СПОСОБ СОПРОВОЖДЕНИЯ ЦЕЛИ МОНОИМПУЛЬСНОЙ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СТАНЦИЕЙ Российский патент 1998 года по МПК G01S13/44 

Изобретение относится к радиолокационной технике, преимущественно к способам сопровождения сигналов от надводных целей при наличии отражений от местных предметов-источников пассивных помех, и может быть использовано в когерентно-импульсных радиолокационных станциях (РЛС) с моноимпульсным принципом пеленгации, в том числе, в РЛС, использующих сложные, в частности, фазоманипулированные сигналы, установленных на подвижных носителях.

В настоящее время в моноимпульсных РЛС применяется способ сопровождения по дальности и угловым координатам, при котором принимаемые высокочастотные сигналы после суммарно-разностного преобразования поступают на смесители суммарного и разностного приемных каналов, где преобразуются в сигналы промежуточной частоты, которые усиливаются в усилителях промежуточной частоты (УПЧ), а затем подаются на амплитудный детектор - в суммарном канале и на фазовый детектор, при этом сигнал промежуточной частоты суммарного канала играет роль опорных колебаний. В результате фазового детектирования образуется сигнал углового рассогласования, используемый для углового сопровождения [1, с. 22, рис. 1.9 и 2, с. 20, рис. 15].

Сигнал суммарного канала после амплитудного детектирования поступает на временной дискриминатор, входящий в блок сопровождения по дальности [2, с 20, рис. 15], в котором образуется сигнал рассогласования (ошибки) по дальности, используемый затем для сопровождения по дальности. Этот способ [2, с. 20, рис. 15] наиболее близок по своей технической сущности к предлагаемому и принимается за прототип.

Недостатком способа-прототипа является его низкая помехозащищенность по отношению к пассивным помехам - отражениям от протяженных местных предметов, таких, например, как береговая черта при обнаружении надводных кораблей (НК), находящихся вблизи берега, а также - облако дипольных отражателей (ДО), выставляемое НК на сравнительно небольшой высоте (50 - 100 м) с задачей срыва сопровождения. В ситуациях, когда направление береговой черты (БЧ) в зоне наблюдения близко или совпадает с направлением распространения излучения РЛС, разрешающая способность по углу, определяемая диаграммой направленности антенны (ДНА) РЛС, может оказаться недостаточной для пространственного разделения сигналов от НК и от БЧ (или ДО), находящихся на одинаковых дальностях. Тогда применение способа-прототипа приведет к наведению на энергетический центр системы НК-БЧ или НК-ДО, а в дальнейшем при сближении и при достаточной интенсивности помех может произойти срыв сопровождения по дальности и угловым координатам.

Проиллюстрируем сказанное следующим примером.

Пусть РЛС, установленная на летательном аппарате (ЛА), осуществляет наблюдение НК, расположенного вблизи берега (см. ниже фиг. 12), причем угловое разрешение за счет реальной ДНА отсутствует, то есть

где
Х - расстояние между НК и береговой чертой в направлении, перпендикулярном направлению распространения;
R - дальность до НК;
φ_0,5 - ширина ДНА по уровню " - 3 дБ".

Например, это имеет место при Х = 300 м, R = 10 км и φ_0,5 = 0,15 рад.

Для эффективной отражающей поверхности (ЭОП) участка берега, попадающего в импульсный объем, получим

где
ΔR - разрешение по дальности;
ϑ - угол скольжения;
σ^° - удельная ЭОП берега.

В частности, при малых углах скольжения, например

где
Н - высота полета ЛА,
получим при ΔR = 300 м, X = 300 м, R = 10 км, и φ_0,5 = 0,15 рад,
σ^° = 0,03 (-15 дБ)- [3, с. 296, рис. 22],
σ_δ = 1,2•10³•300•0,03 = 1,21•10⁴ м².

Таким образом, даже при предварительном наведении антенны РЛС на НК с ЭОП σ_ц≅ 5•10³ м² (например, по информации от навигационной системы), энергетический центр отражений будет сильно смещен в сторону береговой черты, что и приведет с большой вероятностью к срыву сопровождения по угловой координате. Аналогичная картина имеет место и с сопровождением по дальности.

В РЛС, использующих сложные, в частности фазоманипулированные (ФМ) сигналы с большой базой
N = T_иΔf ≫ 1, (1)
где
T_И - длительность импульса сигнала;
f - ширина спектра сигнала, способ-прототип, вдобавок обладает недостаточной точностью измерения угловой координаты.

В настоящее время оптимальная фильтрация сложных, в частности, ФМ сигналов (сжатие по времени) с большой длительностью (T_И > 50 мкс) на высокой или промежуточной частоте в моноимпульсных РЛС практически нереализуема уже потому, что не удается обеспечить достаточно высокую идентичность устройств сжатия на радиочастотах, для того, чтобы паразитный фазовый сдвиг между суммарным и разностным каналами, во всяком случае, не превосходил поэтому наиболее рациональным способом оптимальной обработки ФМ сигналов большой длительности является их сжатие по времени на видеочастоте средствами цифровой вычислительной техники.

С другой стороны, образование сигнала углового рассогласования путем применения фазового детектора, включенного между выходами УПЧ суммарного и разностного каналов и осуществляющего перемножение ФМ сигналов суммарного и разностного каналов до сжатия с последующей низкочастотной фильтрацией, приводит к сравнительно низкой точности измерения угла и недостаточной помехозащищенности по отношению к шумовым помехам. Дело заключается в том, что при больших отношениях сигнал/шум (ρ ≪ 1) главной шумовой компонентой на выходе фазового детектора, осуществляющего операцию перемножения подаваемых на его входы колебаний и низкочастотную фильтрацию результатов перемножения, является составляющая, представляющая произведение напряжения сигнала в суммарном канале на напряжение шумов в разностном канале (вблизи равносигнального направления). Однако, в случае ФМ сигналов с большой базой отношение сигнал/шум до сжатия ρ₀ обычно мало, то есть ρ₀≫ 1 и тогда главной шумовой компонентой на выходе упомянутого выше фазового детектора (ФД) является составляющая, представляющая произведение напряжения шумов в суммарном канале на напряжение шумов в разностном канале. Именно это обстоятельство и является причиной сравнительно низкой точности измерения и помехозащищенности способа-прототипа.

Проиллюстрируем сказанное следующим расчетом. Выражения (2) и (3) для дисперсии процесса σ2вых

и напряжения сигнала S_вых на выходе ФД с учетом низкочастотной фильтрации (с полосой ≈l/T_И) имеют вид

где
σ2ш - дисперсия шумов в приемных каналах на входах ФД;
U_C - амплитуда сигналов в суммарном приемном канале на входе ФД;
g_Δ - усиление антенны разностного канала, нормированное к усилению антенны суммарного канала (по полю);
k - коэффициент пропорциональности.

Точность единичного измерения углового рассогласования определяется соотношением

где
- крутизна пеленгационной характеристики [4, с. 130].

Для простых импульсных сигналов N = 1, , тогда из (2) - (4) получим

а для ФМ сигналов при N >> 1, наоборот ρ₀ << 1, тогда,

При одинаковой энергии принимаемых сигналов ρ = Nρ₀ так что, как видно из (6), для ФМ сигналов в способе-прототипе дисперсия измерения получается сравнительно большой, а точность, следовательно, сравнительно невысокой.

Кроме того, при воздействии шумовой помехи отношения сигнал/шум ρ и ρ₀ уменьшаются, при этом σ2β

возрастает в случае ФМ сигналов как не как - в случае простых сигналов, т.е. помехозащищенность способа-прототипа по отношению к шумовым помехам также является низкой.

Технической задачей изобретения является повышение помехозащищенности сопровождения по отношению к пассивным и активным шумовым помехам при одновременном повышении точности сопровождения в РЛС, использующих сложные, в частности, ФМ сигналы и установленных на подвижных носителях.

