Приемник фазоманипулированных сигналов с одной боковой полосой Советский патент 1985 года по МПК H04L27/22 

сумматора по модулю два и к выходу .второго управляемого генератора, вхо которого подключен к выходу первого фильтра нижних частот, вход которого соединен с выходом второго сумматора по модулю два, первый вход которого соединен с выходом первой линии задержки,вход которой подключен IK второму входу второго сумматора по модулю два и к выходу второго амплитудного ограничителя, вход которого соединен с вторыми входами .первого и третьего суммирующих блоков и с выходом четвертого суммирующего блока, первьш вход к,Ьторого соединен с выходом второго дифференцирующего элемента, вход которого подключен к выходу третьего преобразователя частоты, выход четвертого преобразова. теЛя частоты через первый усилитель , .подключен к второму входу четвертого суммирующего блока, выход второго преобразователя частоты через второй усилитель подключен к первому входу второго суммирующего блока, второй вход которого соединен с выходом первого дифференцирующего элемента, выход первого амплитудного ограничителя соединен с первым входом третьего сумматора по модулю два и с входом второй линии задержки, выход которой соединен с вторым входом третьего сумматора по модулю два, выход которого через второй фильтр нижних частот подключен к входу первого управляемого генератора.

ПРИЕМНИК ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ С ОДНОЙ БОКОВОЙ ПОЛОСОЙ, содержащий первый фазовый детектор, узкополосный фильтр, полосовой фильт выход которого соединен с первым входом первого преобразователя частоты, выход которого подключен к входу первого дифференцирующего элемента, второй и третий преобразователи частоты, отличающийся тем, что, с целью увеличения объема принимаемой информации, в него введены четвертый преобразователь частоты, второй дифференцирующий элемент, первый и второй усилители, второй фазовый детектор, первый, и третий фазовращатели, первьй, второй, третий и четвертый суммирующие блоки, первый и второй амплитудные ограничители, инвертор, первьШ, второй и третий сумматоры по модулю два, первая и вторая линии задержки, первый и второй перемножители, первый и второй фильтры нижних частот, первьй и второй интеграторы и делитель частоты на два, выход которого через первый фазовращатель соединен с первым входом первого перемножите- ля и с первым входом первого фазового детектора, второй вход которого соединен с вызСодом первого интегратора, вход которого подключен к выходу первого перемножителя, второй вход которого соединен с выходом первого суммирующего блока, первый вход которого подключен к выходу инвертора, вход которого соединен с выходом второго суммирующего блока, с входом первого амплитудного ограничителя и с первым входом третьего суммирующего блока, выход которого соединен с первым входом второго перемножителя выход которого через второй интегра(Л тор подключен к первому входу второго фазового детектора, второй вход которого соединен с вторым входом второго перемножителя, с выходом делителя частоты на два, вход которого соединен с выходом узкополосного фильтра, вход которого подключен к выходу первого сумматора по модулю Ю два, первый вход которого соединен с О Од выходом первого управляемого генератора, с вторым входом первого преобразователя частоты и с входом второго фазовращателя, выход которого подключен к первому входу второго преобразователя частоты, второй вход которого соединен с выходом полосовсэго фильтра, с первым входом третьего преобразователя частоты йсс первым входом четвертого преобразователя частоты, второй которого соединен с выходом третьего фазовраI щателя, вход которого подключен к второму входу третьего преобразователя частоты, к второму входу первого

1

. Изобретение относится к электросвязи и может быть использовано в устройствах обработки сигналов.

Целью изобретения является увеличение об.ъема принимаемой информации.

.На чер.теже изображена структурная электрическая схема предложенного приемника фазоманипулированных сигналов с одной боковой полосой.

Приемник фазоманипулированных сигналов с одной боковой полосой содержит полосовой фильтр 1, первый преобразователь 2 частоты, первый дифференцирующий элемент 3, первый суммирующий блок 4, первый амплитудный ,:Ограничитель 5, первая линия 6 задержки,, первый сумматор 7 по модулю два, первый фильтр 8 нижних частоту первый управляемый генератор 9, первый фазовращатель 10, второй преобра зователь 11 частоты, первый усилитель 12, третий преобразователь 13 частоты, второй дифференцирумщий элемент 14, второй суммирующий блок 15, второй амплитудный ограничитель16, вторая линия 17 задержки, второй сумматор 18 по модулю два, второй фильтр 19 нижних частот, второй управляемьй генератор 20, второй фазовращатель 21., четвертый преобразователь 22 частоты, второй

усипитель 23, третий суммирующий блок 24, инвертор 25, четвертый суммирующий блок 26, первый и второй перемножители 27 и 28, первьй и второй

интеграторы 29 и 30, третий сумматор 31 по модулю два, узкополосный фильтр 32, делитель 33 частоты на два, третий фазовращатель 34, первый и второй фазовые детекторы 35 и 36.

