Когерентный приемник частотно-манипулированных радиосигналов с непрерывной фазой Советский патент 1992 года по МПК H04L27/14 

Изобретение относится к радиосвязи и , может быть использовано в системах пере- дачи дискретной информации по радиоканалам с жесткими требованиями по ограничению полосы пропускания.

Известен когерентный приемник, содержащий демодулятор и систему восстановления опорных колебаний с центральной f0 и символьной fc частотами. При этом система фазовой .автоподстройки (ФАП) опорной частоты f0 имеет в своем составе два ключевых устройства, управляемых импульсами, формируемыми в системе символьной синхронизации из восстанавливаемого опорного колебания

символьной частоты f0. Таким образом, существует перекрестная связь между двумя системами, отслеживающими центральную fo и символьную fc частоты. ; Известен цифровой когерентный приемник, в котором в процессе восстановления опорного колебания на центральной частоте fo используется восстановленное колебание полусимвольной частоты fc/2, и также существует взаимосвязь двух систем синхронизации.

Недостатком известных схем когерентных приемников является то, что синхронизм в канале центральной частоты f0 принимаемого сигнала достигается только

О

о ел

лишь после вхождения в синхронизм системы символьной синхронизации, стабильность работы которой непосредственным образом зависит от частотной расстройки в канале слежения за центральной частотой fo. В известных схемах когерентных приемников имеет место последовательный двумерный поиск по центральной частоте fo (частоте несущей) и символьной частоте fc, что обусловливает наличие перекрестных связей между двумя системами сихрониза- ции при восстановлении необходимых опорных колебаний. Последовательный двумерный поиск по указанным частотам значительно увеличивает время вхожде- ния в синхронизм по сравнению с одномерным поиском и создает серьезную проблему вхождения в синхронизм непосредственно по передаваемому информационному радиосигналу, приводя к необходимости периодического включения в передаваемый радиосигнал специ- альноой синхропреамбулы для быстрого принудительного ввода в синхронизм обеих систем синхронизации. Эффективность вхождения в синхронизм по специальной синхропреамбуле определяется ее длиной (временным интервалом) и периодичностью ввода в информационный сигнал, т.е. величиной ее удельного по времени содержания в передаваемом радиосигнале. Повышение эффективности такого вхождения в синхронизм снижает скорость передачи полезной информации,

Наиболее близким к предлагаемому по технической сущности является когерентный приемник, который содержит два перемножителя, два стробируемых интегратора, два решающих устройства, коммутатор, ус- тройство возведения в квадрат входного радиосигнала и систему восстановления опорных колебаний. При этом система восстановления опорных колебаний состоит на двух независимых параллельных систем ФАП на удвоенные верхнюю 2fe и нижнюю 2fH частоты передачи символов, спектральные гармоники которых образуются в результате возведения входного радиосигнала в квадрат, и блока регенера- ции необходимых опорных колебаний. Восстановленные опорные колебания имеют вид:

fo 2fB - 2fH;

1 ± 2соз(2л: f0t) -соз(2я fct/4)

±cos(27rfBt) ±cos();

0 5 0 5 0 5

0 5 0

5

Q ± 2sin( fot) -sin(2jr fct/4) ±cos(2rcfBt) ±cos(27TfHt).

Наличие двух знаков у квадратурных составляющих 1 и Q, подаваемых на вторые входы перемножителей, обусловлено неопределенностью знака, возникающей после деления на две отслеживаемых системами ФАП частоты 2fB и 2fH.

Построение системы восстановления опорных колебаний на основе двух независимых систем ФАПЧ позволяет реализовать параллельный одномерный поиск по частотам 2fe и 2fH и достичь предельно малого для когерентных приемников частотно-манипу- лированных радиосигналов с непрерывной фазой (в частности, ММС-сигналов) времени вхождения в синхронизм непосредственно ло передаваемому информационному радиосигналу. Для данного типа системы восстановления опорных колебаний отпадает необходимость использования синхропреамбулы с цёл-ью сокращения времени вхождения в синхронизм.

