СПОСОБ СПЕКТРАЛЬНОГО АНАЛИЗА СИГНАЛОВ Российский патент 1999 года по МПК G01R23/16 

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано при спектральном анализе сигналов с постоянной относительной разрешающей способностью по частоте.

Этот вид анализа, характеризующийся постоянством отношения полосы пропускания фильтра к его средней частоте широко используется при вибрационной диагностике механизмов, вибрационных и ударных испытаниях различных объектов, контроле качества изделий по параметрам вибрации и шума, в строительной акустике и других областях науки и техники.

При этом в качестве информативных используются такие параметры полосовых (отфильтрованных) сигналов, как пиковое значение (ПЗ), среднеквадратическое значение (СКЗ), пик-факторное значение (ПФЗ), инкремент колебаний (ИК), декремент колебаний (ДК), длительность переходного процесса (ДПП), из значений которых формируют соответствующие спектры. Кроме того, интерес представляют также огибающие колебаний полосовых сигналов и их параметры.

Известен способ спектрального анализа сигналов с постоянной относительной разрешающей способностью по частоте (см. "Didital Filters and FFT Technique in Real - Time Analysis" by R.B. Randall and R. Upton "Techical Review" N 1, 1978), заключающийся в том, что сигнал предварительно подвергают преобразованию Фурье, дающему спектр с полосами постоянной абсолютной ширины, а затем интегрируют указанные полосы для получения спектра с полосами постоянной относительной ширины. Указанный способ реализован в ряде анализаторов, например, таких как 2515 (фирма "Bruel & Kjaer"), SI1220 (фирма "Schlumberger Instruments"), HP3561A и HP35665A (фирма "Hewlett Packard").

Этот способ характеризуется рядом недостатков. Так амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) синтезированных фильтров в логарифмическом масштабе частот является несимметричной. При анализе сигналов в широком диапазоне частот (более 3-х декад) предварительную обработку сигнала, связанную с преобразованием Фурье, необходимо проводить несколько раз с различными значениями верхней частоты анализа. Это обстоятельство исключает возможность обработки сигнала в реальном масштабе времени и ограничивает область применения этого способа только анализом стационарных сигналов. К недостаткам этого способа следует также отнести ограниченные функциональные возможности, т.к. он позволяет оценивать только СКЗ сигнала в соответствующих полосах частот.

Известен также способ спектрального анализа сигналов, принятый за прототип (см. "Digitale Spektralanalyse" Buchholx G., Steckel K. "Nachrichtentechn. - Elektron.", 1983, 33, N 8, 333 - 335), заключающийся в том, что для подавления эффекта наложения сигнал фильтруют с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ) с частотой среза f_с = f_в (где f_в - верхняя частота в спектре сигнала) и подвергают дискретизации с частотой f_д > 2 • f_в и квантованию, затем сигнал фильтруют с помощью первого блока цифровых полосовых фильтров (ЦПФ), АЧХ которых примыкают друг к другу и занимают частотный поддиапазон (ЧП) с граничными частотами: верхняя - f_1в и нижняя - f_1н, одновременно с этим сигнал фильтруют спомощью первого цифрового ФНЧ ( ЦФНЧ) с частотой среза f_с1 = f_1н, а отфильтрованный сигнал подвергают децимации (прореживанию отсчетов) в (f_1в/f_1н) раз, после децимации сигнал фильтруют с помощью второго блока ЦПФ, занимающих ЧП с граничными частотами: верхняя - f_2в и нижняя - f_2н, одновременно с этим сигнал фильтруют с помощью второго ЦФНЧ с частотой среза f_с2 = f_2н, а отфильтрованный сигнал подвергают децимации в (f_2в/f_2н) раз и описанный выше процесс повторяют (L-2) раз (где L - число ЧП), для получения спектра анализируемого сигнала сигналы с выходов полосовых фильтров возводят в квадрат и усредняют.

Указанный способ реализован в ряде анализаторов, например, таких как 2123, 2143, 5940 (фирма "Bruel & Kjaer"), 2800, 3200 (фирма "Larson-Davis Laboratories").

Этот способ имеет ряд недостатков. Одним из них являются ограниченные функциональные возможности, т.к. рассматриваемый способ позволяет оценивать только СКЗ в полосах частот. Недостатком способа является также значительная методическая погрешность спектра СКЗ импульсных сигналов в режиме линейного усреднения. Отклики полосовых фильтров, используемых при анализе, на один и тот же входной импульсный сигнал имеют различную длительность. При фиксированном времени усреднения для большинства, если не для всех, полосовых фильтров будет иметь место неравенство длительности отклика и времени усреднения. При этом, если длительность отклика фильтра превышает время его усреднения, то при измерении СКЗ учитывается только часть энергии отклика.