Приемник работает следующим образом.

На вход полосового фильтра 1 поступает сигнал с одной боковой полосой, которая соответствует верхней

боковой полосе сигнала на несущей sfnx x(2.J7fpi -ft/-) с амплитудной балансной модуляцией по закону, определяемому суммой двух информационных .двоичных последовательностей с квадратурным сдвигом и с косинусоидальной огибающей манипулирующей посыпки, т.е. входной сигнал.приемника опредепяется верхней боковой полосой сигнала

«(ifsfn (2ha(}cos xsin42;7,) ,(i

где a (t), flj (i)6t1 - информационные двоичные последовательности с квадратурным СДВИГОМ; f if соответственно частота и начальная фаза несущей входного, сигнала; f.V,-- соответственно частота и начальная фаза сигнала тактовой час тоты манипулирующих последовательностей. Спектр входного сигнала фазовой манипуляции с одной боковой полосой ФМ ОБП определен в полосе Найквиста т.е. произведение 4f Т 1, где uf - полоса пропускания фильтра 1, и - длительность манипулирующей посылки. Входной сигнал ФМ ОБП пред ставляет собой сигнал с двумя боковыми полосами(ДБП) двухкратной фазовой ман пуляции (ДФМ) на несущей (.Sf в полосе Найквиста с квадратурным сдвигом информационных последовательностей и с прямоугольной огибаю щей манипулирующей посьшки (ПОШ), спектр которого скорректирован таким образом, что спектр каждой из двух составляющих сигнала ДФМ на квадратурных несущих соответствует верхне боковой полосе фазоманипулированног сигнала с косинусоидальной огибающей манипулирующей посыпки (КОМП), соответственно sfh + ) или cos(jf T--fc ) на одной и той же 1несущай (( J. Таким образом, входной сигнал ОБП может быть сформирован путем фильтрации верхней боковой полосы из сигнала (1) или путем коррекции спектра, определенного в полосе .Найквиста, сигнала ДФМ ДБП с прямоугольной огибающей манипулирующей посылки (сигнала ДФМ ДБП ПОМП) на несущей ( с квадратурным сдвигом информационных последовател ностей, С выхода фильтра 1 сигнал поступ ет на первый вход преобразователя 2 частоты и на второй вход преобразов теля 11 частоты, соответственно на второй и первый входы которьпс посту пают соответственно-опорные сигналы С05(2Я,{. « %„,,) с выхода управляемо го генератора 9 и ( + 4oniJ с выхода фазовращателя 21 на 90°, где Уоп-т начальная фаза опорного сигнала управляемого генератора 9, Несущая частота входного сигнала ФМ ОБП КОМП на выходах преобразователей 2 и 11 частоты принимается равной нулю. С выхода преобразовате .ля 2 частоты сигнал поступает через 614 дифференцирующий элемент 3 на второй вход суммирующего блока 15, ас выхода преобразователя 11 частоты через усилитель 23 с коэффициентом передачи, численно равным 0,F.p,- на первый вход суммирующего блока 15. На выходе суммирующего блока 15 форми-руется сигнал ДФМ ДБП ПОМП на полутактовой несущей. При этом выражение для единичной посьщкисигнала ДФМ ДБП ПОМП имеет вид P(i)((() , (i) где ), Р ( t) - соответственно огибающие посылок информационных последовательностей a(t) и a-Ct) синфазного и квадратурного каналов, причем Р (t) и PjCt) смещены друг относительно друга на полтакта и соответствуют отклику идеального фильтра нижних частот, полоса пропускания которого соответствует полосе . Найквиста на прямоугольный импульс /1 т/ Чст) разность начальной фазы гармоники спектра входного fo O-Sf-r сигнала на частоте соответственно ( o т/ и начальной фазы оа опорного сигнала управляемого генератора 9. Кроме того ,с выхода п.олосового фильтра 1 сигнал поступает на первые входы преобразователей 13 и 22 частоты, на вторые входы которых поступают соответственно .сигналы х( с выхода управляемого генератора 20 и сигнал 51прй()НУоп2 оа выхода фазовращателя 34 на 90 Несущая частота входного сигнала ФМ ОБП КОМП на выходе преобразователей 13 и 22 частоты принимается равной тактовой. С выхода, преобразователя 13 частоты сигнал поступает через дифференцирующий элемент 14 -на первый вход суммирующего блока 26, а с выхода преобразователя 22 частоты через усилитель 12 с коэффициентом передачи, численно равным 1,5 Г-р на второй вход суммирующего блока 26. На выходе суммирздащего блока 26 формируется сигнал ДФМ ДБП ПОМП на полутактовой несущей, выражение для одиночной посылки которого имеет вид.. P ilsin ( t + V j RjCtjcos H i- l), Сз) где V iVon.-/jj-fT/2) - разность начапьной фазы Чощ опорного сигнала управляемого генератора 20 и начальной фазы гармоники спектра входного сигнала на частоте (p + O.S), соответственно .(ifp + ). .

