Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией Советский патент 1989 года по МПК H04L27/32 

1

(61) 12627АА

(21)4361991/24-09

(22)08.01.88

(46) 30.1U.89. Бнш. № 40

(71)Харьковский политехнический институт им. В.И. Ленина

(72)С.И. Гридчин, М.А. Иванов, С.М.Кудинов и С.А. Ведринская

(53)621.394.62(088.8)

(56)Авторское свидетельство СССР № 1262744, кл. Н 04 L 27/22, 1985.

(54)УСТРОЙСТВО ДЛЯ ПРИЕМА СИГНАЛОВ С ЧАСТОТНО-ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

(57)Изобретение относится к радиосвязи. Цель изобретения - повышение помехоустойчивости. Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой

модуля1;ией содержит частотный детектор 1, линию 2 задержки, интеграторы 3 и 8, блок 4 вьщеления несущей, фазовый детектор 5, АЦП 6 и 10, г-р 7 частот, ключ 9, коммутаторы 11 и 18, режекторный фильтр 12, частотно-избирательный ограничитель (ЧИО) 13, перестраиваемый фильтр 14, адаптивные фильтры 15 и 20, блоки 16 и 17 вычитания, формирователь 19 опорных сигналов и блоки 21 и 22 обратной связи. Цель достигается путем подавления сосредоточенных по спектру помех.Устройство по пп. 2-4 формулы отличается выполнением ЧИО 13, адаптивных фильтров 15 и 20 и формирователя 19. 3 з.п. ф-лы, 6 ил.

г

(Л

Изобретение относится к радиосвязи. Цель изобретения - повышение помехоустойчивости. Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией содержит частотный детектор 1, линию 2 задержки, интеграторы 3 и 8, блок 4 выделения несущей, фазовый детектор 5, АЦП 6 и 10, г-р 7 частот, ключ 9, коммутаторы 11 и 18, режекторный фильтр 12, частотно-избирательный ограничитель (ЧИО) 13, перестраиваемый фильтр 14, адаптивные фильтры 15 и 20, блоки 16 и 17 вычитания, формирователь 19 опорных сигналов и блоки 21 и 22 обратной связи. Цель достигается путем подавления сосредоточенных по спектру помех. Устройство по пп. 2-4 формулы отличается выполнением ЧИО 13, адаптивных фильтров 15 и 20 и формирователя 19. 3 з.п.ф-лы, 6 ил.

Изобретение относится к радиосвязи, может использоваться при построении приемников сигналов с частотно- фазовой модуляцией в высокоскоростных системах передачи информации и является усовершенствованием изобретения по авт.св. 1262744.

Цепью изобретения является повьппе- ние помехоустойчивости путем подавления сосредоточенных по спектру помех.

На фиг. 1 приведена структурная электрическая схема устройства для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией; на фиг. 2 - структурная электрическая схема частотно-избирательного ограничителя; на фиг. 3 - структурная злектрическая схема адаптивного фильтра; на фиг. 4 - структурная электрическая схема формирователя опорных сигналов; на фиг. 5 - структурная электрическая схема параллельного колебательного контура; на фиг. 6 - диаграмма напряжений на выходах усилителей постоянного тока. Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией содержит частотный детектор 1, линию 2 задержки, первый интегратор 3, блок 4 выце- ления несущей, фазовый детектор 5, г первый АЦП 6, генератор 7 частот, второй интегратор 8, ключ 9, второй АЦП 10, первый коммутатор 11, режекторный фильтр 12, частотно-избирательный ограничитель 13, перестраиваемый фильтр 14, первый адаптивный фильтр 15, первый блок 16 вычитания, второй блок 17 вычитания, второй коммутатор 18, формирователь 19 опорных сигналов.

СП

оо

со

ел

fNJ

второй адаптивный фильтр 20, первый 21 и второй 22 блоки обратной связи. Частотно-избирательный ограничитель (ЧИО) 13 содерткит первый т-входовый сумматор 23, т-входовую схему 24 срлвнешия, m параллельных колебательных контуров 25 с диодами (фиг.5 га компараторов 26, m усилителей 27 постоянного тока, второй т-входопый сумматор 28. Адаптивные фильтры 15 и 20 содержат первый перемножитель 29, интегратор 30, второй перемножитель 31. Формирователь 19 опорных сигналов содержит первый 32 и второй 33 перемножители.

Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой модуляцией работает следующим образом.

На вход устройства поступает сум- ма сигналов

V(t)S(t)+M(t)+n(t),(1)

где S(c) - частотно-фазомодулирован- ный () сигнал, имеющий вид: .

t

S(t)(,t+ j ЛО(с)ас+

+ М (t) +Ч о1 ,

(2)

где А - амплитуда огибающей сигнала;

О.,

и Ц| - соответственно центральная

круговая частота и начальная фаза ЧФМ-сигнала; .Xt) - закон изменения мгновенной

частоты;

u((t) - закон изменения начальной фазы;M(t) - интенсивная сосредоточенная

по спектру помеха (ССП); n(t) - бельй гауссовский шум.

Входное воздействие ( 1) одновременно подается на входы всех m параллель ных колебательных контуров 25. Полосы пропускания Af- контуров 25 (фиг. Ь) определяемые номиналами индуктивности L и емкости С, не перекрываются, но в совокупности полосы пропускания Af| этих фильтров перекрывают всю полосу частот bf, в которой осуществляется передача полезного информационного ЧФМ-сигнала S(c), т.е.

bf; П fLfi 0, Vi j, причем

m

,и uf; &f.

f (

Необходимое количество m параллельных контуров 25 выбирается из услония

uf

ССП

(4)

Q j

0

5

0

35

40

д5 .

55

где uffcp - полоса частот, занимаемая спектром собственно ССП М (с) .

Выполнение условия (4) позволяет ограничить ССП М (t) для данного ЧИО 13 в максимальной степени, и тем самым минимизировать энергетические потери полезного сигнала S(c) и его потери за счет искажений.

В блоке 13 происходит частотно-избирательное ограничение входных составляющих ССП достаточно большого уровня с локализацией при этом порождаемых ССП нелинейных компонент N(t) в сравнительно узкой спектральной области (полосе поглощения ЧИО 13 в окрестности центральной частоты ССП).

Эффект частотно-избирательного ограничения определяется в основном нелинейными искажениями третьего порядка. Целесообразность организации m Н8пересекаюш лхся (неперекрывающихся между собой в частотной области) полос поглощения обусловлена необходимостью обеспечения частотно-избирательного ограничения интенсивной ССП во всей полосе полезного сигнала bf (т.е. при любой частотной настройке ССП М (с).

При попадании интенсивной ССП в полосу пропускания любого из контуров 25 происходит частотно-избирательное ограничение данной помехи ССП М (с). Выход каждого из m параллельных контуров 25 подключен к отдельному входу первого т-входового сумматора 23, на выходе которого формируется выходной сигнал V,(c), в спектре которого имеется ограниченная ЧИО 13 ССП М(с).

V,,(t)S(t)+M,(t)+n(c)+N(t). (5)

Сигнал Vi2(t) поступает на неинвертирующий вход первого блока вычитания 16 и сигнальный вход режектор- ного фильтра 12. Выход каждого параллельного контура 25 подключен ко входу соответствующего компаратора 26. В случае присутствия ССП М (t) во входном воздействии V (t) выходной отклик i-ro контура 25, в полосе ограничения которого действует

51Ы8915

ecu М (с), отличен от выходных откликов остальных параллельных контуров 25. Компараторы 26 настраиваются таким образом, что их выходное напряжение соответствует О при от- 5 сутствии ССП М (с) и соответствует 1 при появлении ССП М (с) на входе компаратора 26. Вькод каждого компаратора 26 соединен одновременно со входом соответствующего усилителя постоянного тока 27 и с соответствующим входом т-входовой схемы 24 сравнения. При появлении на входах усилителей 27 напря10

жения , соответстБую1чего 1, их выходные напряжения и„-, ; равны: U - у первог о усилителя постоянного тока 27, у т-го усилителя 27.

