ЦИФРОВАЯ СИСТЕМА СЕЛЕКЦИИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ Российский патент 1997 года по МПК G01S13/52 

Изобретение относится к радиолокации, в частности к обнаружению сигналов на фоне негауссовых пассивных помех.

Была предложена и исследована негауссова модель отражений от хаотически распределенных в пространстве объектов. На основании это модели был осуществлен синтез асимптотически оптимального обнаружителя сигналов, представляющего последовательно соединенные нелинейную систему селекции движущихся целей (СДЦ), согласованный фильтр, междупериодный когерентный накопитель сигнальной пачки и пороговое устройство. Нелинейная система СДЦ включает в себя пару междупериодных обеляющих фильтров (ОФ) и безынерционный нелинейный преобразователь (НП) между ними [1] Была доказана необходимость обеления (устранения частотной зависимости спектральной плотности мощности) помехи на входе НП. В известных линейных системах СДЦ [2] рассчитанных на компенсацию гауссовых помех, задача обеления помехи не стоит столь остро как при негауссовом помеховом воздействии. Поскольку в реальных условиях гауссовость помехи почти никогда не наблюдается, характеристики помехозащищенности используемых радиолокаторов ухудшаются при малейшем изменении закона распределения помехи. Использование же в нелинейных обнаружителях известных систем СДЦ, основанных на принципе минимизации мощности помехи на выходе, приводит не к улучшению, а к ухудшению характеристик помехозащищенности, так как при неполном обелении помехи в НП образуются комбинационные составляющие спектра неподавленных остатков. Таким образом, важнейшей составной частью нелинейных систем СДЦ [1] на фоне негауссовых помех является междупериодный ОФ. В условиях неизвестной статистики помех данный фильтр должен быть адаптивным, то есть менять свои параметры в соответствии с изменением характеристик помех.

Известно множество систем СДЦ, осуществляющих адаптацию ее параметров по критерию минимума дисперсии помехи на выходе (например [2]). Однако данный критерий не ставит своей задачей устранение частотной зависимости выходного спектра помехи. В одних случаях компенсация помехи приводит к "недообелению", а в других к "переобелению" помехи. Поэтому использование критерия минимума дисперсии помехи на выходе недопустимо при воздействии негауссовых помех. Так, в случае воздействия негауссовых пассивных помех с неизвестной доплеровской частотой использование критерия минимума дисперсии ошибки измерений доплеровского смещения частоты помехи приводит к некачественной ее компенсации в смысле решения задачи обеления и, как следствие, к возникновению коррелированных остатков на выходе СДЦ. В связи с этим возникает задача построения адаптивной по доплеровской частоте системы СДЦ, использующей иной критерий качества, причем этот критерий должен приводить к обелению помехи на выходе ОФ.

Наиболее близким техническим решением, совпадающим с предлагаемым устройством по большинству существенных признаков является система СДЦ [2] Устройство содержит первый ограничитель, вход которого служит входом всей системы и который подключен к двум каналам, один из которых синфазный, а другой квадратурный, каждый из них включает первый смеситель, основной вход которого является входом канала, линию задержки, вход которой подключен к выходу первого смесителя, второй и третий смесители, опорными входами которых являются выходы с линии задержки и первого смесителя соответственно, сумматор, входами которого в синфазном канале являются выходы вторых смесителей, в квадратурном канале выходы третьих смесителей обоих каналов, последовательно соединенные фазовый детектор обратной связи, основным и опорными входами которого являются выходы синфазного и квадратурного каналов соответственно, второй ограничитель, регулятор чувствительности, усилитель, делитель, интегратор, умножитель и накопитель, формирователь коэффициента нормировки, выход которого подключен к вторым входам умножителя и делителя, когерентный гетеродин, выход которого подключен к опорным входам второго и третьего смесителя синфазного канала, а также через фазосдвигающую на 90^o цепочку - к опорным входам второго и третьего смесителя квадратурного канала, управляемый фазовращатель, управляющий вход которого соединен с накопителем цепи обратной связи, а основной вход с выходом вышеупомянутого гетеродина, выход управляемого фазовращателя подключен к опорному входу первого смесителя синфазного канала, а также через вторую фазосдвигающую на 90^o цепочку к опорному входу первого смесителя квадратурного канала, выходом системы являются опорные входы первых смесителей каналов.

