СПОСОБ УМЕНЬШЕНИЯ ПЕРЕКРЕСТНОЙ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ ПРИ ПЕРЕДАЧЕ И/ИЛИ НАКОПЛЕНИИ АКУСТИЧЕСКИХ ИЛИ ОПТИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ Российский патент 1997 года по МПК H04J1/12 

Изобретение относится к способу уменьшения перекрестной частотной модуляции при передаче и/или накоплении акустических сигналов.

Передача и/или накопление оцифрованных акустических сигналов тем привлекательней, чем более удается уменьшить передаваемый массив данных без ощутимых потерь качества. Для уменьшения данных акустических сигналов известно много способов, связанных с преобразованием оцифрованных данных в частотном диапазоне или разделением в различных полосах частот.

Разделение в различных поддиапазонах может быть проведено в одну ступень при помощи фильтра или многоступенчато при помощи последовательного соединения двух или более фильтров, причем последующий фильтр может быть заменен преобразованием. Подготовленные таким образом данные подвергаются процессу обработки, который уменьшает массив данных с использованием статистики сигнала и психоакустики таким образом, что после передачи и обратного преобразования данных невозможно обнаружить никаких ощутимых для человеческого уха отличий от входного сигнала. По предложению стандартизации способов обработки данных для цифровых аудиосигналов Международной Организации по стандартам для разделения спектров сигналов в поддиапазоне устанавливают гибридный фильтр. Анализатор в кодере состоит из двух ступеней. Спектр входного сигнала сначала разлагается при помощи многофазного фильтра на 32 диапазона (как это описано в докладе H. J. Nusshaumen, M. Vetteri, "Computationally Efficient QMF Filter Banlrs", IEEE Proc. ICASSP 1984, с. 11.3.1-4) Непосредственно после этого каждый из этих диапазонов делится фильтром с компенсацией наложения спектров во временной области ТДАС Time Domain Alsasiang Cancellation на 12 полос). Такой ТДАС - фильтр описан в докладе J. P. Princen, A. W. Jonson, A. B. Bradlly, "Subband / Transform Coding Using Filter Bank Desings Based on Time Domain Aliasing Cancellation", Proc. ICASSP '87, s. 50.1.1-4.

В публикации S. A. Townes, T. K. Truong, The VLSI Design of a Sub-band coder, International Conference of Acoustic Speech and Signal Processing, T. 2. 1984, New York 34B21-24B24 фильтр с древовидной структурой сравнивается с фильтром с параллельной структурой для разработки поддиапазонных кодеров по СБИС-технологии.

Условием для применения последовательных ступеней разделения в способах обработки данных является хорошее разделение полос, поскольку каждая спектральная составляющая входного сигнала может оказывать влияние только на сигнал одного поддиапазона, а ошибки квантования, возникающие в поддиапазонах, влияют только на соответствующий частотный поддиапазон в выходном сигнале.

Фильтр поддиапазона всей системы должен обеспечивать как можно более высокое подавление в полосе отсечки. Последовательное размещение ступеней фильтрации или преобразования обусловливает однако неудовлетворительное подавление в полосе отсечки, соответственно большее число поддиапазонов попадает в переходные области предшествующей ступени разделения. Это ведет к заметному увеличению сигнала вне полосы пропускания в частотных характеристиках соответствующих фильтров поддиапазонов.

Спектральные составляющие входного сигнала в соответствующих частотных диапазонах влияют таким образом после пропускания ступеней разделения на сигналы поддиапазонов в виде компонентов перекрестной модуляции. Соответственно ошибки квантования в одном из таких поддиапазонов влияют на состав сигналов поддиапазонов вне этого поддиапазона.

При известных способах достигается противодействие ухудшению выходного сигнала от перекрестной частотной модуляции, что принимается во внимание при кодировании. Это возможно, однако, лишь в ограниченном объеме и ведет к увеличению сложности способа кодирования.

В основе изобретения лежит задача представить способ уменьшения перекрестной частотной модуляции, который особенно эффективен и работает независимо от последующего кодирования.

Эта задача решается при помощи отличительных признаков п. 1 формулы изобретения.

Для заданной системы разделения сигналов в частотных полосах, в которой осуществляется разделение в последовательных ступенях, могут быть установлены временные и фазовые соотношения компонентов сигнала и соответствующих компонентов перекрестной модуляции.

