Способ формирования М-последовательностей для генерации сигнально-кодовых конструкций Российский патент 2024 года по МПК H03K3/00 H03M13/00 

Изобретение относится к электронно-вычислительной технике и может быть использовано в различных системах локации, интенсивного обмена информацией и в многопозиционных пространственно-распределенных системах генерации маркированных сигнально-кодовых конструкций.

Применение М-последовательностей для генерации сигнально-кодовых конструкций обеспечивает преимущества при их использовании в различных систем обнаружения, в частности в связи, локации и навигации в числе которых простой способ генерации канонических М-последовательностей, большая база для генерации элементарных импульсных сигналов, автокорреляционной функции (АКФ) М-последовательности имеет резкий спад в окрестности максимума и равномерный уровень боковых лепестков во всем временном диапазоне, кроме того они хорошо изучены и апробированы.

Известен способ для формирования М-последовательностей (Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с., ил. стр. 54). В основе логике последовательности действий данного способа заложены сдвигающие регистры с триггерами, для функционирования которых необходимо знать характеристический полином определенной степени.

Недостатком является, довольно низкий уровень боковых лепестков АКФ канонической бинарной М-последовательности, при этом случайное искажение значений элементов последовательности приводит к росту боковых лепестков АКФ.

Известен «Способ повышения разрешающей способности по дальности радиолокационной станции» (Патент РФ № 2596229, МПК G01S 13/24, опубл. 10.09.2016, Бюл. №25). В способе формируют пачку из N импульсов сигнала на разных несущих частотах и N опорных сигналов в виде ортогональных М-последовательностей, где N - целое число большее либо равное двум, модулируют по фазе каждый импульс опорным сигналом, последовательно когерентно излучают и принимают отраженную пачку из N импульсов сигнала. Далее осуществляют свертку каждого принятого импульса с соответствующим ему опорным сигналом в виде М-последовательности, осуществляют доплеровскую фильтрацию пачки из N импульсов сигнала, формируют N элементов разрешения по дальности.

Недостатком является то, что канонические М-последовательности одинаковой длины, генерируемые полиномами одного порядка, не являются ортогональными, что приводит к обнаружению эхо-сигналов, воздействующих деструктивно двух на друга в совместных радиолокационных каналах бортовых РЛС при многопозиционном режиме работы.

Наиболее близким по технической сущности аналогом, принятым за прототип предлагаемого изобретения, является «Способ формирования и приема сложных сигналов на основе М-последовательностей» (Патент РФ № 2276385, МПК G01S 13/02, опубл. 10.05.2006, Бюл. №13).

В указанном способе излучаемый сигнал манипулируется последовательностью, получаемой в результате сложения по модулю 2 двух исходных последовательностей, сформированных по одному и тому же закону , k>n, с тактовыми частотами ƒ₁ и ƒ₂, находящимися в отношении , где b₁, b₂, …, b_n - одноразрядные двоичные числа, n - число разрядов регистра сдвига, определяющее длину исходных последовательностей N=2ⁿ - 1, Р и Θ - взаимно простые числа, а принимаемый сигнал с периодом повторения поступает на два коррелятора, на выходе которых формируются значения задержек τ₁ и τ₂ относительно исходных М-последовательностей и затем вычисляется полное число тактов задержки для тактовой частоты ƒ₁

и для тактовой частоты ƒ₂

где int(X) - есть целая часть числа X, L = Y mod Z - есть сравнение числа L с числом Y по модулю Z, а Р^-1 и Θ^-1 - есть величины, обратные Р и Θ по модулю Θ и Р, вычисляемые с использованием математической теории чисел.

Недостатком прототипа является неспособность обеспечить маркирование зондирующих модулированных сигналов с более низким уровнем боковых лепестков апериодической автокорреляционной функции и равномерно распределенным характером лепестков взаимокорреляционной функции (ВКФ) этих последовательностей.

