Приемник фазоманипулированных сигналов с одной боковой полосой Советский патент 1984 года по МПК H04L27/22 

;о

9)

э: Изобретение относится к технике связи и может быть использовано в устройствах приема сигналов с фазовой манипуляцией на 180 с одной боковой полосой в радиосвязи, радиолокации и при радиоизмерениях. Известен приемник фазоманипулированных сигналов с одной боковой полосой, содержащий фильтр одной боковой полосы, выход которого подключен к первому входу синхронного детектора и. через узкополосный фильтр к второму входу синхронного детектоpaCl 3. ,. Указанный приемник характеризуется недостаточной помехоустойчивостью, так как часть полосы частот и мощность канала отводятся для переда чи синхроинформации. Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является пр емник фазоманипулИрованных сигналов с одной боковой полосой, содержащий последовательно соединенные входной полосовой фильтр и. фазовый детектор, а также последовательно соединенные дополняющий фильтр и блок синхрониза цииС2 J. Известный приемник также не обесп ,,чивает высокой помехоустойчивости, особенности при передаче информации по частотно.-ограниченному каналу. Цель изобретения - повьппение поме хоустойчивости приема фазоманипулиро - . ванных сигналов с одной боковой поло сой. Для достижения поставленной цели в приемнике фазоманипулИрованных сигналов с одной боковой полосой, содержащем последовательно соединенные входной полосовой фильтр и фазовый детектор, а также последовательн соединенные дополняющий фильтр и бло синхронизации, между выходом входног полосового фильтра и входом дополнякмцего фильтра включены последователь но первый смеситель, другой вход кот рого подключен к выходу несущей блок синхронизации, и дифференцирующая цепь, а между тактовым выходом блока синхронизации и другим входом фазово детектора включены последовательно второй и третий смесители, другие входы которых подключены к выходам 14 W I 14Ч/ - х««И1.. V л.. полутактовой и несущей частот блока синхронизации соответственно. На фиг.1 изображена структурная с ма предлагаемого приемника, на фиг.2 1 12 спектральные диаграммы, отображающие процесс обработки сигнала в приемнике. Приемник фазоманипулИрованных сигналов с одной боковой полосой содержит полосовой фильтр 1, первый сме- ,, ситель 2, дифференцирующую цепь 3, дополняющий фильтр 4, блок 5 синхронизации, второй смеситель 6, третий смеситель 7 и фазовый детектор 8. Приемник работает следующим образом. На вход полосового фильтра 1 поступает сигнал (f|cosf fl,+-t-4( с манипуляцией фазы на 180 T.e.V{t(,j;J, и с модуляцией амплитуды на длине так-. тового интервала 0,3 по синусоидальному закону с частотой, равной половине тактовой частоты, т.е. A(((2|,,ГlJcпeктp которого ограничен одной боковой полосой (ОБП), где i , { - несущая частота и началь ная фаза входного фазоманипулированного сигнала, соответственно; f, f, частота и начальная фаза сигнала на тактовой частоте, соответственно; Т длина такта или длительность информационной посылки манипулирующей последовательности. С выхода полосового фильтра 1 сигнал (фиг.2а) поступает на первый вход первого смесителя 2, на второй вход которого поступает сигнал cqs(7( l/onl с выхода несущей частоты блока 5 синхронизации (фиг.2б). Значение несущей частоты I f Ij фазоманипулированного сигнала ОБП на вьЬсоде первого смесителя 2 принимается численно равным половине тактовой частоты манипулирующей после довательности |, 0,5 ,. (фиг.2в). При зтом все гармоники спектра сигнала ОБП получают дополнительный фазовый сдвиг ( Qf ), определяемый начальной фазой fofi опорного колеба на частоте , . На выходе дифференцирующей цепи 3 формируется двухполосный фазоманипулированный сигнал с прямоугольной манипулирующей посылкой на несущей часто-, те, чис ленно равной тактовой, начальная фаза которой равна (/(j-fV {2-font, т.е. A(t|co5 2I(f , tO,)t + f(i} fr|2- fat, где A{tl - огибающая двухполосного фазоманипулированного сигнала с прямо угольной манипулирующей посылкой J - ч.--..;..- j ,л «лч)л. (фиг.2г).Таким образом в приемнике фазоманипулИрованных сигналов ОБП с полностью подавленной несущей осуществляется симметрирование спектра относительно частоты f„ Т fт при - „ 2 передаче верхней боковой полосы. При этом коэффициент передачи диф ференцирующей цепи 3 определяется отношением спекп-ральной плотности сигнала ФМ ОПБ с прямоугольной огиба ющей манипулирующей посыпки на несущей частоте () определенной в полосе feff., , и спектральной плотности сигнала ФМ ОБП с конусоидальной огибающей манипулирую щей посыпки на несущей {ц в той же полосе частот и равен К( if) .(„.о,5,),.„.. в общем случае коэ зфициент переда дифференцирующей цепи 3 определяется параллельным соединением простейшей дифференцирующей цепочки j 2Ff и преобразователя по Гильберту с коэ п 1г fOt y jtjoi л rtii/1 iiv./ л j ч«. фициентом передачи j2F(fj(-0|5f), нако при f ц - ее структз 2 -т - структура соответствует дифференцирукмцей цепи Таким образом, преобразование несзпцей частоты фазоманипулированного сигнала ОБП с конусоидальной формой манипулирующей посылки до значения, численно равного половине тактовой частоты, и последукицее его дифференцирование позволяют преобразовать ег в двухполосный фазоманипулированный сигнал с прямоугольной формой манипулирующей полосы на несущей частоте, значение которой численно равно тактовой частоте. Дополняющий фильтр 4. необходим, если полоса частот канала связи не равна . В этом случае спектр двухполосного фазоманипулированного сигнала, формируемого на вых де дифференцирующей цепи 3, будет не симметричным относительно поднесущей равной и дополняющий фильтр 4 ус раняет квадратурную составляющую сигнала.С выхода дифференцирующей цепи 3 через дополняющий фильтр 4 сигнал поступает на вход блока 5 синхронизации. В блоке 5 синхронизации известньв4 методами(например схема Сифрова.Костаса и др.) из двухполосного фазоман пулированного сигнала с прямоугольной формой манипулирующей посылки пр исходит формирование опорного колеба ния на несущей частоте f j -1с начальной фазой(Ч„ + 0,) , т.е. . (.5f)tf{VH O..n) и опорного колебания полутактовой ча тоты С05(.+ ОЛ/т-) схемой тактовой синхронизации (фиг.2д). Сформированные опорные колебания с выходов полутактовой частоты блока 5 синхронизации поступают соответственно на первый и второй входы второго смесителя 6, на выходе которого вьщеляется сигнал разностной частоты COS ( (фиг.2е).Сигнал с выхода второго смесителя 6 поступает на первый вход третьего смесителя 7, на второй вход которого поступает опорное колебание несущей . частоты f°(2Ti ttnt выхода {несущей блока 5 синхронизации. На выходе третьего смесителя 7 при этом формируется опорное колебание, когерентное с несущей частотой входного фазоманипулированного сигнала с.ОБП, т.е. co5(,i+V) (фиг.2е). После перемножения входного фазоманипулированного сигнала ОБП и опорного, сформированного третьим смесителем 7, на выходе фазового детектора 8 формируется информационная последовательность конусоидальных импульсов (фиг.2ж). Структура блока 5 синхронизации в зависимости от стабильности несущей частоты входного сигнала ФМ ОБП может быть реализована согласно двум функцио нальным схемам. В первом случае при высокой стабильности несущей частоты структура блока 5 синхронизации включает опорный высокостабильный несинхро низируемый гетеродин с частотой оп fu начальной фазой т ofj и схемы формирования когерентных поднесущей колебания и тактовой частоты из фазоманипулированного сигнала с двумя боковыми полосами на тактовой несущей. При частотной нестабильности несущей входного сигнала ФМ ОБП блок 5 синхронизации может быть реализован по схеме,которая включает схему синхронизации по несущей, например, выполненную по схеме Сифрова и схему синхронизации по тактовой частоте, например, вьшолненную по схеме перемножения двух тактовых информационных последовательностей, сдвинутых друг относительно дру-. га на полтакта. Повьшение помехоустойчивости в предлагаемом приемнике в сравнении с известньв4 объсняется следуюим образом. В схеме известного устройства асть ui- полосы пропускания канала отводится для передачи синхроинформации и лишь оставшаяся часть ifrt используется для передачи информации.