и

мим

минимальное

и максималь

ное допустимые напряжения, которые необходимо подавать на управлякщий вход режекторного фильтра 12 и управ- ляюпщй вход перестраиваемого фильтра 1А. Выходные напряжения U.. остальных усилителей 27 также строго фиксирова- ны и находятся в пределах от U „(,„ до маис причем ни одно из выходных напряжений Uunri не равно О, так как этот случай соответствует отсутствию ССП М (t) во входном воздействии. Поясним это соответствующей записью и графиком на фиг. 6:

Омс-.с иупт;

и

мии

V;e

и

и.

упт| мин U-ua«r 0, и,

2, ми и

/макс t чпт 1 СП М (с); и

Г

О, при const:

наличии

и

jjOTi ;

- и..„., Ли; Vj 6 l,m-l. (6)

Выход каждого усилителя постоянного тока 27 подключен к соответствующему входу второго т-входового сумматора 28 для развязки выходов усилителей 27. Коэффициент передачи по напряжению второго т-входового сумматора 28 равен 1. Напряжение UunT хода сумматора 28 подается на управ- ляю1цие входы режекторного фильтра 12 и перестраиваемого фильтра 1А для перестройки центральных частот f и fg соответственно полосы режекции и полосы пропускания этих фильтров под центральную частоту мешающего воздействия ССП М (с).

При появлении ССП М (с) на входе устройства на выходе соответствующего компаратора 26 появляется напряже

ние , соответствующее 1, на выходе остальных компараторов 26 напряжение и,, соответствующее О. Эти сиг налы поступают на соответствующие входы схемы 24 сравнения.Если ССП М (с) .отсутствует, то на всех входах cxeMiii 24 сравнения устанавливается напряжения U.;, соответствующие О, при этом на выходе данной схемы 24 также напряжение U , соответствующее О. При появлении хотя бы одной 1 на входах т-входовой схемы 24 сравнения, на ее выходе устанавливается напряжение, соответствующее 1. Сигналы с выхода т-входовой схеп мы 24 сравнения поступают на упранля- юпуге входы коммутатора 11 и коммута. тора 18.

При появлении на управляющем входе первого коммутатора 11 напряжения

5

0

5

0

5

и

КП I

соответствующего О (ССП М (с)

отсутствует), входное воздействие V,(c) подается на вход частотного детектора 1. В случае появления 1 на управляющем входе первого коммутатора 11 (ССП М (с) присутствует) на вход частотного детектора 1 подается сигнал V.j(c) с выхода режекторного фильтра 12. Аналогично и для коммутатора 18: в случае отсутствия ССПМ (с) на вход блока 4 вьщеления несущей и вход фазового детектора 5 через линию 2 задержки подается входной сиг нал V,(c), а в случае воздействия ССП М (t) на указанные входы подается сигнал V(c) с выхода блока 17 вычитания .

После локализации нелинейных компонент N(t) в сравнительно узкой (по сравнению с полосой сигнала Л) спектральной области ftf ; посредством частотно-избирательного ограничения мощньк составляюп(их ССП М (t) частотную режеки 1ю указанных компонент N(c) возможно осуществить только перед входом частотного детектора 1, который является некогерентным демодулятором и вьщеляет информацию, Q заключающуюся в законе изменения ь мгновенной частоты ЧФМ-сигнала S(c). Фазовый детектор 5 является когерентным (т.е. фазочувствительным) демодулятором. В связи с этим узкополосная режеки ия ограниченной ССП М (t) недостаточно эффективна, ибо при этом возможно внесение дополнительных фазовых ошибок; резко возрастает уровень и, особенно глубина межсимволь5

рых искажений информационных дискретных сигналов S(t). Вследствие этог о качество когерентного приема цифровой информации существенно снижается. Расчеты показывают, что данные искажения информационных дискретных сигналов наблюдаются в 1UO и более соседних интервалах Практически устранение влияния интенсивной ССП М (с) на фазовый детектор 5 без внесения при этом искажений полезных сигналов S(t) может быть обеспечено только путем адаптивной компенсагщи ограниченной ССП M,(t) (т.е. устранение линейного влияния ССП М (с) ) с одновременной адаптивной компенсацией компонент нелинейных искажений N(c) полезного сигнала S(t) (т.е. устра- neiaie и нелинейного влияния ССП М (с) ).