Так как опорные колебания 1 и Q восстанавливаются с неопределенностью знака, то решение о значении символа информации на выходе приемника имеет такую же неопределенность. При демодуляции символов информации имеет место эффект обратной работы. Для того, чтобы устранить неопределенность знака (устранить эффект обратной работы), необходимо дополнительно применять дифференциальное кодирование и декодирование информационых символов. Такой путь решения проблемы обратной работы ведет к дополнительному функциональному и аппаратурному усложнению модема ММС-сигналов.

Существующая система восстановления опорных колебаний, помимо двух систем ФАПЧ на удвоенных частотах 2fe и 2fH, содержит устройство возведения в квадрат входного радиосигнала для образования соответствующих спектральных гармоник, отслеживаемых системами ФАПЧ, а также делители частоты и смесители, входящие в состав блока регенерации необходимых опорных колебаний. Эти дополнительные функциональные устройства усложняют реализацию системы восстановления опорных колебаний, увеличивают нестабильность ее работы и снижают общую аппаратурную надежность.

Построение системы восстановления опорных колебаний с возведением в квадрат входного радиосигнала существенно затрудняет реализацию всего когерентного приемника полностью в цифровом интеН ральном виде (например, АЦП и одной универсальной вентильной матрицы, УВМ), так как быстродействие входного АЦП и цифровой элементной базы для системы восстановления опорных колебаний будет определяться согласно известной теореме Котельникова, максимальной частотой 2fe:fA 4fB; fe fo+ fc/4, где тд - частота дискретизации входного радиосигнала, fc -. частота передачи информационных символов. Цифровая интегральная реализация когерентного приемника, помимо снижения массо-габаритных параметров конструкции приемника и значительно лучшей технологичности его изготовления, позволяет достичь высокой стабильности оработы всех функциональных блоков когерентного приемника (особенно системы восстановления опорных колебаний и перемножителей) и повысить достоверность принимаемой информации.

Учитывая, что структура узкополосного линейного радиотракта, предшествующего АЦП, требует выполнения условия f0. 10Д F, где Д F - ширина спектра передаваемого информационного сигнала (для сигналов с ММС Д F 1,5 fc), предельно возможная скорость передачи информации будет гораздо меньше частоты дискретизации входного радиосигнала:

.

Целью изобретения является повышение достоверности приема -и повышение предельной скорости передачи информации при фиксированной частоте дискретизации радиосигналов.

На фиг. 1 изображена структурная схема когерентного приемника (буквами русского алфавита а, б, в и т.д. обозначены некоторые точки в структурной схеме когерентного приемника); на фиг. 2 - вариант реализации блока АЦКП на цифровых схемах; на фиг. 3 - реализация цифровых систем ФАПЧ; на фиг. 4 и 5 - временные диаграммы сигналов, поясняющие работу когерентного приемника (соответствующие временные диаграммы обозначены русскими буквами).

Когерентный приемник частотно-ма- нипулированных радиосигналов с непрерывной фазой (фиг. 1) содержит аналого-цифровой квадратурный преобразователь (АЦКП) 1, тактовый генератор (Г) 2, первый и второй перемножители 3 и А (П), первый и второй блоки 5 и 6 фазовой автоподстройки частот (ФАПЧ), первый и второй стробируемые накопители 7 и 8 (СН), последовательно соединенные первый регистр (РЕГ) 9, первый и второй комбинационные

сумматоры 10 и 11 (СМ), сумматор 12 по модулю два (М2) и первый Д-триггер 13 (ТР), последовательно соединенные второй регистр 14, преобразователь 15 прямого кода в дополнительный (ПР), мультиплексор 16

0 (МПЛ), третий комбинационный сумматор 17 и третий регистр 18, последовательно соединенные четвертый комбинационный сумматор 19, накопительный сумматор 20 (НС), первый элемент ИЛИ 21 и первый и

5 второй блоки 22 и 23 задержки (БЛЗ), а также второй и третий Д-триггеры 24, 25 и второй элемент ИЛИ 26. При этом первый вход АЦКП 1 является входом когерентного приемника, а его первый и второй выходы сое0 динены с соответствующими входами перемножителей 3 и 4, третий и четвертый входы которых соединены с первым и вторым выходами соответственно первого и второго блоков 5 и 6 ЦФАПЧ, первый и вто5 рой входы которых соединены с первым и вторым выходами соответствующих перемножителей 3 и 4, третьи выходы блоков 5 и 6 ЦФАПЧ соединены с первым и вторым входами комбинационного сумматора 19.