В соответствии с изобретением сигналы из поддиапазонов, в которых появляются соответствующие компоненты сигналов и перекрестной модуляции, после разделения подвергаются взвешенному суммированию. Полученные таким образом взвешенные сигналы поддиапазонов непосредственно кодируются, переносятся и/или накапливаются и декодируются. Чтобы исключить изменения сигнала, вызванные взвешенным суммированием, декодированные сигналы поддиапазонов перед суммированием подвергают операции, обратной взвешенному суммированию.

Дальнейшие варианты исполнения изобретения описаны в подпунктах формулы изобретения.

П. 2 описывает дополнительный вариант способа, который дает преимущество, если использована предшествующая ступень фильтра, разделяющая входной сигнал на четное число М поддиапазонов и отражающая спектральные составляющие в поддиапазонах. В этом случае выходные сигналы каждого второго поддиапазона этой ступени фильтра подвергаются операции коррекции, перед тем как сигнал подается в последующую ступень.

По п. 3 операция коррекции проводится путем умножения сигналов поддиапазонов на следующую форму1, 1, 1, 1, Эта операция ликвидирует отражение спектров поддиапазонов.

Положения, имеющие наибольшие преимущества для взвешенного суммирования, и для обратной операции даны в пп. 4 и 5.

По п. 6 оптимизируют весовые коэффициенты для суммирования относительно частотной характеристики последовательных ступеней. При этом в соответствии с п. 7 значение C_m для последующей ступени делением сигнала на четное число N поддиапазонов определяется как N/2.

Значительное преимущество изобретения состоит в том, что общий диапазон частот передачи существенно улучшен по сравнению с известными способами. При способе, описанном в изобретении, не возникает добавочных искажений сигнала, т. е. когда сигналы поддиапазонов без кодирования и декодирования снова сводятся вместе, на входную и выходную характеристики целой системы способ влияния не оказывает, т.к. при обратной операции первоначальные сигналы поддиапазонов восстанавливаются безошибочно.

Предложенный способ может иметь различные области применения. Так как снижение перекрестной частотной модуляции не зависит от применяемого способа кодирования, он годится для применения при передаче как акустических, так и оптических сигналов.

При разделении спектра сигналов на поддиапазоны могут быть применены два или более этапа. Отдельные этапы могут быть реализованы при помощи фильтров или кодирования с преобразованием.

На фиг. 1,а показано разделение спектра входного сигнала на поддиапазоны в схематическом изображении; на фиг. 1,в объединение сигналов поддиапазонов в выходной сигнал в схематическом изображении; на фиг. 2 фрагмент частотной характеристики фильтров в поддиапазонах 0 и 1 многофазного фильтра; на фиг. 3 фрагмент частотной характеристики соответствующего фильтра поддиапазона без применения предложенного в изобретении способа; на фиг. 4,а схематическое изображение взвешенного суммирования; на фиг. 4,в схематическое изображение обратной операции; на фиг. 5 фрагмент частотной характеристики соответствующего фильтра поддиапазона при применении предложенного в изобретении способа.

Без ограничения общности в дальнейшем описывается для лучшего понимания двухэтапный способ, при котором спектр входного сигнала при помощи многофазного фильтра разлагается на четное число М поддиапазонов и каждый такой поддиапазон еще разделится на четное число N полос при помощи последующего фильтра ТДАС (Time Domain Aliasing Cancellation).

Способ разделения спектра сигнала изображен на фиг. 1,а. Многофазный фильтр разделяет спектр s (n) входного сигнала при помощи фильтров на М поддиапазонов (М четное). Импульсные отклики фильтра поддиапазона получаются путем умножения эталонного импульсного отклика h_p длины L и косинусных функций, частоты которых соответствуют средним частотам поддиапазонов.

Выходные сигналы фильтров делятся на коэффициент М (на фиг. als Pfeil показано стрелкой вниз), так что сумма норм разложений во всех поддиапазонах остается равной норме разложения входного сигнала.