Для достижения технического результата предлагается после выделения сигнала от истинной цели на фоне мешающих отражений от пассивных помех путем узкополосной доплеровской фильтрации, организовать затем сопровождение цели по доплеровской частоте, т. е. по радиальной скорости цели относительно РЛС, обеспечив тем самым адаптивную фильтрацию эхо-сигналов в процессе сопровождения, и отфильтрованные таким путем сигналы от истинной цели использовать затем для сопровождения по дальности и по угловым координатам, причем при сопровождении по угловым координатам образовать сигнал углового рассогласования после согласованной фильтрации видеоимпульсов и узкополосной допплеровской фильтрации в суммарном и разностном каналах путем попарного перемножения одноименных квадратурных составляющих сигналов с суммированием этих произведений.

Сущность изобретения заключается в том, что в способе сопровождения цели моноимпульсной РЛС, включающем излучение импульсных когерентных сигналов в заданном направлении, прием высокочастотных сигналов в заданном интервале дальностей, суммарно-разностное преобразование принимаемых сигналов, супергетеродинное преобразование их на промежуточную частоту, усиление суммарного и разностного сигналов на промежуточной частоте, после усиления суммарного и разностного сигналов на промежуточной частоте преобразуют спектр сигналов в область видеочастот посредством фазового детектирования при помощи опорных колебаний с формированием квадратурных составляющих каждого сигнала, осуществляют согласованную фильтрацию видеоимпульсов квадратурных составляющих сигналов, для каждого элемента дальности в заданном интервале осуществляют многоканальную доплеровскую фильтрацию комплексной огибающей импульсной последовательности суммарного сигнала в диапазоне частот Доплера - , с полосой ΔF и числом каналов , где F_П - частота повторения зондирующих импульсов, ΔF - ширина спектра межпериодных флюктуаций сигналов от истинных целей, сравнивают мощности спектральных составляющих с пороговым уровнем обнаружения, определяют ширину спектра с наиболее мощной спектральной составляющей по заданному уровню из числа составляющих, превысивших порог обнаружения, сравнивают полученное значение ширины спектра с заданным пороговым значением, при превышении его принимают решение о наличии сигнала от ложной цели и переходят к следующему элементу дальности, а при отсутствии превышения полученным значением ширины спектра заданного порогового значения принимают решение о наличии сигнала от истинной цели в соответствующем элементе дальности, определяют значение доплеровской частоты, соответствующее максимуму спектра, изменяют частоту опорных колебаний на величину измеренного значения доплеровской частоты, определяют сигнал рассогласования по частоте, замыкают контур сопровождения по частоте и подстраивают этим сигналом частоту опорных колебаний, осуществляют узкополосную фильтрацию с полосой ΔF комплексной огибающей импульсных последовательностей сигналов в суммарном и разностном каналах на нулевой доплеровской частоте, выделяют амплитудную огибающую сигналов в суммарном канале, выделяют сигнал ошибки по дальности в суммарном канале, замыкают контур сопровождения по дальности и подстраивают этим сигналом положение строба дальности, выделяют сигнал углового рассогласования путем попарного перемножения результатов фильтрации одноименных квадратурных составляющих сигналов в суммарном и разностном каналах и суммирования этих произведений, замыкают контур сопровождения по углу стробом дальности и подстраивают сигналом углового рассогласования положение антенны.

Согласно предлагаемому способу принимаемые сигналы как в суммарном, так и в разностном приемных каналах после усиления на промежуточной частоте преобразуют на видеочастоту посредством фазового детектирования при помощи опорных колебаний, генерируемых возбудителем передатчика, с формированием двух квадратурных составляющих для каждого сигнала, затем производят согласованную фильтрацию (СФ) квадратурных составляющих импульсных сигналов на видеочастоте, которая в случае сложных, в частности, ФМ сигналов приводит к сжатию по времени, в результате чего на выходах квадратурных каналов отношение сигнал/шум по мощности повышается в N раз, при этом получаются сжатые сигналы
U_Σcosϕ,U_Σsinϕ,U_Δcosϕ,U_Δsinϕ,
где
ϕ - начальная фаза принимаемых сигналов относительно опорных колебаний,
U_Σ,U_Δ - амплитуда сигналов после СФ в суммарном и разностном приемных каналах соответственно, причем величина U_Δ может быть как положительной, так и отрицательной (в зависимости от положения направления на цель относительно равносигнального направления).

Следующей операцией является многоканальная доплеровская фильтрация огибающей суммарного сигнала в диапазоне частот Доплера F_Д

где
F_П - частота повторения зондирующих импульсов РЛС, - с полосой ΔF, определяемой шириной спектра межпериодных флюктуаций истинной цели, то есть НК и числом частотных каналов .

Она производится для каждого из элементов n_i = (i = 1, 2,... n_R) разрешения по дальности (в частности, поочередно) в зоне возможного положения цели, определяемой точностью целеуказания - до нахождения цели. Эта фильтрация оказывается возможной и эффективной ввиду того, что спектр комплексной огибающей эхо-сигналов от НК является сравнительно узким, так как межпериодные флюктуации сигналов являются медленными (интервал корреляции τ₀ = 0,1 с в диапазоне длин волн λ = 3,2 см [5]), а доплеровским расширением спектра при наблюдении НК впередсмотрящей антенной можно пренебречь, так как угловые размеры НК на дальностях R ≥ 10 км существенно меньше ширины ДНА РЛС. Например, при поперечном размере НК δX ≤ 30 м и дальности R = 10 км его угловой размер

соответствующее доплеровское расширение спектра

при скорости ЛА-носителя РЛС - V = 700 м/с и λ = 3,2 см составляет

что существенно меньше ширины спектра межпериодных флюктуаций . В то же время спектр эхо-сигналов от участка береговой черты, попавшей в импульсный объем, даже при отсутствии собственных флюктуаций составляет (фиг. 12)

Например, при φ_0,5 = 0,15, R = 10 км, X = 300 м, V = 700 м/с, λ = 3,2 см, •100•0,022 = 480 Гц.

Таким образом, спектр отражений от берега гораздо шире (более, чем на порядок) спектра сигналов от НК, что и определяет возможность частотной фильтрации эхо-сигналов от НК на фоне эхо-сигналов от берега даже при отсутствии пространственного разрешения между ними. Кроме того, следует иметь в виду, что во многих случаях - в частности, когда НК неподвижен относительно берега или движется навстречу РЛС - при расположении, представленном на фиг. 12, возможно полное частотное разделение сигналов от НК и от берега, если при этом выполняется условие (при неподвижном НК)

Это имеет место в рассматриваемом примере, когда V = 700 м/с, R = 10 км и X = 300 м, и левая часть неравенства составляет 20 Гц.

После проведения многоканальной доплеровской фильтрации (многоканальность необходима, так как скорость НК относительно РЛС заранее не известна) предлагается определить по заданному уровню ширину спектра с наиболее мощной спектральной составляющей - из числа составляющих, превысивших порог обнаружения, определяемый допустимой вероятностью ложного обнаружения за счет шумов - и сравнить ее с заранее выбранным пороговым значением, при превышении которого принимается решение о наличии ложной цели и о переходе к анализу следующего элемента дальности, а при отсутствии превышения, т. е. при наличии мощной узкополосной спектральной составляющей - о наличии сигнала от НК. В этом последнем случае предлагается найти значение доплеровской частоты F_* соответствующее максимуму спектра, (то есть соответствующее радиальной скорости НК относительно РЛС), а затем изменив на эту величину частоту опорных колебаний, определять, далее, сигнал рассогласования по частоте между значением этой поправки и измеренным текущим значением F_* и, замыкая контур сопровождения по частоте, использовать этот сигнал для ее подстройки. В процессе сопровождения по частоте частота F_* = 0 (с точностью порядка ΔF), поэтому дальше предлагается производить фильтрацию комплексной огибающей последовательностей импульсных сигналов в суммарном и разностном приемных каналах на нулевой доплеровской частоте и после этой фильтрации, образуя сигнал рассогласования в суммарном канале известным образом, например, методом двух полустробов (например, [2], с. 53, рис. 41), замкнуть контур сопровождения по дальности, подстраивая, как обычно, сигналом рассогласования положение строба дальности. Далее, предлагается образовать сигнал углового рассогласования не путем перемножения сигналов на промежуточной частоте - как в прототипе, а путем попарного перемножения сигналов в суммарном и разностном каналах после согласованной фильтрации и узкополосной фильтрации на нулевой доплеровской частоте с последующим суммированием результатов перемножения, а затем замкнуть контур сопровождения по углу, подстраивая сигналом рассогласования положение антенны, причем контур углового сопровождения стробируется как обычно, стробом дальности.