0. Второй и третий выходы накопительного сумматора 20 соединены сооответственно со вторым и первым входами элементов ИЛИ 21 и 26, а выход элемента ИЛИ 26 соединен с третьими входами блоков 5 и 6

5 ЦФАПЧ. Вторые выходы перемножителей 3 и 4 соединены с первыми входами строби- руемых накопителей 7 и 8, выходы которых соединены с первыми входами соответственно регистров 9 и 14. Вторые входы стро0 бируемых накопителей 7 и 8 и регистров 9 и 14 соединены с выходом блока задержки 22, выход регистра 14 соединен со вторым входом мультиплексора 16, второй выход которого соединен со вторым выходом

5 комбинационного сумматора 10. Выход регистра 18 соединен со вторым входом комбинационного сумматора 11, выход которого соединен с первым входом Д-триг- гера 24, выход которого соединен со вторым

0 входом сумматора по модулю два 13. Выход тактового генератора 2 соединен со вторым входом АЦКП, с третьими входами строби- руемых накопителей 7 и 8, четвертыми входами блоков ЦФАПЧ и вторым входом

5 накопительного сумматора 20, первый выход которого соединен с первым входом Д- триггера 25, выход которого соединен с третьим входом мультиплексора 16. Вторые входы регистра 18, элемента ИЛИ.26, Д- триггеров 24 и 25 соединены с выходом элемента ИЛИ 21, выход регистра 9 соединён со втЬрым входом комбинационного сумматора 17, а выход блока задержки 23 соединен со вторым входом Д-триггера 13, выход которого является выходом когерентного приемника.

Блок 1 (фиг. 2) содержит аналого-цифровой преобразователь 27 (АЦП), Д-триггеры 28 и 29 (ТР) и распределитель 30.

Блоки 5 и 6 (фиг. 3) содержат накопительные сумматоры 31 и 32 (НС), регистр 33 (РЕГ), Д-триггер ), преобразователь35 прямого кода в дополнительный (ПР), цифровой фильтр 36 (ЦФ) и цифровой синтезатор 37 отсчетов (ЦСО).

Когерентный приемник работает следующим образом.

В блоке 1 АЦКП входной радиосигнал с центральной частотой f0 путем соответствующего выбора частоты дискретизации Рд гетеродинируется в низкочастотную область и преобразуется в цифровые отсчеты двух квадратурных компонент, представленных в виде двоичного прямого кода для положительных и дополнительного кода для отрицательных отсчетов. Возможный вариант реализации блока АЦКП показан на фиг. 2. В АЦП 27 цифровые отсчеты входного радиосигнала образуются с частотой дискретизации тд, выбираемой из соотношения

fA 4f0/(4k ± 1),

где к - номер ближайшей к f0 гармоники fA. При этом умножение цифровых отсчетов входного радиосигнала на отсчеты синусоидального и косинусоидального колебаний сводится к выделению в канале косинусной составляющей четных, а в канале синусной - нечетных отсчетов входного радиосигнала и инверсии знака каждого второго отсчета в обоих каналах. Все эти функции выполняет распределитель 30 по управляющим сигналам Q1, Q1, Q2 и Тд), формируемым из импульсной последовательности тактовых импульсов с частотой следования ffl двумя Д-триггерами 28 и 29. При таком построении блока 1 АЦКП частота дискретизации может быть на порядок меньше, чем центральная частота спектра входного радиосигнала, и приближаться по величине к символьной частоте fc. В результате независимые параллельные системы ФАПЧ (блоки 5 и 6) будут отслеживать с точностью до фазы соответственно верхнюю и нижнюю частоты передачи дискретных символов информации, спектральные гармоники которых будут расположены внутри частотного интервала (-fc; + fc). Таким образом, существенно

понижается тактовая частота работы всего цифрового приемника, равная частоте диск- . ретизации входного радиосигнала, и соответственно возрастает предельная скорость

передачи информации.