Поддиапазоны с нечетными индексами умножаются после фильтрования и разложения на следующую формул1, -1, 1, -1, чтобы аннулировать вызываемые фильтрами отображение, которое является причиной того, что в упомянутых поддиапазонах попеременно встречаются спектральные составляющие с высокими и низкими частотами. Для М сигналов поддиапазонов действительно:
Каждый из этих М поддиапазонов делится последующим ТДАС фильтром еще раз на N полос (N четное).

Импульсные отклики фильтра ТДАС-фильтра находятся умножением эталонного импульсного отклика h_т (длина 2 N ) на соответствующие косинусные функции. Для М х N сигналов фильтров поддиапазонов действительно

Последовательные фильтровые ступени, таким образом, разлагают входной сигнал на М х N частотных поддиапазонов.

Фиг. 1, в показывает объединение М х N сигналов поддиапазонов в один выходной сигнал.

На фиг. 2 фрагментарно изображены частотные характеристики двух соседних фильтров поддиапазонов многофазного фильтра с M 32. По вертикальной оси отложены импульсные отклики в дБ, по горизонтальной оси частота, нормированная по 384 поддиапазонам общего фильтра (М 32, N 12). Фрагмент распространяется на частотный диапазон первых 24 поддиапазонов общего фильтра. Частотная характеристика фильтра 0 поддиапазона показана сплошной, а фильтра 1 поддиапазона пунктирной линией. Отчетливо видно пересечение частотных характеристик фильтров поддиапазонов.

Так как в этой переходной области находятся многие поддиапазоны общего фильтра, сигнал в частотной характеристике соответствующего фильтра поддиапазона увеличивается, кроме полосы пропускания, также и в зоне отсечки. При превышении частотных характеристик в зоне отсечки каждая спектральная составляющая, частота f которой попадает в переходную область многофазного фильтра, соответственно появляется в двух поддиапазонах общего фильтра, а именно в виде составляющих сигнала в поддиапазоне с полосой пропускания при частоте f и в виде составляющих перекрестной модуляции в поддиапазоне с превышением на частоте f. Так появляется спектральная составляющая частоты f в поддиапазоне i N x k+m в виде составляющей сигнала и в поддиапазоне j N x k-1-m в виде составляющей перекрестной модуляции.

f_s частота дискретизации

Кроме того, составляющие сигнала и перекрестной модуляции лежат в соответствующих поддиапазонах при одной и той же частоте

Такое увеличение частотной характеристики в поддиапазонах общего фильтра изображено на фиг. 3. Чертеж показывает фрагмент частотных характеристик фильтра поддиапазона 9 (сплошная линия) и фильтра поддиапазона 14 (пунктир) без применения предложенного в изобретении способа уменьшения перекрестной частотной модуляции. Входной сигнал, который вызывает составляющую сигнала во всем поддиапазоне 9, приводит к составляющей перекрестной модуляции во всем поддиапазоне 14 и, наоборот, входной сигнал, ведущий к составляющей сигнала во всем поддиапазоне 14, приводит к составляющей перекрестной модуляции в поддиапазоне 9.

Для выбранного примера многофазного фильтра с последующим ТДАС фильтром анализ фазовых отношений дает разность фаз между составляющей сигнала и перекрестной модуляции 180^o для N/2≅m≅ -1 и 0^o для 0≅m≅N/2-1, если N является целым числом, кратным 4. Если N число, кратное 2 нечетное количество раз, тогда разность фаз составляет 0^o для -N/2≅m≅-1 и 180^o для 0≅m≅N/2-1
Эти фазовые разности делают возможным уменьшение составляющих перекрестной модуляции при помощи образования взвешенных сумм или разностей сигналов x_i и x_j поддиапазонов.

Фиг. 4, а схематически показывает операцию взвешенного суммирования с весовым коэффициентом c_m и выводимыми из нее коэффициентами d_m.

На фиг. 4, в схематически изображена операция, обратная взвешенному суммированию.

Благодаря равномерной структуре многофазного фильтра число весовых коэффициентов, требующих определения, равно N/2. Весовые коэффициенты оптимизируются так, что выбором соответственно оптимального весового коэффициента для каждого поддиапазона составляющие перекрестной модуляции уменьшаются по возможности более сильно.