Режекторный фильтр 12 осуществляет подавление ССП М (t), частота которой совпадает с центральной частотой его настройки f,. Полоса режекции фильтра 12 выбирается из соображений н( только подавлением уже ограниченной интенсивности ССП М(с) в частотно-избирательном ограничителе 13, но и для подавления возможных спектральных составляющих нелинейных искажений N(t), возникших при данном частотно- избирательном ограничении СПП М (t). На сигнальный вход режекторного фильтра 12 подается сигнал V (t) с выхода ЧИО 13. Поскольку полосы лока- jLHsaiyiH нелинейных компонент N(c) определяются полосой bf; i-ro параллельного контура 25, то и полоса режекторного фильтра ufр должна быть выбрана равной полосе 1-го контура 25 ЧИО 13. После такого подавления линейного и нелинейного влияния СППМ (t режекторным фильтром 12 очищенный сигнал

V,(c)S(t)-n(t),(7)

(г де S (t) - это S(c) с вырезанным участком спектра), который поражен линейным локализованным в ЧИО 13 нелинейным влиянием СПП М (с), поступает на второй сигнальный вход коммутатора 11 и далее на вход частотного Детектора 1.

Перестраиваемый фильтр 14 вьщеля- ет полосу частот, занятую ССП М (t), при этом в полосу попадает часть полезного сигнала S,(t). Ширина полосы прозрачности fn фильтра 14 и поло

жение -jToii полосы на частотной оси f выбирается таким образом, чтобы максимизировать отношение помеха сигнала /h в этой прдосе частот Лf„. Центральная частота настройки f фильтра 14 совпадает с частотой ССП М (с) и подстраивается под частоту ССП М (с) под воздействием приложенного напряжения Uunr , выхода частотно-избирательного ограничителя 13 на управляюР91й вход перестраиваемого фильтра 14.

Сигнал на входе адаптивного фильтра 15 можно представить в виде

V(c)S,(c)+M(c)+n(t),

(8)

0

5

5

0

5

0

5

где S (t) - часть полезного сигнала S(t), попавшая в полосу пропускания фильтра 14.

Выходной сигнал адаптивного фильтра 15 имеет вид ii,(t)W,(t) V(t), (9)

где W(c) - изменяемая во времени импульсная характеристика адаптивного фильтра 15.

При воздействии сигнала ошибки 0 V (t) с выхода блока 21 обратной свя- зи на управляющий вход адаптивного фильтра 15, передаточная функция W,(t) последнего изменяется таким образом, что в блоке 16 вычитания обеспечивается оптимальное (по критерию минимума среднеквадратической ошибки) подавление ССП М(с) во входном воздействии V(t), Действительно, совокупность из последовательно соединенных перемножителя 29 и интегратора 30 адаптивного фильтра 15 (фиг. 3) образует коррелятор, выходной отклик которого Z(c) характеризует степень линейной стохастической взаимосвязи между воздействием V(t) на сигнальном (т.е. с выхода перестраиваемого фильтра 14) и управляющем Vj.(t) (т.е. С выхода блока 21 обратной связи) входах адаптивного фильтра 15 (фиг,1). Этим и обеспечивается формирование выходного сигнала Z(c) адаптивного фильтра 15, в максимальной степени похожего на подавляемую ССП М (t), а значит и ее подавление в блоке 16 вычитания. Можно показать, что

lim Z(t) lim W(t) V(c)K(c).

t (())

Таким образом, в адаптивном фильтре 15 учитываются и устраняются возможные различия характеристик гтри прохождении ССП М (с) от входа заявляемого устройства через 4IiO 13 до неинвертирующего входа блока 16 вычитания и от входа устройства через линию 2 задержки,перестраиваемьй фильтр 14, адаптивный фильтр 15 до . инвертирующего входа блока 16 вычитания.

Кроме того, необходимо отследить и возможные изменения собственно ССП М (t), претерпевшую частотно-се- лективные искажения в линии 2 задержки с практически неизбежной дисперсион- ностью ее характеристик. Адаптивный фильтр 15 позволяет устранить влияние изменения характеристик ССП М (с) во времени, поскольку параметры ССП М (с) изменяются значительно медленнее, чем параметры полезного информационного сигнала S(t), который при высокоскоростной передаче сооб- щений является существенно бсилее широкополосным по сравнению с подавляемой ССП М (с).