С выходов распределителя 30, являющихся выходами блока 1 АЦКП, цифровые отсчеты квадратурных компонент поступают на первый и второй входы обоих пере0 множителей 3 и 4 (фиг. 1), выполняющих комплексное перемножение отсчетов входного сигнала с отсчетами опорных колебаний, отслеживаемых блоками 5 и 6 ФАПЧ. Для упрощения структуры комплексных пе5 ремножителей опорные колебания (при условии многоуровневого квантования входного радиосигнала) могут быть бинарт ными. С первого и второго выходов блоков 5 и 6 отсчеты бинарных опорных колебаний

0 поступают на третий и четвертый входы перемножителей 3 и 4, с выходов которых мнимая и .действительная компоненты результатов перемножения (фиг. 4а, б, в, г) поступают на первый и второй входы соот5 ветствующих блоков 5 и 6. Возможный вариант реализации блоков 5 и 6 изображен на фиг. 3 и является цифровой реализацией схемы Костаса с ограничителем в косинусном (действительном) канале. На выходе

0 преобразователя 35 кода формируется цифровой код дискриминатрра ФАПЧ, поступающий в блок цифрового фильтра 36, на выходе которого формируется управляющий код, подаваемый в блок цифрового сиг5 нализатора отсчетов 37, где и происходит синтез бинарных отсчетов опорных колебаний с необходимыми частотой и фазой. Выходы блока 37 ЦСО являются первым и вторым выходами блоков 5 и 6 ФАПЧ. В

0 установившемся режиме слежения блоков 5 и 6 цифровой код дискриминатора близок к нулю, а управляющий код на выходе цифрового фильтра 36 равен определенной постоянной величине.

5 Управляющие коды с третьих выходов блоков 5 и 6 поступают на входы комбинационного сумматора 19, входящего в схему регенерации синхроимпульсов, состоящей из комбинационного сумматора 19, накопи0 тельного сумматора 20 и двух элементов ИЛИ 21 и 26. Суммарный управляющий код, поступающий с выхода комбинационного сумматора 19, циклически накапливается в накопительном сумматоре 20 до моментов

5 его переполнения. Первый, второй и третий выходы накопительного сумматора 20 являются выходами его разряда переполнения и двух старших разрядов. Уровень 1 появляется на выходе разряда переполнения с частотой, равной разности верхней Тв и нижней fH частот манипуляции входного частот- но-манилулированного радиосигнала с непрерывной фазой, причем независимо от его допплеровского смещения и в строгом соответствии с его фазой: fr fa - fa. Для частотной манипуляций с минимальным сдвигом (ММС) fi fc/2 (фиг. 4а), где ft- - частота следования символов информации. На выходе логического элемента ИЛИ 21 синхроимпульсы, также соответствующие появлениюуровня 1, имеют частоту следования - fc (фиг. 4и), а на выходе элемента ИЛИ 26 - частоту fs 4fi 2fc (фиг. 4к). Регенерированные таким образом синхроимпульсы поступают на управляющие входы соответствующих блоков схемы Когерентного приемника (фиг. 1). Блоки 22 и 23 задержки служат для согласования моментов прихода синхроимпульсов с временем распространения цифровых отсчетов обрабатываемого сигнала.