Данная система была переведена в цифровую, которая обеспечивает то же качество компенсации доплеровской частоты и выбрана в качестве прототипа.

На фиг. 2 представлена цифровая система СДЦ, которая содержит два канала 1, первый из которых синфазный, а второй квадратурный, входы которых объединены и являются основным входом всей системы, а косинусный и синусный управляющие входы объединены между собой соответственно, последовательно соединенные когерентный гетеродин 2 и фазорасщепительную на 90^o цепочку 3, выходы которой подключены к опорным входам соответствующего канала, последовательно соединенные первую линию задержки 18, входом которой является выход первого канала и первый сумматор 14, вторую линию задержки 19, входом которой является выход второго канала и выход которой подключен к второму входу первого сумматора 14, второй сумматор 17, входами которого являются выходы обоих каналов, последовательно соединенные перемножитель цепи обратной корреляционной связи 4, входами которого являются выходы первого и второго сумматоров, ограничитель 20, регулятор чувствительности 21, усилитель 22, делитель 23, интегрирующий фильтр 5, первый умножитель на постоянное число 6, накопитель 24 и цифровой генератор гармонических колебаний 7, косинусный и синусный выходы которого подключены к соответствующим управляющим входам каналов, которые являются выходом всей системы, формирователь коэффициента нормировки 25, выход которого подключен к вторым входам делителя и первого умножителя на постоянное число, каждый из упомянутых каналов включает последовательно соединенные фазовый детектор 8, основной и опорный входы которого являются соответствующими входами канала, аналого-цифровой преобразователь 9, первый перемножитель 10, второй вход которого подключен к косинусному управляющему входу канала, и сумматор 11, выход которого является выходом канала, а также второй перемножитель 12, один вход которого соединен с выходом аналого-цифрового преобразователя другого канала, второй вход подключен к синусному управляющему входу канала, а выход к второму входу сумматора.

Недостатком прототипа является снижение защищенности при воздействии негауссовых помех с неизвестным доплеровским смещением частоты. Устройство осуществляет "грубую" компенсацию доплеровской частоты по критерию минимума дисперсии ошибки измерений доплеровской частоты помехи, в результате чего на выходе системы СДЦ спектр выходного процесса оказывается неравномерным. Процесс с неравномерным спектром, проходя через НП, приобретает новые спектральные составляющие (продукты нелинейного взаимодействия отдельных спектральных составляющих), подавить которые уже невозможно никакими известными методами, и впоследствии накапливается в когерентном накопителе. В результате этого в областях действия помехи на выходе обнаружителя резко увеличивается число ложных тревог. При проведении математического моделирования на ЭВМ исследовались показатели качества обнаружения асимптотически оптимального обнаружителя при воздействии помехи с негауссовым законом распределения, в частности с одномерным лапласовским законом и с гауссовой формой спектральной плотности мощности. Дисперсия помехи выбиралась равной единице. На выходе прототипа в спектральной области образовывались нескомпенсированные продукты основной доплеровской частоты 20 Гц на уровне -35 dB, второй гармоники на частоте 40Гц на уровне -43dB и т. д. При этом на выходе обнаружителя вероятность ложной тревоги составляла 3 • 10^-4 вместо заданной 10^-6. Для поддержания требуемой вероятности ложной тревоги требовалось повысить порог обнаружения на 0,25 dB.

Задачей изобретения является повышение защищенности от негауссовых помех с неизвестной доплеровской частотой.