Следовательно, параллельное соединение двух ветвей, содержащих соответственно последовательно вк.люченные преобразователь 2 частоты, дифференцирующий элемент 3 и преобразователь 11 частоты, усилитель 23, представляет собой первьй частотный корректор с коэффициентом передачи ) преобразующий сигнал ФМ ОБП КОШ С несущей, равной нулю, в сигна ФМ ДБП ПОМП на полутактовой несущей, которые определены -в полосе Найквиста.

Аналогично, параллел-ьное соединение двух ветвей, содержащих соответственно последовательно включенные преобразователь 13 частоты, дифференцирующий элемент 14 и преобразовател 22 частоты, усилитель 12 ,представляет собой второй частотный корректор с коэффициентом передачи .() преобразующий сигнал ФМ ОБП КОШ, спект которого в силу преобраз-ования несущей частоты в преобразователях 13 и 22 .частоты соответствует нижней . боковой полосе входного сигнала на тактовой несущей, в сигнал ФМ ДБП ПОШ на полутактовой несущей, причем на выходе первого частотного корректора формируется сигнал в соответствии с(2), а на выходе второго частотного корректора - в соответствии с .(3) .

Таким образом, сигнал на выходах суммирующих блоков 15 и 26 представляет собой частотноограничеиньй в полосе Найквиста сигнал ДФМ ДБП с квадратурным сдвигом информационных последовательностей, аналитическое выражение которого может быть записано в виде A(t) со V(i), (4) где A(-fc) и (t) - соответственно огибающая и фаза сигнала ДФМ.

Последовательно соединенные ампли.тудный ограничитель 5, линия 17 задержки, сумматор 31 по модулю два, фильтр 19 нижних частот, управляемый генератор 9, фазовращатель 21 вместе с элементами п-ервого частотного корректора, аналогично последовательно соединенные амплитудный ограничитель 16, линия 6 задержки, сумматор 18 по модулю два, фнцьтр 8

нижних частот, управляемый генератор 20, фазовращатель 34 вместе с элементами второго частотного корректора cooTBeTCTBjnoT схемам ФАП, назначение которых состоит в формировании опорных сигналов, когерентных соответственно с несущей входного сигнала и с гармоникой спектра входного сигнала на частоте (, вьщеляемых соответственно на выходах управляемых генератора 9 и 20.,

Действительно, сигнал с выхода суммирующего блока 15 поступает на (идеальный) амплитудный ограничитель 5, на выходе которого формируется двоичная импульсная последовательность в соответствии с (4), С выхода амплитудного ограничителя 5 сигнал поступает на первый вход сумматора 31 по модулю два и через линию задержки 17, время задержки в. которой равно , на второй вход сумматора 31 по модулю два, который эквивалентен аналоговому перемножителю двоичных последовательностей, исходной, формируемой в амплитудном ограничителе 5, и задержанной на полтакта в линии 17 задеряг ки.

Таким образом, сигнал на выходе сумматора 31 по модулю два определится выражением

si5n{cospr t + V(tl si n{cos 2li€Tl - n/ih

со

t - n/ llUSI-T- cosfoKH). к«о jr(2K+(f

,(t)Jjcos{(2KM)f,(btj2J.