В стробируемых накопителях и8 действительные компоненты результатов перемножения входного сигнала и опорных колебаний (фиг. 46, г), поступающие со вторых выходов перемножителей 3 и 4, накапливаются за время, равное длительности передаваемых символов информации, иначе, периоду следования управляющих импульсов сброса (фиг. 4и). Буферные регистры 9 и 14 служат для хранения накопленных отсчетов сигналов.в промежутках времени между импульсами сброса, обнуляющими стробируемые накопители 7 и 8.:

Комбинационные сумматоры 10, 11 и 17, мультиплексор 16, регистр 18, сумматор 12 по модулю два и Д-триггер 24 реализуют оптимальный трехсимвольный алгоритм обработки принимаемого сигнала, обеспечивающий минимальную ошибку демодуляции информационного символа. При этом регистр 18 и Д-триггер 24 выполняют функцию блоков задержки на длительность одного символа, функцию порогового устройства выполняет комбинационный сумматор 11, выходом которого является выход его знакового (старшего) разряда, а сумматор 12 по Модулю два служит перемножителем цифровых бинарных сигналов. Оценка текущего передаваемого символа информации формируется уже на выходе сумматора 12, но ее точная временная привязка к последовательности синхроимпульсов символьной частоты fc осуществляется в Д-триггере 13, выход которого является выходом когерентного приемника. Работа описанных блоков иллюстрируется на фиг. 4 и 5: временные диаграммы д, е, ж, м-т.

С выхода тактового генератора 2 тактовые импульсы с частотой следования, равной частоте дискретизации тд, поступают на второй вход блока 1 АЦКП, на третьи входы

стробируемых накопителей 7 и 8, на четвертые входы блоков.5 и 6 ФАПЧ и на второй вход накопительного сумматора 20, что необходимо для обеспечения их функционирования.

Процесс демодуляции символов информации иллюстрируется временными диаграммами, изображенными на фиг, 4 и 5, где показано полное исключение (в отличие от прототипа) эффекта обратной работы. Перескоки фазы опорных колебаний на п происходят при работе когерентного приемника под воздействием шумовых (помеховых) выбросов, появление которых имеет малую, но, тем не менее, конечную вероятность.

Фазовая неопределенность восстановления опорных колебаний приводит к такой же неопределенности знака какой-либо из действительных компонент (фиг, 46, в) результатов комплексного перемножения

входного сигнала на опорные колебания. На временных диаграммах фиг. 4 и.5 пунктирными линиями изображен процесс демодуляции при перескоке фазы опорного колебания (для примера в блоке 5 ФАПЧ,

фиг. 1). Помимо инверсии соответствующей действительной компоненты (фиг. 46, д) в соответствии с изменившимся управляющим кодом, поступающим в.третьего выхода блока 5 ФАПЧ на первый вход комбинационного сумматора 19, изменится и фаза последовательности синхроимпульсов с полусимвольной частотой (фиг. 4а), что приведет к инверсии (сдвигу фазы) синхросигнала (фиг. 4к); управляющего работой

преобразователя кода 15 и мультиплексора 16. Дальнейший процесс демодуляции показан пунктирными линиями на последующих диаграммах фигур 4 и 5. В итоге последовательность демодулированных информационных символов будет такой же, как и при отсутствии фазового перескока опорного колебания. Таким образом, в отличие от прототипа, реализованный оптимальный (Трехсимвольный) алгоритм

демодуляции инвариантен к фазовой неопределенности восстанавливаемых опорных колебаний, т.е. он полностью исключает эффект обратной работы при демодуляции информационных символов. Тем самым

существенно повышается достоверность приема дискретной информации.

Формула изобретения Когерентный приемник частотно-модулированных радиосигналов с непрерывной

фазой, содержаний первый и второй перемножители, первый и второй блоки фазовой автоподстройки частот и первый и второй стробируемые накопители, о т л и- ч а ю щ и и с я тем, что, с целью повышения достоверности приема и повышения предельной скорости передачи информации при фиксированной частоте дискретизации радиосигналов, введены аналого-цифровой квадратурный преобразователь, тактовый генератор, последовательно соединенные первый регистр, первый и второй комбинационные сумматоры, сумматор по модулю два и первый Д-триггер, последовательно соединенные второй регистр, преобразователь прямого кода в дополнительный, муль- типлексор, второй комбинационный сумматор и третий регистр, последовательно соединенные четвертый комбинационный сумматор, накопительный сумматор, первый элемент ИЛИ и первый и второй блоки задержки, а также второй и третий Д-триггеры и второй элемент ИЛИ, при этом первый вход аналого-цифрового квадратурного преобразователя является входом когерентного приемника, а его первый и второй выходы соединены.с соответствующими входами первого и второго перемно- жителёй,. третий и четвертый входы которых соединены с первым и вторым выходами соответственно первого и второго блоков фазовой автоподстройки частоты, первый и второй входы которых соединены с первым и вторым выходами соответствующих перемножителей, третьи выходы первого и второго блоков фазовой автоподстройки частоты соединены с первым и вторым входами четвертого комбинационного сумматора, второй и третий выходы накопительного сумматора - соответственно с вторым входом первого и