Сущность изобретения поясняется дальнейшим описанием и чертежами РЛС, реализующей данный способ:
фиг. 1 - структурная схема РЛС;
фиг. 2 - структурная схема возбудителя (В) передатчика;
фиг. 3 - структурная схема блока смещения частоты (БСЧ);
фиг. 4 - структурная схема преобразователя "код-частота" (ПКЧ);
фиг. 5 - структурная схема двойного балансного модулятора (ДБМ);
фиг. 6 - структурная схема блока доплеровских фильтров (БДФ);
фиг. 7 - структурная схема частотного дискриминатора (ЧД);
фиг. 8 - структурная схема доплеровского фильтра (ДФ_r), настроенного на частоты ±rΔF;
фиг. 9 - структурная схема доплеровского фильтра (ДФ₀), настроенного на нулевую частоту;
фиг. 10 - структурная схема дальномера (Д);
фиг. 11 - схема программы блока анализа и решений (БАР);
фиг. 12 - схема расположения в горизонтальной плоскости РЛС и объектов наблюдения.

На фиг. 1 представлена структурная схема РЛС, где приняты следующие обозначения:
1 - возбудитель (В);
2 - усилитель мощности (УМ);
3 - антенный переключатель (АП);
4 - суммарно-разностный преобразователь (СРП);
5 - антенна (А);
6 - импульсный модулятор (ИМ);
7 - синхронизатор (С);
8 - блок смещения частоты (БСЧ);
9 - усилитель высокой частоты суммарного канала (УВЧ_Σ);
10 - усилитель высокой частоты разностного канала (УВЧ_Δ);
11 - смеситель суммарного канала (Cм_Σ);
12 - смеситель разностного канала (Cм_Δ);
13 - усилитель промежуточной частоты суммарного канала (УПЧ_Σ);
14 - усилитель промежуточной частоты разностного канала (УПЧ_Δ);
15 - 18 - фазовые детекторы (ФД);
19 - фазовращатель (ФВ);
20, 21 - согласованные фильтры (СФ);
22 - первый блок ключей (БК₁);
23 - блок доплеровских фильтров (БДФ);
24 - блок анализа и решений (БАР);
25 - преобразователь "код-временной интервал" (ПКВИ);
26 - первый сумматор ("+1");
27 - второй блок ключей (БК₂);
28 - частотный дискриминатор (ЧД);
29 - доплеровский фильтр нулевой частоты суммарного канала (ДФ_oΣ);
30 - доплеровский фильтр нулевой частоты разностного канала (ДФ_oΔ);
31, 32 - перемножители;
33 - блок объединения квадратур (БОК);
34 - второй сумматор ("+2");
35 - дальномер (Д);
36 - ключ (Кл);
37 - интегратор (∫);
38 - привод антенны (ПрА).

На схеме по фиг. 1 последовательно соединены возбудитель 1, усилитель 2 мощности, антенный переключатель 3, суммарно-разностный преобразователь 4 и антенна 5, последовательно соединены усилитель 9 высокой частоты суммарного канала, вход которого подключен к третьему плечу антенного переключателя 3, смеситель 11 суммарного канала и усилитель 13 промежуточной частоты суммарного канала, последовательно соединены усилитель 10 высокой частоты разностного канала, вход которого подключен к выходу разностного сигнала суммарно-разностного преобразователя 4, смеситель 12 разностного канала, гетеродинный вход которого объединен с гетеродинным входом смесителя 11 суммарного канала и подключен ко 2-му выходу возбудителя 1, и усилитель 14 промежуточной частоты разностного канала, последовательно соединены по двум линиям согласованный фильтр 20 суммарного канала, первый блок 22 ключей и блок 23 доплеровских фильтров, последовательно соединены по двум линиям согласованный фильтр 21 разностного канала и доплеровский фильтр 30 нулевой частоты разностного канала, выходы которого через соответствующие перемножители 31, 32 соединены с соответствующими входами двухвходового сумматора 34, последовательно соединены по двум линиям второй двухканальный блок 27 ключей и частотный дискриминатор 28, последовательно соединены по двум линиям доплеровский фильтр 29 нулевой частоты суммарного канала и блок 33 объединения квадратур. Входы согласованных фильтров 20 и 21 суммарного и разностных каналов соединены с выходами соответствующих усилителей 13 и 14 промежуточной частоты через квадратурные фазовые детекторы 15 - 18. Входы опорной частоты фазовых детекторов 15, 17 и 16, 18 одноименных квадратур попарно объединены между собой и подключены к выходу блока 8 смещения частоты, первая пара - непосредственно, а вторая пара - через фазовращатель 19. Одноименные сигнальные входы первого и второго блоков 22, 27 ключей и доплеровского фильтра 29 нулевой частоты суммарного канала объединены между собой, а первый и второй выходы доплеровского фильтра 29 соединены также со вторыми входами перемножителей 31, 32, соответственно.

Многоканальный выход блока 23 доплеровских фильтров соединен поканально с соответствующим многоканальным входом блока 24 анализа и решений, выход кода дальности, (1-й выход) которого подключен через преобразователь 25 "код-временной интервал" (ПКВИ) к управляющему входу первого блока 22 ключей, а выход 2 частоты Доплера F_* соединен с первым входом первого двухвходового сумматора 26, второй вход которого подключен к выходу частотного дискриминатора 28. Третий выход (начальной дальности до цели R₀ блока 24 и четвертый выход - команды на замыкание контура сопровождения по дальности - подсоединены к соответствующим второму и третьему входам дальномера 35, выход которого соединен с управляющими входами второго блока 27 ключей и ключа 36, сигнальный вход последнего подключен к выходу второго двухвходового сумматора 34, а выход - через интегратор 37 углового рассогласования и привод 38 антенны соединен с управляющим входом антенны 5.

Первый вход блока 8 смещения частоты соединен с выходом опорной частоты возбудителя 1, второй вход блока 8 смещения частоты соединен с выходом первого двухвходового сумматора 26, третий вход - с информационным выходом измерителя собственной радиальной скорости носителя РЛС, а четвертый вход, объединенный с одноименным входом дальномера 35 и вторым входом (тактовых импульсов) преобразователя 25 "код-временной интервал", подключен к первому выходу (тактовых импульсов) синхронизатора 7, второй выход (синхроимпульсов частоты повторения) которого подключен ко входу импульсного модулятора 6 и к объединенным входам синхроимпульсов частоты повторения преобразователя 25 "код-временной интервал", дальномера 35, блока 23 доплеровских фильтров, частотного дискриминатора 28, а также доплеровских фильтров 29 и 30 нулевой частоты суммарного и разностного каналов.

На фиг. 2 представлена структурная схема возбудителя 1, где приняты следующие обозначения:
39 - задающий генератор (ЗГ);
40 - умножитель частоты (УМН);
41 - смеситель (СМ);
42 - генератор опорной частоты (ГОЧ);
43 - 45 - усилители (Ус).