Техническим результатом заявляемого изобретения является обеспечение более низкого уровня боковых лепестков апериодической автокорреляционной функции, чем у аналогичной АКФ канонических М-последовательностей, при этом ВКФ этих последовательностей носит равномерный характер, что обеспечивает выделение модулированных зондирующих сигналов в общем радиолокационном канале при реализации режимов многопозиционных бортовых систем.

Технический результат достигается тем, что в способе формирования М-последовательностей для генерации сигнально-кодовых конструкций, заключающимся в том, что излучаемый сигнал преобразуют последовательностью, получаемой в результате сложения по модулю два двух исходных последовательностей, сформированных по одному и тому же закону, где k>n, отличающийся тем, что число исходных последовательностей может быть от 2 до Q, где Q - это количество генерирующих полиномов, существующих в рамках одного порядка, после чего выбирают требуемое количество Q генерирующих полиномов одного порядка L и соответственно осуществляют их генерацию одной длины N, при этом количество Q связано с количеством позиций излучающих бортовых РЛС в многопозиционной системе, далее значения {1; 0} каждой из Q последовательностей приводят к значениям пары {1; -1} и для этих последовательностей строят нормированные к единице автокорреляционные функции, по которым определяют максимальное по модулю значение боковых лепестков U_max, а в сгенерированных М-последовательностях заменяют их элементы со значением «-1» на «q» и со значением «1» на «р», после чего определяют систему выражений, где описывающие изменения уровней каждого из N лепестков автокорреляционной функции и соответствующей системы Sν взаимокорреляционных функций в зависимости от введенных параметров «р» и «q» в каждую из структур отдельных М-последовательностей, генерируемых различными полиномами одного порядка L, после чего по системе выражений S₁ … S_Q определяют значения «р» и «q», при которых уровни боковых лепестков нормированной автокорреляционной функции будут наименьшими из возможных уровней, из числа тех, что ниже значения U_max с учетом выражений системы Sν, полученных для взаимокореляционных функций, которая будет иметь равномерный характер при подстановке значения «р» и «q», после чего формируют зондирующий маркированный сигнал, сгенерированный на основе модуляции полученными выше модифицированными М-последовательностями.

Технический результат достигается тем, что предлагаемый способ реализует поиск М-последовательностей за счет введения новых значений для каждой из кодовых структур, генерируемой в рамках группы полиномов одного порядка, что позволяет однозначно при приеме в общем радиолокационном канале идентифицировать модулированные этой новой последовательностью сигналы, при одновременном их излучении с N позиций многопозиционной системы бортовых РЛС, разнесенных в пространстве и объединенных во взаимодействующую группу.

Сущность изобретения поясняется структурной схемой, представленной на фиг. 1.

Заявляемый способ реализуется благодаря следующей последовательности действий:

1) Выбирают Q различных полинома g₁(x)…g_Q(x) одного порядка L для генерации канонических М-последовательностей имеющих длину N = 2^L - 1. При этом количество Q связано с количеством позиций излучающих бортовых РЛС в многопозиционной системе.

• При степени полинома L = 3 и длине последовательности N = 7, следует

g₁(x)=х³+х+1, g₂(x)=х³+х²+1,

• При степени полинома L = 4 и длине последовательности N = 15,

следует g₁(x)=x⁴+x+1, g₂(x)=x⁴+x³+1;

• При степени полинома L = 5 и длине последовательности N = 31, следует

g₁(x)=x⁵+х²+1, g₁(x)=x⁵+х³+1, g₁(x)=x⁵+х³+х²+x+1, а

g₂(x)=x⁵+х⁴+х³+х+1, g₂(x)=х⁵+х⁴+х³+х²+1, g₂(x)=x⁵+х⁴+х²+х+1;

• При степени полинома L = 6 и длине последовательности N = 63, следует g₁(x)=x⁶+x+1, g₁(x)=x⁶+х⁴+х³+x+1, g₁(x)=x⁶+х⁵+1, а

g₂(x)=х⁶+х⁵+х²+х+1, g₂(x)=х⁶+х⁵+х³+х²+1, g₂(x)=x⁶+х⁵+х⁴+х+1;

