сигналов, выход схемы сравнения (СС) 7 соединен с входом интегратора (ИНТ) 9, выход которого соединен с входом порогового устройства (ПУ) 10, выход порогового устройства (ПУ) 10 каждого из каналов обработки сигнала соединен с первым, вторым и третьим входом логического элемента ИЛИ 11 соответственно.