На схеме по фиг. 2 последовательно соединены задающий генератор 39, умножитель 40 частоты и усилитель 43, выход которого образует первый выход (колебаний частоты сигнала) возбудителя 1, выход умножителя 40 соединен также через смеситель 41 с усилителем 44, выход которого является вторым выходом (колебаний частоты гетеродина) возбудителя 1, вход смесителя 41 соединен с выходом генератора 42 опорной частоты и входом усилителя 45, выход которого является третьим выходом (колебаний опорной частоты) возбудителя 1.

На фиг. 3 представлена структурная схема блока 8 смещения частоты, где приняты следующие обозначения:
46 - первый преобразователь "код- частота" (ПКЧ₁),
47 - второй преобразователь "код-частота" (ПКЧ₂),
48 - первый двойной балансный модулятор (ДБМ₁),
49 - второй двойной балансный модулятор (ДБМ₂).

На схеме по фиг. 3 выход первого преобразователя 46 "код-частота" через первый двойной балансный модулятор 48 соединен со вторым входом второго двойного балансного модулятора 49, первый вход которого соединен с первым входом блока 8 смещения частоты - колебаний исходной частоты опорных колебаний - а выход - образует выход блока смещения частоты - корректированной частоты опорных колебаний, первый вход первого преобразователя 46 "код-частота" соединен со вторым входом блока 8 смещения частоты (код доплеровской частоты цели), третий вход которого (код доплеровской частоты носителя РЛС) соединен с первым входом второго преобразователя 47 "код-частота", вторые входы обоих преобразователей 46 и 47 "код- частота" объединены и соединены с четвертым входом (тактовых импульсов) блока 8 смещения частоты.

На фиг. 4 представлена структурная схема преобразователей 46 (47) "код-частота", где приняты следующие обозначения:
50 - дешифратор (Дш),
51 - управляемый делитель (ДУ),
52 - фильтр нижних частот (ФНЧ).

На схеме по фиг. 4 последовательно соединен дешифратор 50, управляемый делитель 51 и фильтр 52 нижних частот, причем вход дешифратора 50 образуют первый кодовый вход преобразователя 46 (47) "код-частота", второй вход управляемого делителя 51 образует второй вход (тактовых импульсов) преобразователя 46 (47) "код-частота", а выход фильтра 52 нижних частот - выход преобразователя 46 (47) "код-частота".

На фиг. 5 представлена структурная схема двойного балансного модулятора 48 (49), где приняты следующие обозначения:
53, 55 - фазовращатели на
54, 56 - перемножители ("X"),
57 - двухвходовый сумматор ("+").

На схеме по фиг. 5 последовательно соединены фазовращатели 53 на 90^o, перемножитель 54 и сумматор 57, вход фазовращателя 53 на 90^o, объединенный с первым входом перемножителя 56, образует первый вход двойного балансного модулятора 48 (49), а второй его вход соединен со вторым входом перемножителя 54 и через фазовращатель 55 на 90^o - со вторым входом перемножителя 56, выход которого подключен ко второму входу двухвходового сумматора 57, а выход последнего является выходом двойного балансного модулятора 48 (49).

На фиг. 6 представлена структурная схема блока 23 доплеровских фильтров (БДФ), где приняты следующие обозначения:
58, 59 - аналого-цифровые преобразователи (АЦП),
60₁ - 60_m/2 - доплеровские фильтры частотных каналов
±ΔF,...±rΔF,...±m/2ΔF (ДФ₁,...ДФ_r,...ДФ_m/2)
На схеме по фиг. 6 первый и второй входы блока 23 доплеровских фильтров соединены с одноименными входами доплеровских фильтров 60 через аналого-цифровые преобразователи 58 и 59 соответственно, третий вход блока 23 доплеровских фильтров - синхроимпульсов частоты повторения - соединен с одноименными входами доплеровских фильтров 60 непосредственно, выходы же доплеровских фильтров, упорядоченные в порядке возрастания номеров частотных каналов, образуют m-канальный выход блока 23 доплеровских фильтров.

На фиг. 7 представлена структурная схема частотного дискриминатора 28 (ЧД), где приняты следующие обозначения:
61, 62 - аналого-цифровые преобразователи (АЦП),
63 - блок доплеровских фильтров частотных каналов ±ΔF,
64 - блок вычитания ("-").

На схеме фиг. 7 первый и второй входы блока доплеровских фильтров 63 соединены с одноименными входами частотного дискриминатора 28 через аналого-цифровые преобразователи 61 и 62 соответственно, а третий вход - непосредственно, выходы блока доплеровских фильтров 63 соединены с соответствующими входами блока 64 вычитания, выход которого образует выход частотного дискриминатора 28.

На фиг. 8 представлена структурная схема блока 60_r доплеровских фильтров частотных каналов ±rΔF (r = 1, 2,..., m/2), где приняты следующие обозначения:
65, 66 - первый и второй блоки n-разрядных сдвиговых регистров соответственно, (БСР₁, БСР₂);
67, 70 - n-входовые сумматоры с косинусной весовой функцией (ВС_cos),
68, 69 - n-входовые весовые сумматоры с синусной весовой функцией (ВС_sin),
71, 74 - двухвходовые сумматоры ("+"),
72, 73 - блоки вычитания ("-"),
75, 76 - блоки объединения квадратур (БОК).

На схеме по фиг. 8 первый и второй входы блока 60_r - доплеровских фильтров соединены с информационными входами первого и второго блоков сдвиговых регистров 65 и 66 соответственно, входы тактовых импульсов последних объединены и подключены к третьему входу блока 60 доплеровских фильтров. Входы одноименных разрядов n-входовых весовых сумматоров 67 с косинусной весовой функцией и 68 с синусной весовой функцией попарно соединены между собой и подключены к выходам соответствующих разрядов блока 65 n-разрядных сдвиговых регистров, а входы одноименных разрядов n-входовых весовых сумматоров 69 с синусной весовой функцией и 70 с косинусной весовой функцией также попарно соединены между собой и подключены к выходам соответствующих разрядов второго блока 66 n-разрядных сдвиговых регистров, выход весового сумматора 67 подключен к объединенным между собой первым входам двухвходового сумматора 71 и блока 73 вычитания, выход весового сумматора 68 подключен к объединенным между собой первым входам блока 72 вычитания и двухвходового сумматора 74, выход весового сумматора 69 подключен ко вторым входам двухвходового сумматора 71 и блока 73 вычитания, а выход весового сумматора 70 подключен к объединенным между собой вторым входам блока 72 вычитания и двухвходового сумматора 74. Выходы двухвходового сумматора 71 и блока 72 вычитания соединены с первым и вторым входами блока 75 объединения квадратур соответственно, а выходы блока 73 вычитания и двухвходового сумматора 74 соединены с первым и вторым входами блока 76 объединения квадратур соответственно, выходы блоков 75 и 76 объединения квадратур являются первым и вторым выходами доплеровского фильтра 60_r соответственно.

На фиг. 9 представлена структурная схема доплеровского фильтра 29(30) нулевой частоты (ДФ_0Σ,Δ), где приняты следующие обозначения:
77, 78 - аналого-цифровые преобразователи,
79, 80 - первый и второй блоки n -разрядных сдвиговых регистров соответственно (БСР₁, БСР₂);
81, 82 - n-входовые сумматоры.

На схеме по фиг. 9 первый и второй входы доплеровского фильтра 29(30) нулевой частоты соединены с информационными входами первого и второго блоков 79 и 80 сдвиговых регистров соответственно, входы тактовых импульсов БСР 79 и 80 объединены и подключены к третьему входу доплеровского фильтра 29(30). Выходы всех n разрядов первого и второго блоков 79 и 80 сдвиговых регистров соединены поразрядно с соответствующими входами n-входовых сумматоров 81, 82 соответственно, выходы n-входовых сумматоров 81, 82 соединены соответственно с выходами 1 и 2 доплеровского фильтра 29(30).