.(i-v)f.f. ;

К.О }Г(2КМ)(1пИ) со5((1КМ) -V(f )jcos(2nM)T(t.t;/2

. .U)

Поскольку на выходе сумматора 31 по модулю два включен фильтр 19 нижних частот, определяющий ширину полосы пропускания следящего кольца ФАП, то члены двойной суммы (5) не участвуют в формировании сигнала управления управляемого генератора 9, Кроме того, пренебрегая в первой сумме (5) членами, для которых , в силу их малости, сигнал управления управляемого генератора 9 определится пронзив7 117206 дением сигналов, соответствующих первым спектральным полосам на выхо- , де амплитудного ограничителя 5 co5 л t+Чll),(i-L„/2)(.пf2) -Ы 5 I В вьфажении (6) амплитуды сомножителей постоянны, что является следствием формирующих свойств (идеального) амплитудного ограничителя 5. Та- Jo КИМ образом, в (6) каждый из сомножителей соответствует сигналу ДФМ с прямоугольной манипулирующей посылкой и с неограниченной по частоте шириной спектра, который представляется в ви- js де суммы двух сигналов однократной ФМ на 180° на квадратурных несущих, т.е. Гт-г 1 , 1 г (11 /-Л , ,.( ,.i.V(t)(i)sinOfH ) 20 -к,Л1).1 . (7) i i , Следовательно, сигнал на выходе г i сумматора 31 по модулю два определится -выражением 25 , ,,(ti-i4«H-).«,(t,.«(K,t,.,) t,(4-C;/2)6infH,(-f,/2),.,,,(i-r./l), Г-,, /, / м, ,.п1 ).1 f - , 1 xcos.(t-tn/2)V c,,UH,()« 30 (J.t+4)()(,t) (jt-t|,( + 4jcos Гн(-t-trpj ijW «TCt)«At-Cn/2)stn(t i JcosrHrX . fir )((t-fnfi) + )c((i|5in 35 ,. ... ,- ,. , ., ()( (8) Поскольку сигнал с выхода .сумматора 31 по модулю два поступает на вход о фильтра 19 нижних частот, то среднее значение третьего и четвертого слагаемых, соответствующих произведению взаимно-ортогонапьных функций, равно нулю. Поэтому полезными являются 5 только первые два слагаемых суымы (8) определяющие сигнал на выходе фильтра 19 нижних частот. В режиме отсутствия синхронизма по частоте кольца ФАЛ, когда , JQ где foni - частота опорного сигнала управляемого генератора, 9, т.е. Ti а следовательно, несущая частота сигнала ДФМ на выходе суммирующего jj блока 15 не равна полутактовой,т.е.. ,.0,-f,, 0., «0) 18 выражение,- определяющее сигнал управления управляемого генератора 9, за- пищется в виде : ol,(t) «(i-yijsin ZFf t f «/IsJnClIT fl, « (.),(t)oij(t-tn/2)cos( cos izlfjl ( / - i it cos а it)«i (t-Cn/2)co5( , , I Tf + 2ч мп . . . / г , t л- +ц («| , (г /л мп / В (11) первое и третье слагаемое соответствуют дискриминационной характеристике ЧАЛ, а второе и четвертое слагаемое - дискриминационной характеристике ФАЛ. Действительно, первое (соответственно третье) слагаемое в Cii) может быть определено, как ь, л /2)cos2J7 tr : .(.-5f.-tr)o/4-n.4 fA -|;- о5 п«л{г(Г„ , ЛШ f постоянная составляющая спектрапроизведения двух копий информационной последовательности, сдвинутых друг относительно друга на а - амплитуда посьшки} г отклонение частоты управляемого генератора 9 от номинального значения , . Таким образом (12) определяет дискриминационную характеристику ЧАЛ. i С другой стороны, в спектре произведения задержанных друг относительно друга на половину такта копий информационной последовательности имеется составляющая на тактовой частоте (iiii i + f ) с амплитудой сн :-«. Причем сдвиг информационной последовательности на полтакта соответствует изменению фазы тактовой частоты на 180. Тогда, учитьшая в (11), что последовательность « (t) сдвинута по отношению к последовательности на полтакта, полезная составляющая, соответствующая сумме второго и четвертого слагаемых в (11), как и для системы с однократной фазовой манипуляцией, определится выражением «,со5(.(2Л--2 ; -Т ;;,С-„ 2//;6з)/ 9 117206110 . . Возникающие биения в (13) междуэтом сигнал управления ЧАЛ ичлгг опрегармоникой спектра произведения двухделяемый в соответствии с (1-2), знакопий информационной последовательное-чительно мал в сравнении с сигналом ; ти на тактовой частоте и несущем ко- sуправления ФАЛ ифдп, определяемым лебанием в (13) на частоте , ,в соответствии с (16), т.е. определенным в (10), формируют дис-1|цд„ : . (20) криминационную характеристику ФАЛПри .0, U,. Таким образом, на выходе фильтра 19 нижних частот вможно полагать что оба режима в совсоответствий с выражением 10мещенной схеме ЧАП-ФАП используются -а cogfllfaf - С -t-ZV-i/ . (it)раздельно. При этом полоса захвата rjфди должна быть определена с учетом л{ JTf V ЭО°+7Гл Т ,нестабильности тактовой частоты ин г м п г пформационных последовательностей, что 2 7 24д+ 4 -24jjf, . 5эквивалентно точности установки вреТаким образом, (14) гфимет видкоторая формирует дискриминационную (2д24 t-30- 7лf,D.