пер вым входом второго элементов ИЛИ, а выход второго элемента ИЛИ - с третьими входами первого и второго блоков фазовой автоподстройки частоты, вторые выходы

первого и второго перемнржителей - с первыми входами соответственно первого и второго стробируемых накопителей, выходы которых соединены соответственно с первыми входами первого и второго регистpOBi вторые входы первого и второго стробируемых накопителей, первого и второго регистров соединены с выходом первого блока задержки, выход второго регистра - с вторым входом мультиплексора, второй выход которого соединен с вторыми входами первого комбинационного сумматора, выход третьего регистра - с вторыми входами второго комбинационного сумматора, выход которого соединен с первым входом

второго Д-триггера, выход которого соединен с вторым входом сумматора по модулю два, а вторые входы третьего регистра второго Д-триггера и второго элемента ИЛИ соединены с выходом первого элемента

ИЛИ, выход тактового генератора - с вторым входом аналого-цифрового квадратурного преобразователя, с третьими входами стробируемых накопителей, четвёртыми входами блоков фазовой автоподстройки

частоты и вторым входом накопительного сумматора, первый выход которого соединен d первым входом третьегоо Д-триггера, второй вхо д и выход которого соединены соответственно с выходом первого элемента ИЛИ и третьим входом мультиплексора, выход первого регистра - с вторым входом третьего комбинационного сумматора, выход второго блока задержки - с вторым входом первого Д-триггера, выход которого является выходом когерентного приемника.

Фиг. I.

СП Ч

ел

N N

(rt О

ю

со о

о

СП

Изобретение относится к радиосвязи и может использоваться в системах передачи дискретной информации по радиоканалам с жесткими требованиями по ограничению полосы пропускания. Целью изобретения является повышение достоверности приема и повышение предельной скорости передачи информации при фиксированной частоте дискретизации радиосигналов. Для достижения цели введены аналого-цифровой квадратурный преобразователь и тактовый генератор с частотой дискретизации, близкой к символьной частоте, и одновременным гетеродин-ированием входного радиосигнала в область нулевых частот, при реализации системы восстановления опорных колебаний, включающей блоки фазовой автоподстройки частоты и введенную схему регенерации синхроимпульсов и отслеживающей верхнюю и нижнюю частоты передачи дискретных символов информации, спектральные гармоники которых будут расположены в низкочастотной области, а также введены схемы оптимальной обработки с принятием решения о передаваемом символе информации по результату накопления энергии принимаемого сигнала на трех символах. 5 ил. со С

Распределитель

V

N о

Принимаете символы информации k { { о о 4 ооо { I о 1 - . о

Интерпретация кодов отсчетов: а - ж, к - п. Игill J til

41 ФФ

miminnit . ;. Tlillii .; tit .j .....;1; .тПИП .. ;ii-ii iiiii 4l ;iii:i; .4 ; : Ц111Н1111 iiiii Ч

Ь

ттпмптптит timii

ф ттщлуг

г .тЬ. ih ....

Ф

4T

MIi

к J TEI IirnL rTlCJr r

Д i I i I i i i i i i i I i i i i i i i i i i i i i м i i i i

ter. :,.4. 55

Ф

th

шаг

th .

41

i i i i i i

Принимаемые симэолгтшформапии

{ { О О { О О , О t ( jQ i , О