В предлагаемом устройстве канал синхронизации образуется путем непосредственной обработки информационного сигнала. Следовательно, в этом случае вся полоса пропускания канала используется для передачи информации. Поскольку энергия посылки, передаваемая в полосе, 4f будет больше, чем энергия посылки в полосе Aiy (так как ), то помехоустойчивость приема одиночных импульсов, определяемая отношением энергии сигнала к спектральной мощности шума, будет выше в предлагаемом устройстве, чем в известном

В предлагаемом устройстве снижается также влияние межсимвольной интерференции, приводящей к увеличению вероятности ошибки. Это

объясняется тем, что длительность переходных процессов At , являющихся функцией, обратно пропорциональной ширине полосы пропускания канала (), уменьшается в предлагаемом устройстве путем расширения информационной полосы пропускания канала.

Третьим фактором, определяющим повьпвение помехоустойчивости, является формирование сигнала, когерентного с сигналом несущей частоты, в предлагаемой схеме из сигнала с 15 большей энергией, что уменьшит влияние канала синхронизации на вероятность ошибки. После прохождения до.полняющего фильтра 4 формируется двухполосный сигнал в полосе 4f , 20 а в известном ус:тройстве в полосе Л , где размещается лишь часть спектральных составляющих входного фазоманипулированного сигнала.

i{f)

ПРИЕМНИК ФАЗОМАНИПУЛИРОВАН- . НЫХ СИГНАЛОВ С ОДНОЙ БОКОВОЙ ПОЛОСОЙ, содержащий последовательно соединенные входной полосовой фильтр и фазовый детектор, а также последовательно соединенные дополнякиций фильтр и блок синхронизации, отличающийс я тем, что, с целью повышения помехоустойчивости, между выходом,входного полосового фильтра и входом дополняющего фильтра включены последовательно первый смеситель, другой вход которого подключен к выходу несущей блока синхронизации и дифференцирующая цепь, а между тактовьм выходом блока синхронизации и другим входом фазового детектора включены последовательно второй и третий смесители, другие входы которых подключены к выходам полутактовой и несущей частот блока синхронизации соот(Л ветственно.