На фиг. 5 показан фрагмент частотной характеристики фильтров 9 и 14 поддиапазонов. В сравнении с фиг. 3 показано отчетливое улучшение характеристик отсечки. Для этого примера даются следующие оптимизированные весовые коэффициенты c_m:
m c_m
-6 0,0000
-5 0,0145
-4 0,0600
-3 0,1700
-2 0,3900
-1 0,4500
Оптимизированные весовые коэффициенты для комбинации такого же многофазного фильтра с ТДАС-фильтром, дающим в 32 поддиапазонах по 18 полос, выглядят так:
m c_m
-9 0,0000
-8 -0,0037
-7 -6,0142
-6 -0,0410
-5 -0,0950
-4 -0,1850
-3 -0,3300
-2 -0,5350
-1 -0,6000
Выходные сигналы фильтра, модифицированного при помощи предложенного в изобретении способа, соответствуют сигналам поддиапазонов всего фильтра с улучшенными частотными характеристиками, так как подавление в полосе отсечки результирующих фильтров поддиапазонов оптимизировано при помощи подходящего набора весовых коэффициентов.

Изобретение касается способа уменьшения перекрестной частотной модуляции при передаче оцифрованных аудиосигналов.

Перекрестную частотную модуляцию всегда следует ожидать в том случае, когда разделение входного сигнала на поддиапазоны происходит последовательными этапами. При способе согласно изобретению сигналы из поддиапазонов, в которых спектральные составляющие определенных частот выступают как составляющие сигналы, и сигналы в поддиапазонах, в которых эти спектральные компоненты выступают как компоненты перекрестной модуляции в полосе отсечки, подвергаются взвешенному суммированию. После передачи сигналы поддиапазонов подвергаются операции, обратной взвешенному суммированию. Способ не зависит от выбранного способа кодирования и потому универсально применим. 6 з.п. ф-лы, 5 ил.

1. Способ уменьшения перекрестной частотной модуляции при передаче и/или накоплении оцифрованных акустических или оптических сигналов, при котором сигналы делят на частотные полосы, кодируют, передают и/или накапливают, декодируют и сигналы из частотных поддиапазонов опять объединяют в один сигнал, а разделение спектра сигнала на поддиапазоны производят последовательными этапами, отличающийся тем, что соответствующие сигналы поддиапазонов x_i, x_j из первых поддиапазонов i, в которых спектральные составляющие определенных частот выступают как составляющие сигнала, а соответствующие сигналы из вторых поддиапазонов j, в которых эти спектральные компоненты выступают как составляющие перекрестной модуляции в полосе отсечки, подвергают перед кодированием взвешенному суммированию, и тем, что сигналы поддиапазонов после декодирования подвергают операции, обратной взвешенному суммированию. 2. Способ по п.1, отличающийся тем, что при применении предшествующих этапов фильтрации и преобразования, которые делят входной сигнал на четное число M поддиапазонов и ведут к отражению спектральных составляющих в поддиапазонах, выходные сигналы каждого второго поддиапазона этого этапа перед подачей на следующий этап подвергают операции коррекции, которая исключает отражение составляющих спектра в поддиапазонах. 3. Способ по п.2, отличающийся тем, что операцию коррекции выполняют при помощи того, что в выходных сигналах нечетных поддиапазонов каждое второе значение умножают на -1, а выходные сигналы четных поддиапазонов остаются неизменными. 4. Способ по одному из пп.1 3, отличающийся тем, что взвешенные сигналы y_i, в поддиапазоне получают по следующим формулам:
y_i d_m • (x_i + C_m • x_j)

i N • K + m;
y_j d_m • (x_j C_m • x_i);

j N • K 1 m,
где x₁ сигнал поддиапазона i;
C_m весовые коэффициенты;
d_m определяют данными формулами из весовых коэффициентов C_m. 5. Способ по одному из пп.1 4, отличающийся тем, что операция, обратная взвешенному суммированию, проводится по следующим формулам:

где x_i сигнал поддиапазона i после проведения обратной операции;
взвешенный сигнал поддиапазона i после кодирования и декодирования. 6. Способ по п.4 или 5, отличающийся тем, что весовые коэффициенты C_m для взвешенного суммирования оптимизируют относительно частотных характеристик последовательных этапов. 7. Способ по одному из пп.4 6, отличающийся тем, что число весовых коэффициентов C_m, привлекаемых для взвешенного суммирования, наполовину меньше, чем число поддиапазонов последующего этапа.