- 2V2 onJ характеристику ЧАП (12). Если время 1 г п U оп1/задержки в линии 17 задержки -fen /2 (.-t-Jd -f..+Z7 -2Ч...).(Г) 20 при тактовой , то из (1 2 . с учетом ;г|,+).5. „ имеем в режиме синхронизма по- частотедискриминационной, характеристики . Соответственно из (15) имеемЧАП следующее выражение - (2/,, . (16) .(VO,S,-,,)r; Поскольку дискриминационные харак- оС.о5|({ + 0, 90 теристики, соответствующие (12)и(16),ГГг/г f inKf чл должны иметь одинаковую по знаку кру- «о 51ичЧ- огт1;-1-10,Ыт-о,ь j: тизну, то, как следует из (16), в-. , Щ режиме синхронизма. о опм tj п т 2 -21/ л ( . . , - /р f /,,1 Таким образом, . ) 21) , co5( , (18)Из (21) при синхронизме по частоСледовательно, сигнал на выходе 5те fJ foп1cлeдyeт, что на входе управуправляемого генератора 9 определяет-ляемвго генератора 9 будет остаточся выражениемное напряжение управления а сигнал на выходе суммирующего бло- чАЛ Jca 15 в соответствии с (2) и с уче- . 0 В то же время из (11) для дискритом (18) ; .минационной характеристики ФАП имеем P,ti)sin())cosj:7rM Г г / . V,/Z..,(i)cos(l,i..,/2)-P,(thrT sK2f.-,).-H.. (.) . (9) (2((.,)% Полоса захвата, а соответственно п 2/д-2/,, |e(cos 2Ji-2 и шумовая полоса ФАП, могут быть/ -г т i принципиально сделаны . сколь угодно Ч о eni)-(ofoni),)jn малыми. При этом в режиме частотного 50. inb/T- /jr U рассогласования следящее кольцо ра- о г ko eni/ ботает ка|с схема частотной автопод-г, . , -лег k+5V-2V I (24) стройки (ЧАП). Когда частотная рас-- U o Ьп,), o,sti.)j.n+2Y, .j. стройка между несущей входного сигнала ОБИ о частотой опорного генера-55В режиме синхронизма по частоте, тора $оп1 соответствует полосе захва-т.е. )г,1из (24) следует та ФАП, то осуществляется режим еле- 51п(-уГА -2V ) (if) жения за фазой несущего сигнала. При2 о мени задержки в линии 17 задержки, При синхронизме по фазе, т.е. V f а - Ti /2 ПРИВОДИТСЯ к виду Ап4°т5 Н 1г п К т5 ;1« : 1 Выражение (26) определяет оста- . точное напряжение сигнала управления ФАЛ, которое обратно по знаку остаточному напряжению сигнала управ ления ФАП, Таким образом, если бы Я( неточность установки време ни задержки линии 17 задержки не повлияла бы на точность слежения фазы. Реально й (-tf, /2 ) и «(п/г)- являются функциями времени задержки, при чем |чо--1д| р,18 при Гп/2. Следовательно, режиму синхронизма ПРИ неточности установки времени задержки в линии 17 задержки и с учетом, что будет соответствовать фазовая ошибка в слежени за фазой несущего колебания ц. Так как режиму синхронизма соответствует нуль дискрими1 ационной характеристики следящего кольца, то ,,(,.(;,) где Vj, 1 5+Vou,-7/2 (28). Следовательно4,5inF4 c|,(,2/,)«0 (29) или --lietf|i - H- K Сзо / 2.Af т в (3Q) отношение -JT- определяет нестабильность тактовой частоты относительно времени задержки. Реаль l ilO-, т.е..Таким азом HT-H-KK- hM-°.()-° Поэтому Ivbr) i. Ufv ь «о.5 «.. Работа второго следящего кольца включает элементы, аналогичные первому следящему кольцу. Поэтому принцип его работы не отличается от рассмотренного выше. Отличие лишь состоит в том, что поскольку значение частоты управляемого генератора 20 больше значения частоты несущего колебания входного сигнала ОБП на тактовую частоту, то в режиме синхронизма oпl() ) ап2 ) Следовательно, сигнал на выходе управляемого генератора 20 определяецся выражением cosf2Jr(f +f ) t + -у , а ria выходе суммирующего блока 26 в соответствии с (3) и с учетом ) sin (if t- )+P,j,(t)cos(I + VT|2- r/2)P/t) 005(7 (t)t xsin(./2) .(35) С учетом (19) и (35) на выходе суммирукяцего блока 24 выделяется сигнал, соответствующий информационной последовательности первого канала R,(t)cos( + , а на выходе суммирующего блока 4 с учетом инверсии сигнала, определенного в (19), в инверторе 25 - информационная последовательность, передаваемая по второму каналу Р2()5%1(,г/2). Соответственно на выходе сумматора 7 по модулю два, на входы которого поступают сигналы с выходов управляемых генераторов 9 и 20, формируется сигнал на удвоенной несущей и сигнал тактовой частоты, выделяемый узкополосным фильтром 32. При этом на выходе делителя 33 частоты на два формируется сигнал полутактовой частоты , . sin(,/i) а на выходе фазовращателя 10 на 90 Jtos(. Сигнал с выхода делителя 33 частоты на два поступает на вторые входы перемножителя 28 и фазового детектора 36, ас выхода фазовращателя 10 на первые входы перемножителя 27 и фазового детектора 35. На выходах пёремножителей 27 я 28 формируется сигнал ФМ ДБП на яесущей Sin () соответственно перво,го и второго каналову которые поступают на входы интеграторов 29 и 30. На выходах интеграторов 30 и 29 фол13 1