Поставленная задача решается известной системой СДЦ, содержащей два канала, первый из которых синфазный, а второй квадратурный, входы которых объединены и являются основным входом цифровой системы селекции движущихся целей, а косинусный и синусный управляющие входы объединены между собой соответственно, последовательно соединенные когерентный гетеродин и фазорасщепительную на 90^o цепочку, выходы которой подключены к опорным входам соответствующего канала, первый и второй сумматоры, цепь корреляционной обратной связи, включающей перемножитель, интегрирующий фильтр, первый умножитель на постоянное число и цифровой генератор гармонических колебаний, косинусный и синусный выходы которого подключены к соответствующим управляющим входам каналов, каждый из упомянутых каналов включает последовательно соединенные фазовый детектор, основной и опорный входы которого являются соответствующими входами канала, аналого-цифровой преобразователь, первый перемножитель, второй вход которого подключен к косинусному управляющему входу канала, и сумматор, выход которого является выходом канала, а также второй перемножитель, один вход которого соединен с выходом аналого-цифрового преобразователя другого канала, второй вход подключен к синусному управляющему входу канала, а выход к второму входу сумматора, согласно изобретению между выходом первого сумматора и входом второго сумматора дополнительно введена цепочка, состоящая из последовательно соединенных двух цифровых фильтров подавления помехи, настроенных на нулевую доплеровскую частоту и второго умножителя на постоянное число, причем первый вход первого сумматора соединен с выходом первого канала, второй его вход с выходом второго сумматора и с первым входом перемножителя цепи корреляционной обратной связи, второй вход которого соединен с выходом второго канала, выход первого цифрового фильтра подавления помехи является выходом устройства, дополнительно включен цифровой генератор шума, выход которого подключен к второму входу второго сумматора, выход перемножителя цепи корреляционной обратной связи соединен с входом интегрирующего фильтра, выход которого соединен с первым умножителем на постоянное число, управляющий вход цифрового генератора гармонических колебаний соединен с выходом первого умножителя на постоянное число.

Анализ научно-технической, патентной и конъюнктурно-экономической информации показал, что предлагаемая система является "новой" и соответствует критерию "изобретательский уровень". Необходимость включения в предлагаемое устройство дополнительных элементов и связей состоит в стремлении обеспечить на выходе цифрового фильтра подавления независимость спектральной плотности мощности выходного процесса от частоты. Цифровой фильтр подавления при этом является обеляющим с передаточной характеристикой H_o(ω) = S_x(ω)^-1/2, где S_x(ω)^-1/2- спектральная плотность мощности помех.

Цифровой ОФ реализуется на указанных вновь введенных элементах и совместно с остальной частью схемы образует цифровую обеляющую систему СДЦ с автоматической компенсацией доплеровской частоты помехи. В предлагаемой системе СДЦ осуществляется минимизация мощности ошибки рассогласования между подаваемым некоррелированным шумом с цифрового генератора шума μ(t) и выходом второго умножителя на постоянное число. При этом оптимальная (т. е. при условии обеспечения указанного минимума) передаточная характеристика цифрового фильтра подавления помехи в точности соответствует характеристике ОФ, настроенного на помеху с нулевой доплеровской частотой. Чтобы показать это, необходимо записать интегральное уравнение, связывающее случайный процесс на первом входе первого сумматора x(t) с выходным процессом y(t) на выходе второго сумматора

где β постоянная второго умножителя на постоянное число;
h(τ) импульсная характеристика цифрового фильтра подавления помех (коэффициенты передачи обоих фильтров подавления комплексно сопряжены).

Переходя к Фурье-изображениям процессов X(ω), Y(ω), перенося слагаемое, содержащее Y(ω), в левую часть, а затем взяв обратное преобразование Фурье, получают

где

Возводя обе части уравнения (2) в квадрат, полагая случайные процессы x(t) и y(t) стационарными и проведя ансамблевое усреднение, находят выражение для дисперсии ошибки рассогласования

где D_μ дисперсия шума. Минимальное значение этой ошибки обеспечивается при оптимальной передаточной характеристике фильтра подавления помехи H(ω) = H_opt(ω), нахождение которой требует вычисления градиента (3) по функции H(ω) и приравнивания его к нулю. При этом из (3) образуется уравнение оптимизации

решением которого является оптимальная передаточная характеристика

При β = D-1/2μ

выражение (5) в точности совпадает с передаточной характеристикой ОФ. Таким образом, минимизация дисперсии ошибки рассогласования (выход второго сумматора) приводит к тому, что передаточная характеристика цифрового фильтра подавления становится равной характеристике идеально обеляющего фильтра, а сам фильтр подавления превращается в обеляющий для помехи с нулевой доплеровской частотой. Для того, чтобы он сохранял обеляющие свойства при неизвестной доплеровской частоте помехи необходимо выход второго сумматора подать на первый вход перемножителя цепи корреляционной обратной связи, т. е. замкнуть обратную связь контура настройки СДЦ на доплеровскую частоту помехи.