• При степени полинома L = 7 и длине последовательности N = 127, следует

g₁(x)=х⁷+х+1, g₁(x)=х⁷+х³+1, g₁(x)=х⁷+х³+х²+х+1, g₁(x)=x⁷+x⁴+1,

g₁(x)=x⁷+x⁴+x³+x²+1, g₁(x)=x⁷+x⁵+x²+x+1, g₁(x)=x⁷+x⁵+x³+x+1,

g₁(x)=x⁷+x⁵+x⁴+x³+1, g₁(x)=x⁷+x⁵+x⁴+x³+x²+x+1

g₂(x)=x⁷+x⁶+1, g₂(x)=x⁷+x⁶+x³+x+1, g₂(x)=x⁷+x⁶+x⁴+x²+1,

g₂(x)=x⁷+x⁶+x⁴+x+1, g₂(x)=x⁷+x⁶+x⁵+x²+1,

g₂(x)=x⁷+x⁶+x⁵+x³+x²+x+1,

g₂(x)=x⁷+x⁶+x⁵+x⁴+1, g₂(x)=x⁷+x⁶+x⁵+x⁴+x²+x+1,

g₂(x)=x⁷+x⁶+x⁵+x⁴+x³+x²+1

• При степени полинома L = 8 и длине последовательности N = 255, следует

g₁(х)=x⁸+х⁴+х³+х²+1, g₁(х)=x⁸+х⁵+х³+х+1, g₁(х)=x⁸+х⁵+х³+х²+1,

g_l(х)=x⁸+х⁶+х³+х²+1, g₁(х)=x⁸+х⁶+х⁵+х+1, g_l(х)=x⁸+х⁶+х⁵+х²+1,

g₁(х)=x⁸+х⁶+х⁵+х³+1, g₁(х)=x⁸+х⁶+х⁵+х⁴+1

g₂(x)=x⁸+x⁶+x⁴+x³+x²+x+1, g₂(x)=x⁸+x⁶+x⁵+x+1, g₂(x)=x⁸+x⁷+x²+x+1,

g₂(x)=x⁸+x⁷+x³+x²+1, g₂(x)=x⁸+x⁷+x⁵+x³+1, g₂(x)=x⁸+x⁷+x⁶+x⁵+x²+x+1,

g₂(x)=x⁸+x⁷+x⁶+x⁵+x⁴+x²+1, g₂(x)=x⁸+x⁷+x⁶+x+1

• При степени полинома L = 9 и длине последовательности N = 511, следует

g_l(x)=x⁹+х⁴+1, g₁(x)=х⁹+х⁴+х³+х+1, g_l(x)=x⁹+х⁵+1, g_l(x)=x⁹+х⁵+х³+х²+1,

g_l(x)=x⁹+х⁵+х⁴+х+1, g₁(х)=х⁹+х⁶+х⁴+х³+1, g₁(x)=х⁹+х⁷+х²+x+1,

g₂(х)=х⁹+х⁷+х⁵+х+1, g₂(х)=х⁹+х⁷+х⁵+х²+1, g₂(х)=х⁹+х⁷+х⁶+х⁴+1,

g₂(x)=x⁹+x⁸+х⁶+х⁵+х⁴+х³+х²+х+1, g₂(x)=х⁹+x⁸+х⁷+х⁶+х⁵+х⁴+х³+x+1

2) Генерируют Q М-последовательностей по полиномам g₁(x)…g_Q(x) и привести значения {1; 0} каждой из Q последовательностей к значениям пары {1; -1}.

3) Строят для каждой из М-последовательностей, полученных на шаге 2, нормированную АКФ.

4) Определяют максимальное по модулю значение боковых лепестков U_max каждой нормированной АКФ, полученных на шаге 3.