ируется/сигнал ФМ ОБП КОМП на несущих -. соответственно 5in( ) и cos ( ), которые поступают на первые входы фазовых детекторов 36 и 35, на вторые входы которых поступают соответственно опорные когерентные несущие с выхода делителя 33 частоты на два и с выхода фазовращателя 10. .

Таким образом, на выходе фазового детектора 36 детектируется сигнал, соответствующий первому информационному каналу, а на выходе фазового детектора 35 - сигнал, соответствующий второму информационному каналу, огибающая манипулирующей посылки которых соответствует косинусойдальному импульсу. При этом за счет выбора оптимальной полосы пропускания фазовых детекторов 35 и 36 (оптимальность в смысле минимума потерь за счет совместного влияния флуктуационных шумов и межсимвольной интерференции) , потери по отношению к потенциальной

7206114

составляют менее 1 дБ при передачеинформации с удельной скоростью 2 бит/Гц.

Таким образом, принцип работы 5 предлагаемого приемника состоит в том, что в приемнике сигнал ОБП с полностью подавленной нижней боковой полосой и с косинусоидальной манипулирующей Посылкой, путем преобразования несущей частоты сигнала ОБП и коррекции спектра преобразуется в сигнал ДФМ ДБП ПОМП на полутактовой несущей. Далее сигнал разделяется на два сигнала с однократной

5 ФМ ДБП ПОМП, несущая которого повышается и принимается равно.й тактовой; Путем интегрирования каждого из разделенных сигналов совершается обратное преобразование, т.е. формируются

0 сигналы с однократной ФМ ОБП КОМП на квадратурных поднесущих, равных полутактовой частоте,.детектирование которых позволяет вьщелить обе информационные последовательности.