Если же время усреднения отклика превышает его длительность, то при измерении СКЗ учитывается энергия не только отклика, но и шума. Недостатком способа является также неидентичность АЧХ ЦПФ, входящих в один блок, обусловленная неодинаковым влиянием на АЧХ указанных ЦПФ АЧХ предшествующего ЦФНЧ (см. "Digital Filters and FFT Technique in Real-Time Analysis" R.B. Randall and R. Upton "Technical Review" N 1, 1978, фиг. 10).

Целью изобретения является расширение функциональных возможностей способа за счет измерения в полосах частот пиковых значений (ПЗ), пик-факторных значений (ПФЗ), инкремента колебаний (ИК), декремента колебаний (ДК), длительности переходного процесса (ДПП) и детектирования огибающих полосовых сигналов (ДОПС), а также повышения точности измерения среднеквадратических значений (СКЗ) при анализе импульсных сигналов в режиме линейного усреднения.

Указанная цель достигается тем, что при дискретизации и квантовании исходного сигнала создают k-1 дополнительных последовательностей дискретных значений сигнала, где k - число ЦПФ в каждом из L частотных поддиапазонов (ЧП), определяемое допустимой погрешностью измерения информативных параметров сигнала, с частотой дискретизации в каждой i-ой последовательности, равной 4 • f_срi1, где f_срi1 - средняя частота i-го ЦПФ первого (верхнего) ЧП, каждую i-ую последовательность фильтруют с помощью i-ого ЦПФ первого ЧП и первого i-го ЦФНЧ с частотой среза f_сi1 = f_вi2, где f_вi2 - верхняя частота i-го ЦПФ второго ЧП, а сигнал с выхода первого i-го ЦФНЧ подвергают децимации в f_срi1/f_срi2 раз и затем снова фильтруют с помощью i-го ЦПФ второго ЧП и второго i-го ЦФНЧ с частотой среза f_сi2 = f_вi3, а сигнал с выхода второго i-го ЦФНЧ подвергают децимации в (f_срi2/f_срi3) раз и дальнейшую обработку сигнала в остальных (L-2) ЧП осуществляют аналогично описанному выше, при этом на выходе каждого ЦПФ определяют:
- амплитудное значение Aij(q) q-го полупериода колебаний на выходе i-го ЦПФ j-го ЧП по выражению

sign(A_ij(q)) = sign(S_ij(n)),
где S_ij(n) - n-е дискретное значение сигнала на выходе соответствующего ЦПФ,
sign() - полярность величины в (),
c - число последовательных дискретных значений сигнала одной полярности,
q - текущее значение номера амплитудного значения сигнала,
i - номер ЦПФ в соответствующем ЧП,
j - номер ЧП,
n - текущее значение номера дискретного значения сигнала,
- пиковое значение ПЗ_ij сигнала на выходе соответствующего ЦПФ - по выражению
ПЗ_ij = max A_ij(q) (2)
для 1 ≤ q ≤ Q
где max максимальное по абсолютной величине из амплитудных значений сигнала на выходе соответствующего ЦПФ,
Q - число анализируемых полупериодов сигнала,
- пик-факторное значение ПФЗ_ij сигнала на выходе соответствующего ЦПФ - по выражению
ПФЗ_ij = ПЗ_ij/СКЗ_ij, (3)
где СКЗ_ij - среднеквадратическое значение сигнала на выходе соответствующего ЦПФ,
- среднее значение ДК_ij декремента колебаний на выходе соответствующего ЦПФ - по выражению

- среднее значение ИК_ij инкремента колебаний на выходе соответствующего ЦПФ - по выражению

- длительность ДПП_ij переходного процесса сигнала на выходе соответствующего ЦПФ - по выражению
ДПП_ij = m_ij/(2 • f_срij), (6)
где f_срij - средняя частота соответствующего ЦПФ,
m_ij - число амплитудных значений A_ij(q) колебаний, удовлетворяющих условию

где V_в - верхнее пороговое значение,
V_н - нижнее пороговое значение,
при этом огибающую с дискретными значениями P_ij(q) выходного сигнала каждого ЦПФ представляют амплитудными значениями соответствующих колебаний по выражению
P_ij(q) = A_ij(q), (7)
а при определении СКЗ_ij импульсных сигналов в режиме линейного усреднения используют дискретные значения сигнала S_ij(n) тех полупериодов колебаний, амплитудные значения A_ij(q) которых превышают заданное пороговое значение.

Рассмотрим использование предлагаемого способа на конкретном примере.

В основе заявляемого способа лежит представление выходного сигнала ЦПФ узкополосным процессом для которого должно выполняться условие:
Δf/f_ср≪ 1,
где Δf - полоса пропускания полосового фильтра (ПФ);
f_ср - средняя частота полосы пропускания ПФ.