На фиг. 10 представлена функциональная схема дальномера (Д) 35, где приняты следующие обозначения:
83 - временной дискриминатор (ВД),
84 - ключ (Кл),
85 - реверсивный счетчик (РС),
86 - преобразователь "код-временной интервал" (ПКВИ).

На схеме по фиг. 10 последовательно соединены временной дискриминатор 83, ключ 84, реверсивный счетчик 85 и преобразователь 86 "код-временной интервал", выход которого является выходом дальномера 35 и вторым входом (строб-импульса) временного дискриминатора 83, вход последнего является первым (сигнальным) входом дальномера 35, второй вход (кода начальной дальности) дальномера 35 соединен со вторым входом (начальной установки) реверсивного счетчика 85. Третий вход (командный) дальномера соединен с управляющим входом ключа 84, а четвертый и пятый входы (тактовых импульсов и синхроимпульсов) - соответственно, со вторым и третьим входами преобразователя 86 "код-временной интервал".

Блок 24 анализа и решений (БАР) может быть выполнен в виде программируемого микропроцессора, схема программы которого представлена на фиг. 11. Она состоит из следующих блоков:
87 - блок присваиваивания начальных значений переменных, а именно: счетчик дальности i принимает значения номера начальной дальности i₀, код выбранной дальности R - минимальное значение начала зоны R₀ сохраняемое при выходе из программы в случае отсутствия реальных целей,
88 - блок проверки достижения номера конечной дальности i_N (конец зоны). При невыполнении условия i ≤ i_N, производится выход из программы,
89 - блок сравнения сигналов, пропорциональных мощностям спектральных составляющих S_ri в диапазоне частот от - F_П/2 до F_П/2, с порогом обнаружения S₀ для i-го элемента дальности, то есть проверка выполнения условия
S_ri<S₀
для
r = - m/2, ..., m/2 (m - четное).

При выполнении этого условия производится переход к следующему элементу дальности (блок 93), при невыполнении - к блоку 90,
90 - блок нахождения максимального значения спектральной составляющей

затем переход к блоку 91,
91 - блок обнуления параметров циклов κ₁,κ₂,, затем переход к блоку 92,
92 - проверка условия выхода из цикла по κ₁ при достижении максимального значения κ. При выполнении условия κ₁≥κ производится переход к следующему элементу дальности (блок 93), при невыполнении - к блоку 94. Этой проверкой исключается возможность зацикливания программы при неограниченном увеличении параметра цикла κ₁,
94 - блок нахождения нижней граничной частоты спектра с максимальной спектральной составляющей путем определения минимального целого числа κ₁, не удовлетворяющему условию
S(F_*-κ₁-1)≥aS(F_*),
где
а < 1 - выбранный заранее относительный уровень отсчета ширины спектра (например, а = 0,5). При выполнении этого условия производится переход к блоку 95, при невыполнении - к блоку 96,
95 - блок увеличения значения параметра цикла κ₁ на 1 с последующим переходом к проверке его значения в блоке 92,
96 - блок проверки условия выхода из цикла по κ₂ при достижении им максимального значения κ. При выполнении условия κ₂≥κ производится переход к следующему элементу дальности (блок 93), при невыполнении - к блоку 97,
97 - блок нахождения верхней граничной частоты спектра с максимальной спектральной составляющей путем определения минимального целого числа κ₂ не удовлетворяющего условию
S(F_*+κ₂+1)≥aS(F_*),
При выполнении этого условия производится переход к блоку 98, при невыполнении - к блоку 99.

98 - блок увеличения значения параметра цикла на 1 с последующим переходом к проверке его значения в блоке 96,
99 - блок сравнения ширины спектра с максимальной спектральной составляющей с пороговым значением "κ" путем проверки условия
κ₁+κ₂+1≥κ
Если это условие выполняется, производится переход к следующему элементу дальности (блок 93), в противном случае - переход к блоку 100,
100 - блок присваивания величины R = R_* кода, выбранного для сопровождения элемента дальности i_*, выдачи значения R_* на дальномер 35 и выдачи значения частоты F_* через двухвходовый сумматор на блок 8 смещения частоты. Начальное значение R₀, оставшееся после присваивания в блоке 87 в случае отсутствия реальной цели, означает отсутствие цели для сопровождения либо вследствие ее необнаружения, либо вследствие классификации всех целей в заданном диапазоне дальностей как помех.

В соответствии со схемами фиг. 1 - 11 РЛС, реализующая предлагаемый способ, работает следующим образом.

Перед началом работы РЛС в режиме сопровождения антенна 5 устанавливается в направлении на цель и определяется размер и положение зоны просмотра по дальности. Это производится по данным целеуказания, полученным, например, от системы навигации или в результате работы той же РЛС в режиме обзора.

Колебания СВЧ, генерируемые возбудителем 1 на частоте f_c, проходят в усилитель 2 мощности, в котором они усиливаются, и под воздействием импульсного модулятора 6, управляемого синхроимпульсами от синхронизатора 7, следующими с частотой повторения F_П, формируются зондирующие импульсы. Они проходят антенный переключатель 3, суммарно-разностный преобразователь 4 и излучаются антенной 5 в пространство.

Отраженные сигналы из антенны 5 проходят по суммарному каналу через суммарно-разностный преобразователь 4 и антенный переключатель 3 на усилитель 9 высокой частоты суммарного канала, где происходит усиление на частоте принимаемых сигналов, и попадают в смеситель 11 суммарного канала. Одновременно сигналы из антенны 5 проходят по разностному каналу (в схеме РЛС на фиг. 1 показан один разностный приемный канал, при необходимости второй разностный приемный канал реализуется аналогичным образом) через суммарно-разностный преобразователь 4 на усилитель 10 высокой частоты разностного канала, где происходит усиление по частоте принимаемых сигналов, и попадают в смеситель 12 разностного канала. В смесителях 11 и 12 происходит супергетеродинное преобразование принимаемых сигналов на промежуточную частоту, причем в качестве гетеродинных колебаний используются колебания СВЧ частоты f_r, формируемые в возбудителе 1 и поступающие с выхода 2 возбудителя 1 на гетеродинные входы смесителей 11 и 12.

Возбудитель 1 (фиг. 2) работает следующим образом.

Задающий генератор 39 генерирует непрерывные колебания стабильной частоты, из которых путем умножения в умножителе 40 и усиления в усилителе 43 образуются колебания с несущей частотой зондирующих сигналов f_c, которые поступают на первый выход возбудителя. Генератор 42 опорной частоты генерирует стабильные колебания промежуточной частоты f_ПЧ, которые поступают на вход смесителя 41, на другой вход которого приходят колебания частоты сигнала. После смешения на выходе смесителя образуются колебания гетеродинной частоты f_r (например, f_r = f_c + f_ПЧ), которые после усиления в усилителе 44 поступают на второй выход возбудителя 1. Наконец, колебания промежуточной частоты после усиления в усилителе 45 поступают на третий выход возбудителя 1.

После супергетеродинного преобразования сигналов в смесителях 11 и 12 сигналы в суммарном и разностном каналах усиливаются по промежуточной частоте в усилителях 13 и 14 промежуточной частоты соответственно, а затем поступают на первые (сигнальные) входы соответствующих фазовых детекторов 15 и 16 - в суммарном канале, 17 и 18 - в разностном.

На вторые входы - входы опорной частоты фазовых детекторов - поступают опорные колебания с выхода блока 8 смещения частоты, причем на первые фазовые детекторы 15 и 17 в суммарном и разностном каналах - непосредственно, а на вторые фазовые детекторы - через фазовращатель 19 на 90^o, так что как в суммарном, так и в разностном каналах образуются две квадратуры, что, как известно, позволяет устранить влияние неизвестной начальной фазы принимаемых сигналов.