Таким образом, рассмотренный признак обеспечивает соответствие технического решения критериям: техническое решение задачи и положительный эффект.

Сравнение предлагаемого с другими техническими решениями показывает, что цифровой генератор шума, цифровые фильтры подавления помех и умножитель на постоянное число широко известны. Однако при их введении в указанной связи с остальными элементами схемы в предлагаемое устройство вышеуказанные блоки проявляют новые свойства обеления помехи, что приводит к повышению защищенности от негауссовых помех с неизвестной доплеровской частотой. Это позволяет сделать вывод о соответствии технического решения критерию "существенные отличия".

На фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемой цифровой системы СДЦ, где введены следующие обозначения: 1 канал; 2 когерентный гетеродин; 3 фазорасщепительная на 90^o цепочка; 4 перемножитель цепи корреляционной обратной связи; 5 интегрирующий фильтр; 6 первый умножитель на постоянное число; 7 цифровой генератор гармонических колебаний; 8 - фазовый детектор; 9 аналого-цифровой преобразователь; 10 первый перемножитель; 11 сумматор; 12 второй перемножитель; 13 цифровой генератор шума; 14 первый сумматор; 15 цифровой фильтр подавления помехи; 16 второй умножитель на постоянное число, 17 второй сумматор.

Цифровая система СДЦ (см. фиг. 1) содержит два канала 1, первый из которых синфазный, а второй квадратурный, входы которых объединены и являются основным входом цифровой системы селекции движущихся целей, а косинусный и синусный управляющие входы объединены между собой соответственно, последовательно соединенные когерентный гетеродин 2 и фазорасщепительную на 90^o цепочку 3, выходы которой подключены к опорным входам соответствующего канала, первый сумматор 14 и второй сумматор 17, цепь корреляционной обратной связи, включающей перемножитель 4, интегрирующий фильтр 5, первый умножитель на постоянное число 6 и цифровой генератор гармонических колебаний 7, косинусный и синусный выходы которого подключены к соответствующим управляющим входам каналов, каждый из упомянутых каналов включает последовательно соединенные фазовый детектор 8, основной и опорный входы которого являются соответствующими входами канала, аналого-цифровой преобразователь 9, первый перемножитель 10, второй вход которого подключен к косинусному управляющему входу канала, и сумматор 11, выход которого является выходом канала, а также второй перемножитель 12, один вход которого соединен с выходом аналого-цифрового преобразователя другого канала, второй вход подключен к синусному управляющему входу канала, а выход к второму входу сумматора. В систему между выходом первого сумматора и входом второго сумматора введена цепочка, состоящая из последовательно соединенных двух цифровых фильтров подавления помехи 15, настроенных на нулевую доплеровскую частоту, и второго умножителя на постоянное число 16, причем первый вход первого сумматора соединен с выходом первого канала, второй его вход с выходом второго сумматора и с первым входом перемножителя цепи корреляционной обратной связи, второй вход которого соединен с выходом второго канала, выход первого цифрового фильтра подавления помехи является выходом устройства, включен цифровой генератор шума 13, выход которого подключен к второму входу второго сумматора, выход перемножителя цепи корреляционной обратной связи соединен с входом интегрирующего фильтра, выход которого соединен с первым умножителем на постоянное число, управляющий вход цифрового генератора гармонических колебаний соединен с выходом первого умножителя на постоянное число.

Устройство работает следующим образом. С выхода приемного устройства РЛС (на фиг. 1 не указано) на вход системы поступает узкополосное радиочастотное колебание пассивной помехи с неизвестной доплеровской частотой w_d
x(t) = A(t)cos[(ω_o+ω_d)t-Φ(t)]
где A(t), Φ(t) случайные амплитуда и фаза помехи;
ω_o/ промежуточная частота.