При этом точность определения информативных параметров сигнала возрастает с уменьшением Δf/f_ср. Достаточная для практики акустических и вибрационных измерений точность обеспечивается при значении Δf/f_ср≤ 0,3. Число k последовательностей дисркетных значений сигнала определяется не только Δf, но и шириной полосы частот ΔF ЧП. Эти величины связаны между собой следующим выражением:

где ΔF_j - ширина полосы частот j-го ЧП;
Δf_ij - ширина полосы пропускания i-го ПФ j-го ЧП;
k - число ПФ в ЧП.

Следовательно в случае дробнооктавных ПФ величина k должна быть ≥ 3, а полоса пропускания ПФ должна быть ≤ 1/3 октавы.

Таким образом, в качестве примера может быть использован 1/3-октавный анализ сигналов в диапазоне частот (2 - 20000) Гц. В этом случае параметры ЦПФ удовлетворяют следующим условиям:
(f_в - f_н)/f_ср = 0,23;
f_в = 1,12•f_ср; f_н = 0,89•f_ср
f_ср = 10^0,1n, при 3 ≥ n ≥ 43,
где f_в, f_н, f_ср - верхняя, нижняя и средняя частоты полосы пропускания ЦПФ соответственно.

В данном случае при дискретизации сигнала образуют 3 последовательности с частотами следования отсчетов: 50 кГц, 64 кГц и 80 кГц. Эти последовательности могут быть созданы с помощью 3-х устройств выборки и хранения (УВХ), осуществляющих дискретизацию анализируемого сигнала с частотами 50 кГц, 64 кГц и 80 кГц и аналого-цифрового преобразователя (АЦП), осуществляющего квантование дискретных значений с выходов этих УВХ. Эти же последовательности отсчетов могут быть созданы с помощью интерполятора, повышающего частоту следования отсчетов, поступающих с выхода АЦП, в необходимое число раз и 3-х дециматоров, снижающих частоту следования этих отсчетов до значений 50 кГц, 64 кГц, и 80 кГц. Обработка отсчетов сигнала каждой из 3-х последовательностей осуществляется идентично, поэтому можно ограничиться рассмотрением обработки отсчетов одной из последовательностей, например первой, с частотой следования - 80 кГц. Эти отсчеты одновременно подаются на входы первых ЦПФ и ЦФНЧ первого ЧП (октавы).

Средняя частота ЦПФ f_ср11 равна 20 кГц, а частота среза ЦФНЧ f_с11 - 10 кГц. Сигнал, отфильтрованный ЦПФ, подвергают дальнейшей обработке, которая будет рассмотрена позднее, а сигнал, отфильтрованный ЦФНЧ, подвергают децимации. После понижения верхней частоты в спектре сигнала с помощью ЦФНЧ в соответствии с теоремой отсчетов можно снизить без потери информации частоту дискретизации отфильтрованного сигнала. Эта процедура снижения частоты дискретизации путем отбрасывания соответствующих отсчетов получила название децимации.

В рассматриваемом случае каждый используемый ЦФНЧ снижает верхнюю частоту в спектре сигнала в 2 раза. Следовательно, в каждый второй отсчет сигнала на выходе ЦФНЧ может быть отброшен, при этом в результате децимации частота дискретизации выходного сигнала снижается в 2 раза. Таким образом, частота дискретизации подвергнутого децимации сигнала будет равна 40 кГц. Эти отсчеты одновременно подаются на входы первых ЦПФ и ЦФНЧ второго ЧП. Амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) фильтров однозначно связаны с частотой дискретизации входных сигналов. Поэтому при уменьшении частоты дискретизации входного сигнала в 2 раза при неизменных коэффициентах фильтров получим для первых ЦПФ и ЦФНЧ второй октавы следующие значения частот: f_ср21 = 10 кГц, а f_с21 = 5 кГц (см. приложение 1, приведенное в конце описания).

Сигнал, отфильтрованный ЦПФ, подвергают дальнейшей обработке, а сигнал, отфильтрованный ЦФНЧ, подвергают децимации в 2 раза и подают одновременно на входы первых ЦПФ и ЦФНЧ третьей октавы.

Описанный выше процесс повторяют 12 раз до завершения анализа первой последовательности отсчетов исследуемого сигнала во всем частотном диапазоне.

Вторую последовательность отсчетов с частотой дискретизации 64 кГц обрабатывают аналогичным образом, с той лишь разницей, что в каждой октаве отсчеты сигнала подают на входы вторых ЦПФ и ЦФНЧ.

Отсчеты сигнала следующие с частотой 50 кГц и образующие третью последовательность при обработке подают на входы третьих ЦПФ и ЦФНЧ в каждой октаве.