Блок 8 смещения частоты работает следующим образом (фиг. 3).

На первый вход блока 8 смещения частоты поступают колебания промежуточной частоты с третьего выхода возбудителя 1, на второй и третий входы блока 8 поступают коды допплеровской частоты F_ДЦ цели и доплеровской частоты F_ДО, соответствующей составляющей скорости носителя РЛС в направлении на цель (например, от навигационной системы носителя РЛС). Эти коды поступают на первые входы преобразователей 46 и 47 "код-частота", в которых они преобразуются в колебания соответствующих частот.

Преобразователи 46 и 47 "код-частота" работают следующим образом (фиг. 4).

На вторые входы преобразователей 46 (47) "код-частота" поступают тактовые импульсы стабильной частоты с первого выхода синхронизатора 7 через четвертый вход блока 8 смещения частоты.

Эти импульсы приходят на информационный вход управляемого делителя 51 частоты, выполненного на основе счетчика, на управляющий вход которого через первый вход преобразователя 46 (47) и дешифратор 50 приходят управляющие сигналы, определяющие коэффициент деления частоты. Прямоугольные импульсы в форме меандра с требуемой частотой поступают с выхода усилителя 51 частоты на фильтр 52 нижних частот, выделяющий первую гармонику, синусоидальные колебания требуемой частоты поступают на выход преобразователя 46 (47) "код-частота", причем минимальное по абсолютной величине значение частоты соответствует единице младшего разряда кода.

Колебания частот F_ДЦ и F_ДО в блоке 8 поступают на входы двойного балансного модулятора 48, на выходе которого образуются колебания суммарной частоты F_ДЦ + F_ДО, поступающие на второй вход двойного балансного модулятора 49, на первый вход которого через вход 1 блока 8 поступают колебания промежуточной частоты f_ПЧ, на выходе двойного балансного модулятора 49 образуются колебания суммарной частоты f_ПЧ + F_ДЦ + F_ДО, которые проходят на выход блока 8 смещения частоты в качестве колебаний опорной частоты.

Двойной балансный модулятор 48 (49) работает следующим образом (фиг. 5).

Пусть на первый вход двойного балансного модулятора поступают колебания a₁cos(2πf₁t-ϕ₁), а на второй вход - колебания a₂cos(2πf₂t-ϕ₂), тогда на первый вход перемножителя 54 после задержки на 90^o по фазе в фазовращателе 53 приходят колебания a₁sin(2πf₁t-ϕ₁), а на второй вход колебания a₂cos(2πf₂t-ϕ₂), после перемножения на первый вход сумматора 57 приходит произведение
κa₁a₂sin(2πf₁t-ϕ₁)cos(2πf₂t-ϕ₂)
κ - коэффициент пропорциональности.

На первый вход перемножителя 56 поступают колебания a₁cos(2πf₁t-ϕ₁), а на второй вход перемножителя 56 после задержки на 90^o по фазе в фазовращателе 55 приходят колебания a₂sin(2πf₂t-ϕ₂).
После перемножения на второй вход сумматора 57 приходит произведение
κa₁a₂cos(2πf₁t-ϕ₁)sin(2πf₂t-ϕ₂).
В результате суммирования на выходе сумматора 57 образуются колебания
κa₁a₂sin[2π[f₁+f₂)t-ϕ₁-ϕ₂],
т.е. суммарной частоты f₁ + f₂.

После фазового детектирования видеосигналы квадратур суммарного и разностного каналов поступают на входы согласованных фильтров 20 и 21 соответственно, которые в случае простых импульсных зондирующих сигналов - прямоугольных радиоимпульсов с длительностью τ_И - представляют собой пары одинаковых видеоусилителей с частотой среза, равной - Видеоимпульсы с квадратур согласованного фильтра 20 в суммарном канале поступают на блок 22 ключей, представляющий собой пару одинаковых ключевых каскадов, которые открываются лишь на время действия на их управляющие входы прямоугольных видеоимпульсов - стробов с длительностью (где c - скорость света), соответствующей разрешению по дальности ΔR. Эти импульсы приходят с выхода преобразователя 25 "код-временной интервал", на вход которого поступает код дальности с блока 24 анализа и решений, определяющий их задержку относительно синхроимпульсов, поступающих со второго выхода синхронизатора 7 на 3-ий вход преобразователя 25 "код-временной интервал". Пройдя блок 22 ключей, видеоимпульсы сигналов от целей поступают на блок 23 доплеровских фильтров.

Блок 23 доплеровских фильтров, который может быть выполнен в виде совокупности m/2 двухканальных цифровых фильтров (фиг. 6), работает следующим образом.

Биполярные видеоимпульсы сигналов квадратурных каналов через первый и второй входы проходят на аналого-цифровые преобразователи 58 и 59, где превращаются в многоразрядные числа, представляющие собой квантованные сигналы, которые поступают на m/2 параллельно включенных двухканальных фильтров 60_r. На третий вход блока 23 доплеровских фильтров поступают синхроимпульсы с частотой повторения F_П от синхронизатора 7. Двухканальный доплеровский фильтр 60_r работает следующим образом (фиг. 8).

Квантованные сигналы в квадратурных каналах X(c)l

,X(s)l попадают соответственно через первый и второй входы 1 и 2 двухканального доплеровского фильтра 60_r на блоки сдвиговых регистров 65, 66 соответственно, заполняемые под действием продвигающих импульсов с частотой повторения F_П, поступающих с третьего входа блока 23 доплеровских фильтров на третий вход двухканального доплеровского фильтра 60_r. В блоках 65, 66 сдвиговых n-разрядных регистров происходит запоминание сигнальных выборок за n периодов повторения. Запомненные сигналы со всех n разрядов попадают через отводы на входы n-входовых весовых сумматоров 67 и 68 - для первой квадратуры - и 69 и 70 - для второй квадратуры, после умножения на весовые коэффициенты и суммирования сигналы поступают на входы блоков сложения-вычитания 71 - 74, на выходах которых образуются следующие квадратурные составляющие:

где

После объединения квадратурных составляющих на выходах блоков 75, 76 образуются соответственно сигналы

которые проходят на выходы +rΔF,-rΔF блока 60_r соответственно.

Приведенные преобразования представляют собой, по существу, алгоритмы многоканальной оптимальной фильтрации процесса X_l= X(c)l

+iX(s)l с дискретным временем.

Сигналы с выходов двухканальных доплеровских фильтров 60_r попадают на выход блока 23 доплеровских фильтров, где упорядочиваются в порядке возрастания частоты настройки, а затем - на вход блока 24 анализа и решений. Работа блока 24 анализа и решений состоит в выполнении программы, которая была описана выше, и схема которой представлена на фиг. 11.

Блок 24 анализа и решений производит анализ сигналов от элементов дальности, начиная с дальности R₀ начала зоны, которой соответствует номер i₀. Если на этой дальности ни в одном из m частотных каналов нет сигналов, превысивших порог обнаружения, или если они есть, но ширина спектра их превосходит заранее установленное значение, выдается решение с первого выхода блока 24 анализа и решений о переходе к анализу следующего элемента дальности - с номером i₀ + 1, соответствующий код поступает на преобразователь 25 "код-временной интервал", на входы которого поступают синхроимпульсы с частотой повторения F_П - с выхода 2 синхронизатора 7 - и импульсы с тактовой частотой f_T= 1/τ_И, осуществляющие счет дальности от момента синхроимпульса. В результате на выходе преобразователя 25 "код-временной интервал" появляется строб-импульс, задержанный относительно прежнего положения на величину τ_И, соответствующую элементу разрешения, этот строб-импульс попадает на управляющий вход блока 22 ключей и начинается анализ следующего элемента дальности, и так до тех пор, пока в некотором элементе дальности с номером i_* не будет обнаружен сигнал с шириной спектра, меньшей порогового значения κΔF. В этом случае блок 24 анализа и решений измеряет частоту F_*, соответствующую максимуму доплеровского спектра сигнала от цели, и передает код этой частоты через второй выход и первый двухвходовый сумматор 26 на второй вход блока 8 смещения частоты, благодаря чему изменяется на величину F_* частота опорных колебаний, поступающих с выхода блока 8 смещения частоты на фазовые детекторы 15 - 18, так что результирующая частота Доплера сигналов от цели становится близкой к нулевой. Одновременно по сигналам, следующим с блока 24 анализа и решений открывается дальномер 35 (по входу 3) и на его вход 2 поступает значение начальной дальности цели R_*.