В фазовых детекторах 8, смешиваясь с гармоническими колебаниями промежуточной частоты, формируемыми гетеродином 2 и фазорасщепительной на 90^o цепочкой 3, образуются видеочастотные квадратурные составляющие помехи

Эти колебания в каждом канале поступают на аналого-цифровой преобразователь 9, где преобразуются с периодом дискретизации Δt в цифровой код x_c(νΔt), x_s(νΔt). Далее указанные цифровые слова в перемножителях 10 и 12 и сумматоре 11 смешиваются с цифровыми кодами с выходов цифрового генератора гармонических колебаний 7. Частота колебаний генератора 7 ω_г подстраивается цепью корреляционной обратной связи, поэтому на выходах сумматоров 11 образуются синфазная и квадратурная составляющие разностной частоты

Если частота цифрового генератора 7 ω_г в точности совпадает с доплеровской частотой помехи ω_d то на выходе сумматоров 11 присутствуют колебания помехи с нулевой частотой (доплеровская частота помехи скомпенсирована). При этом указанная помеха поступает в цифровую обеляющую систему СДЦ, состоящую из сумматоров 14 и 17, двух цифровых фильтров подавления помехи 15, второго умножителя на постоянное число 16 и генератора шума 13. Выше было показано, что при отсутствии у помехи доплеровского сдвига частоты на выходе первого фильтра 15 спектр процесса не зависит от частоты (т. е. происходит обеление), а на выходе сумматора 17 обеспечивается минимально возможная дисперсия ошибки между некоррелированным шумом с выхода генератора 13 и процессом на выходе умножителя 16. Минимизация ошибки рассогласования приводит к тому, что среднее значение процесса на выходе перемножителя цепи корреляционной обратной связи 4 становится пренебрежимо малым и цепь корреляционной обратной связи автоматически разрывается (произошло установление частоты цифрового генератора). Если в начальный момент ω_d ≠ ω_г, то доплеровская частота помехи на выходе сумматоров 11 не скомпенсирована и, следовательно, на выходе первого фильтра 15 обеления помехи не происходит, а дисперсия ошибки рассогласования достаточно велика. Это приводит к тому, что цепь корреляционной обратной связи начинает вырабатывать управляющее напряжение на генератор 7, уменьшающее разницу частот ω_d - ω_г Управление будет происходить до тех пор, пока дисперсия ошибки рассогласования не станет минимальной, цифровой генератор 7 не начнет генерировать колебания с частотой ω_г = ω_d, а фильтр 15 не станет обелять поступающую на его вход пассивную помеху.

Примеры конкретного выполнения и работы предлагаемой цифровой системы известны. Цифровой фильтр подавления помехи с нулевой доплеровской частотой 15 может быть реализован в рекурсивной или в нерекурсивной форме. Частотная характеристика первого фильтра 15 должна быть комплексно сопряжена с характеристикой второго фильтра 15
H₁(ω) = H*2

(ω) = H₂(-ω)
При известной нормированной спектральной плотности мощности помехи с нулевым смещением доплеровской частоты этот фильтр должен иметь характеристику H(ω) = S_x(ω)^-1/2 и может синтезироваться любым из известных методов (нерекурсивный, рекурсивный Чебышева, рекурсивный Баттерворта, рекурсивный эллиптический). При этом предполагается, что спектр помехи с нулевой доплеровской частотой либо полностью известен (в основном зависит от формы диаграммы направленности антенны (ДНА) РЛС), либо может быть измерен с помощью вспомогательной аппаратуры внутристанционных измерений. Обычно, зная форму ДНА, можно заранее определить форму нормированного спектра пассивной помехи. Наиболее простой реализацией фильтров 15 является N-кратная схема черезпериодного вычитания [2] где N количество импульсов в сигнальном пакете. Цифровой генератор шума хорошо известен и обычно реализуется в виде генераторов псевдослучайных последовательностей на сдвигающих регистрах.

Результаты моделирования предлагаемого устройства показали, что нескомпенсированных продуктов нелинейного преобразования доплеровской частоты не наблюдается на уровне выше -60 dB. При этом вероятность ложной тревоги соответствует заданной. Таким образом, выигрыш порогового сигнала за счет использования преллагаемого устройства составляет 6,4 dB.

Экспериментальные исследования предлагаемого устройства в составе негауссовых обнаружителей РЛС ВВЧ, УВЧ и S-диапазонов показали выигрыш в величине порогового сигнала 8 10 dB по сравнению с прототипом. Возможно и дальнейшее улучшение характеристик радиолокаторов при неизвестном законе распределения пассивной помехи за счет адаптации параметров непосредственно фильтров подавления помехи 15. При этом адаптация этих параметров также может осуществляться по критерию минимума ошибки рассогласования.