На неинвертирующий вход блока 16 вычитания поступает сигнал V(t) с выхода ЧИО 13, а на инвертирующий вход - сигнал с выхода адаптивного фильтра 15 Z,(t). Из соотношений (5) и (9) следует, что выходной сигнал

блока 16 вычитания V,(с) можно пред

ставить в виде:

V(t)V(t)-Z, (c)S(c)-fM ,(c)-bN4t) +

+n(c)-Z,(t).(11)

Адаптивный фильтр 15 настраивается таким образом, чтобы минимизировать мощность Р . Отскща следует, что минимизируется мощность разности P, этом случае выходной сигнал адаптив- ного фильтра 15 Z(c) является наилучшей оценкой в смысле минимума средне- квадратической ошибки.

Сигнал S(c), не коррелированный с ССП М (t), остается нескомпенсирован- ным. Сигнал S(c) проходит на выход блока 16 вычитания практически без искажения, так как передаточная функция для сигнала равна 1. Для минимизации искажений сигнала S(c) необхо- димо повышать отношение сигнал/шум h,

h,

.

M,(c)-t-n(t)

на немнвертирующем входе блока 16 вычитания и уменьшать отношение сигнал/ /шум h.

S,(t)

M(t)n(L)

(13)

на сигнальном входе адлптивного фильра 15.

С выхода линии 2 задержки входное но щействие V,(t) поступает на вход формирователя 19 опорных сигналов (устройство возведения в третью степень) (фиг. 4). Входное воздействие V,(t) поступает одновременно на оба вуода перемножителя 32 и на второй вход перемножителя 33. Сигнал V(t) с выхода перемножителя 32 умножается в перемножителе 33 еще раз на сигнал V.(с), чем обеспечивается возведение в третью степень входного воздействия V, (с) в блоке 19. Сигнал v (t) поступает на вход адаптивног о фильтра 20. Формирование сигнала V,(t) на выходе блока 19 связано с тем, что не- линейные искажения N (c) в ЧИО 13 обусловлены в основном нелинейными эффектами третьего порядка. На выходе адаптивного фильтра 20, принцип действия которого идентичен принципу действия адаптивного фильтра 15, формируется сигнал Z,(t), в максимальной степени похожий на подавляемые (и локализованные в ЧИО 13) нелинейные компоненты N Ct) сигнала S(c), пос- тупаюпше на неинверткрующий вход блока 1 7 вычитания с выхода блока 16 вычитания, причем

Z,(c)W(c) . V,(c),

(1А)

где W (t) - изменяемая во времени импульсная характеристика адаптивного фильтра 20.

Можно показать, что

Urn Z,(c)lim W-(t) vi(t)N(t).

(15)

50 55

При воздействии сигнала ошибки ) с выхода блока 22 обратной связи на управляющий вход адаптивного фильтра 20 передаточная функция W (с) последнего изменяется таким образом, что в блоке Г/ вычитания обеспечивается оптимальное (по критерию минимума среднеквадратической ошибки) подавление нелинейных компоненг N(L), возникших при частотно-избирательном ограничении полезного сигнала S(c).

Выходной сигнал Z, (t) адаптивнотч) (f)nju/rpa 2U поступает на инвертирующий вход бдока 1У вычитания , На выходе 6jM)Ka 17 вычитания формируется сигнал VgCc)

V U)Vg(c)-Z,(t)S(t)+M,(c)+N(t)+

+nU)-Z(t)-Z, (t).

(16)

в котором скомпенсировзны ограниченная в ЧИО 13 собственно ССП М (t) и нелинейные искажения N(t), возникшие при ее ограничении.