После этого через доплеровские фильтры 29 и 30 нулевой частоты в суммарном и разностном каналах соответственно, начинают проходить сигналы от цели.

Доплеровский фильтр 29 (30) нулевой частоты работает следующим образом (фиг. 9).

Видеоимпульсы сигналов квадратурных каналов с выходов согласованных фильтров 20 и 21 - в суммарном и разностном приемных каналах соответственно - попадают через входы 1 и 2 на аналого-цифровые преобразователи 77 и 78 соответственно, осуществляющие квантование сигналов на несколько уровней. Квантованные сигналы с выходов аналого-цифровых преобразователей 77 и 78 X(c)l

,X(s)l попадают соответственно на блоки n-разрядных сдвиговых регистров 79 и 80, заполняемых под действием продвигающих синхроимпульсов с частотой повторения F_П, поступающих на третий вход доплеровского фильтра 29 (30) нулевой частоты со второго выхода синхронизатора 7. В блоках сдвиговых регистров 79 и 80, которые в простейшем случае квантования сигналов в аналого-цифровых преобразователях на 2 уровня (0,1) могут быть выполнены в виде одиночных сдвиговых регистров, происходит запоминание сигнальных выборок за n периодов повторения. Запомненные сигналы со всех n разрядов попадают через отводы на входы n-входовых сумматоров 81 и 82 - для первой и второй квадратур соответственно, на их выходах образуются соответственно следующие сигналы

которые соответственно, поступают на выходы 1 и 2 доплеровского фильтра 29 (30) нулевой частоты.

Сигналы Y(c)0

,Y(s)0 с выходов 1 и 2 доплеровского фильтра 29 нулевой частоты в суммарном канале поступают на блок 33 объединения квадратур, который образует сигнал

не зависящий от неизвестной начальной фазы принимаемых сигналов. Блок 33 объединения квадратурных каналов, как и аналогичные блоки 75 и 76, может быть выполнен в виде двухадресного постоянного запоминающего устройства, содержащего значения функции , от двух аргументов.

После попадания сигнала от цели Y₀ на вход 1 дальномера 35 начинается автоматическое сопровождение цели по дальности.

Дальномер 35 работает следующим образом (фиг. 10).

Сигнал от цели через первый вход дальномера 35 попадает на первый вход временного дискриминатора 83, на его второй вход поступает импульс от преобразователя 86 "код-временной интервал" (работа преобразователя 86 происходит также, как и описанного выше преобразователя 25 "код-временной интервал"), на вход которого приходит код начальной дальности до цели - через второй вход дальномера 35. На выходе временного дискриминатора образуется двухполярный кодовый сигнал рассогласования по времени, проходя через ключ 84, открытый командой, пришедшей с третьего входа дальномера 35, этот сигнал попадает на счетный вход реверсивного счетчика 85, где складывается (с учетом знака) с кодом начальной дальности, новое значение кода дальности поступает на первый вход преобразователя 86 "код-временной интервал" и т.п.

Строб-импульс, положение которого относительно синхроимпульса соответствует дальности до цели, поступает через выход дальномера 35 на управляющие входы второго блока 27 ключей и ключа 36. Блок 27 ключей открывается на время прохождения импульсов сигнала от цели, пропуская их на частотный дискриминатор 28, образующий сигнал рассогласования по частоте Доплера.

Частотный дискриминатор 28 работает следующим образом (фиг. 7).

Видеоимпульсы квадратурных составляющих сигнала от сопровождаемой цели через блок 27 ключей попадают с согласованного фильтра 20 суммарного канала на входы 1 и 2 частотного дискриминатора 28, далее они квантуются на несколько уровней в аналого-цифровых преобразователях 61 и 62 соответственно, квантованные сигналы поступают в двухканальный доплеровский фильтр 63, каналы которого настроены на частоты "ΔF" и "-ΔF", расположенные симметрично относительно нулевой частоты. Устройство и работа двухканального доплеровского фильтра 63 полностью совпадает с устройством и работой двухканального доплеровского фильтра 60_r (фиг. 8) при, r = 1. Сигналы с выходов "ΔF" и "-ΔF" фильтра 63 попадают на входы блока 64 вычитания, где образуется двухполярный кодированный сигнал рассогласования доплеровской частоты принимаемого сигнала относительно нулевой частоты, этот сигнал рассогласования с выхода частотного дискриминатора 28 попадает на второй вход первого двухвходового сумматора 26, где складывается с кодом частоты F_*, пришедшим ранее с блока 24 анализа и решений, результирующий код доплеровской частоты попадает на второй вход блока 8 смещения частоты и меняет частоту опорных колебаний, благодаря чему производится сопровождение сигналов от цели по доплеровской частоте, значение которой после фазового детектирования удерживается вблизи нулевого значения.

Одновременно с блоком 27 ключей строб от дальномера 35 открывает и ключ 36, на выход которого проходит сигнал рассогласования по углу, образующийся после перемножения одноименных квадратурных составляющих сигналов от цели, прошедших по суммарному и разностному приемным каналам через соответствующие доплеровские фильтры 29 и 30 нулевой частоты, и суммирования этих произведений в двухвходовом сумматоре 34 - по правилу скалярного произведения, а именно

где
c - коэффициент пропорциональности.

Как известно, это правило с точностью до нормирующего множителя совпадает с оптимальным правилом оценки углового рассогласования при моноимпульсной пеленгации (например, [2], с. 20, (1)).

Полученные таким образом сигналы углового рассогласования, проходя через ключ 36, накапливаются в интеграторе 37, результирующий сигнал с выхода интегратора 37 управляет антенной 1 с помощью привода 38 антенны.

Синхронизатор 7, осуществляющий общее управление РЛС, вырабатывает тактирующие импульсы с частотой , поступающие с первого выхода синхронизатора 7 на четвертый вход блока 8 смещения частоты и на счетные входы преобразователей 25 и 86 "код-временной интервал" (последний в составе дальномера 35), а также синхроимпульсы с частотой повторения F_П со второго выхода - для запуска импульсного модулятора 6 и для управления работой преобразователей 25 и 86 "код-временной интервал". Синхронизатор 7 может быть построен на основе задающего генератора импульсов с частотой f_Т и счетчика-делителя с формирователем - для формирования синхроимпульсов с частотой F_П<f_Т.

Таким образом, радиолокационная станция, реализующая заявленный способ, осуществляет сопровождение цели по угловой координате, по дальности и по доплеровской частоте при более высокой по сравнению с прототипом помехозащищенности по отношению к пассивным помехам, как организованным - типа дипольных облаков, так и естественным - отражениям от береговой линии, а для РЛС, использующих ФМ сигналы, имеет место также и повышение точности сопровождения и помехозащищенности по отношению к активным шумовым помехам.

Эффект повышения помехозащищенности по отношению к пассивным помехам можно оценить следующим образом.