Изобретение относится к радиолокации, в частности к устройствам обнаружения сигналов на фоне негауссовых пассивных помех. Изобретение позволяет повысить защищенность РЛС от негауссовых пассивных помех с неизвестным доплеровским смещением частоты. Для этого в цифровую систему селекции движущихся целей, содержащую два канала, первый из которых синфазный, а второй квадратурный, входы которых объединены и являются основным входом цифровой системы селекции движущихся целей, а косинусный и синусный управляющие входы объединены между собой соответственно, последовательно соединенные когерентный гетеродин и фазорасщепительную на 90^o цепочку, выходы которой подключены к опорным входам соответствующего канала, первый и второй сумматоры, цепь корреляционной обратной связи, включающей перемножитель, интегрирующий фильтр, первый умножитель на постоянное число и цифровой генератор гармонических колебаний, косинусный и синусный выходы которого подключены к соответствующим управляющим входам каналов, каждый из упомянутых каналов включает последовательно соединенные фазовый детектор, основной и опорный входы которого являются соответствующими входами канала, аналого-цифровой преобразователь, первый перемножитель, второй вход которого подключен к косинусному управляющему входу канал, и сумматор, выход которого является выходом канала, а также второй перемножитель, один вход которого соединен с выходом аналого-цифрового преобразователя другого канала, второй вход подключен к синусному управляющему входу канала, а выход - к второму входу сумматора, дополнительно между выходом первого сумматора и входом второго сумматора введена цепочка, состоящая из последовательно соединенных двух цифровых фильтров подавления помехи, настроенных на нулевую доплеровскую частоту и второго умножителя на постоянное число, причем первый вход первого сумматора соединен с выходом первого канала, второй его вход - с выходом второго сумматора и с первым входом перемножителя цепи корреляционной обратной связи, второй вход которого соединен с выходом второго канала, выход первого цифрового фильтра подавления помехи является выходом устройства, дополнительно включен цифровой генератор шума, выход которого подключен к второму входу второго сумматора, выход перемножителя цепи корреляционной обратной связи соединен с входом интегрирующего фильтра, выход которого соединен с первым умножителем на постоянное число, управляющий вход цифрового генератора гармонических колебаний соединен с выходом первого умножителя на постоянное число. 2 ил.

Цифровая система селекции движущихся целей, содержащая два канала, первый из которых синфазный, а второй квадратурный, входы которых объединены и являются основным входом цифровой системы селекции движущихся целей, а косинусный и синусный управляющие входы объединены между собой соответственно, последовательно соединенные когерентный гетеродин и фазорасщепительную на 90^o цепочку, выходы которой подключены к опорным входам соответствующего канала, первый и второй сумматоры, цепь корреляционной обратной связи, включающий перемножитель, интегрирующий фильтр, первый умножитель на постоянное число и цифровой генератор гармонических колебаний, косинусный и синусный выходы которого подключены к соответствующим управляющим входам каналов, каждый из упомянутых каналов включает последовательно соединенные фазовый детектор, основной и опорный входы которого являются соответствующими входами канала, аналого-цифровой преобразователь, первый перемножитель, второй вход которого подключен к косинусному управляющему входу канала, и сумматор, выход которого является выходом канала, а также второй перемножитель, один вход которого соединен с выходом аналого-цифрового преобразователя другого канала, другой вход подключен к синусному управляющему входу канала, а выход
к второму входу сумматора, отличающаяся тем, что между выходом первого сумматора и входом второго сумматора дополнительно введена цепочка, состоящая из последовательно соединенных двух цифровых фильтров подавления помехи, настроенных на нулевую доплеровскую частоту и второго умножителя на постоянное число, причем первый вход первого сумматора соединен с выходом первого канала, второй его вход с выходом второго сумматора и с первым входом перемножителя цепи корреляционной обработки связи, второй вход которого соединен с выходом второго канала, выход первого цифрового фильтра подавления помехи является выходом устройства, дополнительно включен цифровой генератор шума, выход которого подключен к второму входу второго сумматора, выход перемножителя цепи корреляционной обратной связи соединен с входом интегрирующего фильтра, выход которого соединен с первым умножителем на постоянное число, управляющий вход цифрового генератора гармонических колебаний соединен с выходом первого умножителя на постоянное число.