На выходе частотного детектора 1 по результатам приема элемента сигнала S|(t) за тактовый интервал времени формируется напряжение , которое является функ1у1ей отклонения значения мгновенной частоты принято- го элемента сигнала f. от частоты настройки частотного детектора 1

40 F,(i-:.-f«).

(17)

Данное напряжение Ццд интегрируется за время тактового интервала ин- тег ратором 3, выходное напряжение ко- Topoi o равно:

U,(t)-;l { U,:,(t)dt, (IB)

1 де L - постоянная времени интег ратора 3 .

Напряжение и„(с) с выхода интегра- тора 3 поступает на вход АЦП 6, который преобразует напряжение и„,(г.) в код, соответствующий мгновенной час-, тоте f J, принятого текущего элемента сигнала S|(c), который и поступает на первый выход устройства.

Линия 2 задержки производит задержку входного воздействия V,(с) на время с 51 , равное длительности обработки одного элемента сигнала S(t с момента постуштения его на вход за яатяемого устройства до момента выдачи решения о частоте данного элемента сигнала S(c) в виде кода на выходе АЦП 6.

В блоке 4 вьителения несущей дент- рапьная частота f- опорного сигнал Sj,(c) настраивается под мгновенную частоту f сигнала S,(c) лишь в моменты посту элементов сигнала S) с частотой f е .

Опорный си1 нал ) с часто ) ой fjjp с выхода блока 4 вьщеления не

сущей поступает на вход генератора 7 частот, которьв преобразует данный сигнал S „ (t) во множество опорных сигналов Sол, п (t). Каждьй опорньй сигнал S(jn (t) с соответствующего выхода генератора 7 частот поступает на соответствуюп1ий вход ключа 9. В ключе 9 под действием кода, содержащего ин- формащ1ю о мгновенной частоте f принятого элемента сигнала S(c), производится коммутация к-го сигнальног о входа, соответствующего данной частоте, на выход ключа 9. Опорный сигнал Ьд„(.с), центральная частота которого равна мгновенной частоте f принятого элемента сигнала ,t) , с выхода ключа 9 поступает на второй вход фазового детектора Ь, на первый вход которого поступает задержанный на

время t

текушии элемент сигнала

S|(c). На выходе фазового детектора Ь формируется напряжение И- являющееся функцией разности фаз принятого S(t) и опорного Ьд„(с) сигналов:

и

Фи

F l c-CfoJ.

(19)

0

5 0

5

Напряжение U qjjj с выхода фазового детектора 5 интег рируется интегратором 8 и поступает на вход АЦП 10, ко- Topbtfi преобразует напряжение Uy с выхода интегратора 8 в код, соответ- ствуюи1,ий фазе принятого элемента сигнала S(t). Дальнейшая ргЗбота устройства для приема сигналов с частотно- фазовой модуляцией происходит аналогично описанному циклу приема одного элемента сигнала Ь .(t) .

Устройство для приема сигналов с частотно-фазовой мо/;уляцией предназначено для повышения помехоустойчивости приема ЧФМ сигналов в условиях воздействия ин тенсивных ССП М (t) путем устранения линейно1 О и нелинейного влияния на вход частотного детектора 1 и на первый вход фазового детектора 3 только одной интенсивной ССП М (с). Если на вход устройства одновременно воздействует несколько интенсивных ССП М (с), то в устройстве подавляется самая мощная из них или (в случае равенства их мощностей) первая проявившаяся либо любая (т.е. произвольная). Если на вход устройства воздействует несколько интенсивных ССП М (t) одновременно, то необходимо иметь несколько режекторньгх Фильтров, такое же число перестраиваемых фильтров и удвоенное число по сравнению с количеством воядействую- щих ССИ М (t) адаптивных фильтров.

Формула изобретения

5 ограничителя, вькоды усилителей постоянного тока подключены к соответствующим входам второго т-входового сумматора, выход которого является первым выходом частотно-избирательно0 го ограничителя, выходы компараторов соединены с соответствующими входами ш-входовой схемы сравнения, выход которой является вторым выходом частотно-избирательного ограничителя, а вы5 ходы параллельных колебательных контуров подключены к соответствующим входам первого т-входового сумматора, выход которого является третьим выходом частотно-избирательного- огра0 ничителя.

5

0

. /

Фи9.2

Н в Hf

фиг. tf

С

Фие.5

ни

I/;

Фи,.В

ним

;