В условиях рассмотренного выше примера (фиг. 12) имеем для отношения сигнал/помеха в прототипе, как следует из вышеизложенного, даже при отсутствии частотного разрешения

что при σ_ц= 5•10³м²,ϑ≤0,1,σ⁰= 0,03,ΔR = 300 м, R = 10 км, φ_0,5 = 0,15, Х = 300 м составляет ρ₁ 0,4 (-4 дБ).

Это значение отношения сигнал/помеха недостаточно для уверенного обнаружения сигнала от цели (НК) на фоне помехи, тем более - для захвата и сопровождения.

В предлагаемом способе в тех же условиях при времени когерентной обработки

и при ширине спектра отражений от участка берега внутри импульсного объема, определяемого реальной ДНА и разрешением по дальности R (см. выше)

получим, что отношение сигнал/помеха возрастает в раз, так как сигналы от НК целиком попадают в полосу ΔF = 10 Гц (при интервале корреляции флюктуаций сигналов от НК, не превосходящем 0,1 с в диапазоне длин волн λ≅ 3,0 см), а отражения от берега отфильтровываются, как показано выше.

Таким образом, отношение сигнал/помеха в предлагаемом способе возрастает, например, на 17 дБ по сравнению с прототипом и составляет

т. е. 20 раз (13 дБ), что достаточно для уверенного захвата и сопровождения по дальности и угловым координатам (при моноимпульсной пеленгации).

Тем более это имеет место при наличии частотного разрешения, то есть когда сигналы от НК и от БЧ разделяются по частотным каналам - при выполнении условия

По мере сближения носителя РЛС с целью вероятности захвата и сопровождения возрастают как ввиду повышения отношений сигнал/шум и сигнал/помеха (см. (8), (9)), так и благодаря улучшению условия разрешения (величина R в (10) уменьшается). Наконец, в ситуациях, когда направление БЧ перпендикулярно направлению РЛС - НК, при условии нахождения НК от БЧ на расстояниях, превосходящих ΔR - разрешение по дальности, имеет место разделение сигналов от НК и от БЧ по разным каналам дальности (благодаря разрешению по дальности) и предлагаемый способ работает в облегченных условиях, а когда расстояние НК от БЧ меньше ΔR, осуществляется частотная селекция, как описано выше, с достаточно высокой эффективностью.

Таким образом, предлагаемый способ является эффективным при любых взаимных расположениях РЛС-НК-БЧ.

Эффект повышения помехозащищенности по отношению к активным шумовым помехам и точности углового сопровождения в РЛС, использующих сложные, в частности, фазоманипулированные сигналы, определяется сравнением выражения для дисперсии измерения угла при моноимпульсной пеленгации, которое для способа прототипа имеет вид (при ρ₀ < 1) (см. выше (6))

и выражения для дисперсии для заявляемого способа, которое имеет вид

Сравнение формул (6) и (11) показывает, что в заявляемом способе дисперсия в 1/ρ₀ меньше (обычно ρ₀≪ 1 - отношение сигнал/шум до сжатия, так как N > 1), а точность соответственно выше, чем в способе-прототипе.

При воздействии шумовой помехи отношение сигнал/помеха уменьшается, при этом σ2β

возрастает в заявляемом способе как 1/ρ₀, а в прототипе как 1/ρ20, т. е. в большей степени, так что заявляемый способ обладает большей помехозащищенностью по сравнению с прототипом. В частности, при ρ₀ = 0,1 дисперсия в заявляемом способе в 10 раз меньше, чем в прототипе, соответственно, точность в 3,15 раза выше.

Таким образом, технический эффект при промышленном использовании предлагаемого способа состоит в достижении более высокой помехозащищенности по отношению к пассивным помехам, а в РЛС использующих сложные сигналы, также и по отношению к активным помехам при одновременном достижении более высокой точности по сравнению с прототипом.

Пользуясь сведениями, представленными в материалах заявки, устройство, реализующее предлагаемый способ, можно изготовить в производстве и применять в РЛС с моноимпульсным принципом пеленгации в том числе, использующих сложные, в частности, фазоманипулированные сигналы, что доказывает промышленную применимость объекта изобретения.

В соответствии с материалами заявки был изготовлен опытный образец устройства, испытания которого подтвердили достижение указанного в материалах заявки технического результата.

Источники информации
1. Леонов А.И., Фомичев К.И. Моноимпульсная радиолокация. - М.: Советское радио, 1970.

2. Справочник по радиолокации /Под ред. М.Сколник, т. 4.- М.: Советское радио, 1978, с. 20, рис. 15, прототип.

3. Справочник по радиолокации /Под ред. М.Сколник, т. 1.-М.: Советское радио, 1976.

4. Фалькович С.Е. Прием радиолокационных сигналов на фоне флюктуационных помех. -М.: Советское радио, 1961.

5. Красюк Н.П, Розенберг В.И. Корабельная радиолокация и метеорология. - Л.: Судостроение, 1970.

Способ сопровождения цели моноимпульсной радиолокационной станции относится к радиолокационной технике и может быть использован в когерентно-импульсных радиолокационных станциях (РЛС) с моноимпульсным принципом пеленгации. Технической задачей изобретения является повышение помехозащищенности сопровождения по отношению к пассивным и активным шумовым помехам при одновременном повышении точности сопровождения в РЛС, использующих сложные, в частности фазоманипулированные сигналы, и установленных на подвижных носителях. 12 ил.

Способ сопровождения цели моноимпульсной радиолокационной станцией, включающий излучение импульсных когерентных сигналов в заданном направлении, прием высокочастотных сигналов в заданном интервале дальностей, суммарно-разностное преобразование принимаемых сигналов, супергетеродинное преобразование их на промежуточную частоту, усиление суммарного и разностного сигналов на промежуточной частоте, отличающийся тем, что после усиления суммарного и разностного сигналов на промежуточной частоте преобразуют спектр сигналов в область видеочастот посредством фазового детектирования при помощи опорных колебаний с формированием квадратурных составляющих каждого сигнала, осуществляют согласованную фильтрацию видеоимпульсов квадратурных составляющих сигналов, для каждого элемента дальности в заданном интервале осуществляют многоканальную доплеровскую фильтрацию комплексной огибающей импульсной последовательности суммарного сигнала в диапазоне частот Доплера с полосой ΔF и числом каналов где F_п - частота повторения зондирующих импульсов, ΔF - ширина спектра межпериодных флюктуаций сигналов от истинных целей, сравнивают мощности спектральных составляющих с пороговым уровнем обнаружения, определяют ширину спектра с наиболее мощной спектральной составляющей по заданному уровню из числа составляющих, превысивших порог обнаружения, сравнивают полученное значение ширины спектра с заданным пороговым значением, при превышении его принимают решение о наличии сигнала от ложной цели и переходят к следующему элементу дальности, а при отсутствии превышения полученным значением ширины спектра заданного порогового значения принимают решение о наличии сигнала от истинной цели в соответствующем элементе дальности, определяют значение доплеровской частоты, соответствующее максимуму спектра, изменяют частоту опорных колебаний на величину измеренного значения доплеровской частоты, определяют сигнал рассогласования по частоте, замыкают контур сопровождения по частоте и подстраивают этим сигналом частоту опорных колебаний, осуществляют узкополосную фильтрацию с полосой ΔF комплексной огибающей импульсных последовательностей сигналов в суммарном и разностном каналах на нулевой доплеровской частоте, выделяют амплитудную огибающую сигналов в суммарном канале, выделяют сигнал ошибки по дальности в суммарном канале, замыкают контур сопровождения по дальности и подстраивают этим сигналом положение строба дальности, выделяют сигнал углового рассогласования путем попарного перемножения результатов фильтрации одноименных квадратурных составляющих сигналов в суммарном и разностном каналах и суммирования этих произведений, замыкают контур сопровождения по углу стробом дальности и подстраивают сигналом углового рассогласования положения антенны.