5) В каждой сгенерированной последовательности на шаге 2 заменяют элементы со значением «-1» на «q» и со значением «1» на «р».

6) Определяют систему S₁, … , S_Q, где каждый ее элемент S=(R₁(р, q),…, R_N(p, q)), включает выражения, которые описывают изменения уровней лепестков (главного и боковых) АКФ и соответствующую систему выражений S_ν ВКФ в зависимости от введенных параметров «р» и «q».

7) Получают выражения для каждого бокового лепестка для нормированной АКФ, сформировав тем самым соответствующую систему выражений.

8) По выражениям, полученным на шаге 7, определяют значения «р» и «q», при которых уровни боковых лепестков нормированной автокорреляционной функции будут наименьшими из возможных уровней, из числа тех, что ниже значения U_max.

9) Используя выражения системы S_ν, полученные для ВКФ на шаге 6, осуществляют проверку, что значения боковых лепестков ВКФ при подстановке, найденных на шаге 8 значений «р» и «q» имеют равномерный характер для каждой новой последовательности из Q.

10) Убеждаются, что значения боковых лепестков АКФ, полученных на шагах 8 и 9, ниже, чем максимальный уровень бокового лепестка U_max, определенного на шаге 4.

Изобретение относится к электронно-вычислительной технике. Техническим результатом является обеспечение более низкого уровня боковых лепестков апериодической автокорреляционной функции, чем у аналогичной АКФ канонических М-последовательностей, при этом ВКФ этих последовательностей носит равномерный характер, что обеспечивает выделение модулированных зондирующих сигналов в общем радиолокационном канале при реализации режимов многопозиционных бортовых систем. Технический результат достигается тем, что предлагаемый способ реализует поиск М-последовательностей за счет введения новых значений для каждой из кодовых структур, генерируемой в рамках группы полиномов одного порядка, что позволяет однозначно при приеме в общем радиолокационном канале идентифицировать модулированные этой новой последовательностью сигналы, при одновременном их излучении с N позиций многопозиционной системы бортовых РЛС, разнесенных в пространстве и объединенных во взаимодействующую группу. 1 ил.

Способ формирования М-последовательностей для генерации сигнально-кодовых конструкций, заключающийся в том, что излучаемый сигнал преобразуют последовательностью, получаемой в результате сложения по модулю два двух исходных последовательностей, сформированных по одному и тому же закону , где k>n, отличающийся тем, что число исходных последовательностей может быть от 2 до Q, где Q - это количество генерирующих полиномов, существующих в рамках одного порядка, после чего выбирают требуемое количество Q генерирующих полиномов одного порядка L и соответственно осуществляют их генерацию одной длины N, при этом количество Q связано с количеством позиций излучающих бортовых РЛС в многопозиционной системе, далее значения {1; 0} каждой из Q последовательностей приводят к значениям пары {1; -1} и для этих последовательностей строят нормированные к единице автокорреляционные функции, по которым определяют максимальное по модулю значение боковых лепестков U_max, а в сгенерированных М-последовательностях заменяют их элементы со значением «-1» на «q» и со значением «1» на «p», после чего определяют систему выражений S₁, … , S_Q, где S=(R₁(p, q), …, R_N(p,q)), описывающие изменения уровней каждого из N лепестков автокорреляционной функции и соответствующей системы S_ν взаимокорреляционных функций в зависимости от введенных параметров «р» и «q» в каждую из структур отдельных М-последовательностей генерируемых различными полиномами одного порядка L, после чего по системе выражений S₁ … S_Q определяют значения «р» и «q», при которых уровни боковых лепестков нормированной автокорреляционной функции будут наименьшими из возможных уровней, из числа тех, что ниже значения U_max с учетом выражений системы S_ν, полученных для взаимокорреляционных функций, которая будет иметь равномерный характер при подстановке значения «р» и «q», после чего формируют зондирующий маркированный сигнал, сгенерированный на основе модуляции полученными выше модифицированными М-последовательностями.