Выходные сигналы 1/3-октавных фильтров относятся к классу узкополосных, т. к. Δf/f_ср= 23% (где Δf - полоса пропускания, а f_ср - средняя частота фильтра). Узкополосный сигнал характеризуется относительно медленными по сравнению с несущими колебаниями изменениями амплитуды и частоты. Это позволяет рассматривать такой сигнал на каждом полупериоде колебаний, как синусоидальный с текущими значениями амплитуды и частоты. Для описания сигнала может быть использована система функций, представляющих собой полупериоды синусоиды, определенные на непересекающихся временных интервалах, а в остальное время тождественно равных нулю. При этом каждая i-я функция (полупериод синусоиды) характеризуется соответствующими значениями амплитуды - A_i, частоты - f_i и сдвига относительно начала сигнала - τ_i. Таким образом, исследуемый сигнал может быть представлен в виде ряда:

где f_н ≤ f_i ≤ f_в;
f_н - нижняя граничная частота сигнала;
f_в - верхняя граничная частота сигнала.

Изложенное выше иллюстрируется на фиг. 1.

Большинство информативных параметров сигнала определяется через амплитудные значения колебаний на выходах ЦПФ, которые в свою очередь определяются через дискретные значения этих колебаний. Если частота колебаний на выходе ЦПФ равна f_ср, то каждый полупериод представляется 2-мя дискретными значениями. При этом разность фаз между этими значениями равна 90^o и, следовательно, справедливы следующие выражения:
S(1) = A•sin(ϕ₁);
S(2) = A•sin(ϕ₁+90^°) = A•cos(ϕ₁);

Однако текущее значение частоты колебаний на выходе 1/3-октавного фильтра может меняться в пределах ± 0,11 • f_ср. Это приводит к тому, что при заданной частоте дискретизации сдвиг по фазе Δϕ между дискретными значениями на каждом полупериоде колебаний выходного сигнала на верхней - f_в и нижней - f_н частотах будет равен 100^o и 80^o соответственно. При этом число дискретных значений - c на каждом полупериоде выходного сигнала зависит как от текущего значения частоты - f_i, так и от фазового угла - ϕ₁ первого отсчета в этом полупериоде. Изложенное выше иллюстрируется на фиг. 2 (где на а), б), в) и г) изображены импульсы дискретизации (ИД) и полупериоды колебаний на частотах: f_в, f_ср и f_н соответственно) и в таблице 1.

Используя дискретные значения сигнала, для каждого полупериода колебаний определяют амплитудное значение в соответствии с одним из выражений (1). Если при этом f_i<>f_ср, то имеет место методическая погрешность определения амплитудных значений, предельные значения которой приведены в таблице 1.

Для определения пикового значения полосового сигнала амплитудные значения колебаний этого сигнала сравнивают между собой по абсолютной величине и выбирают наибольший из них. Эта процедура описывается выражением (2).

Амплитудные значения колебаний полосовых сигналов используют также для определения таких параметров, как инкремент и декремент колебаний.

Инкремент колебаний характеризует скорость нарастания колебаний (см. фиг. 3а) и определяется выражением

где ИК_ijд - дискретное значение инкремента колебаний.

Усредненное значение инкремента колебаний вычисляют по формуле (5).

Декремент колебаний характеризует скорость затухания колебаний (см. фиг. 3б) и определяется выражением:

где ДК_ijд - дискретное значение декремента колебаний.

Усредненное значение декремента колебаний вычисляют по формуле (4).

При анализе переходных процессов в полосах частот необходима информация о их длительности, т. к. она позволяет обеспечить равенство длительности переходного процесса (ДПП) и времени его анализа и тем самым получить истинные оценки параметров этих процессов. Кроме того, ДПП полосовых сигналов представляет самостоятельный интерес, т.к. позволяет определять такой параметр как время реверберации помещений.

При определении ДПП полосового сигнала в предлагаемом способе подсчитывают число полупериодов колебаний, амплитудные значения которых находятся в диапазоне 2-х пороговых значений: верхнего - V_в и нижнего - V_н. При этом величину ДПП полосового сигнала определяют как произведение числа указанных полупериодов на длительность полупериода колебаний на средней частоте соответствующего ЦПФ, используя выражение (6). Изложенное выше иллюстрируется на фиг. 3.

Предлагаемый способ позволяет также выделять огибающую полосовых сигналов. При этом огибающая исходя из определения ее как линии, проходящей через амплитудные значения колебаний, представляется амплитудными значениями колебаний на выходе ЦПФ в соответствии с (7).

При экспоненциальном усреднении СКЗ вычисляют по формуле:

где (S_ij(n))² - квадрат текущего дискретного значения;
(S_ij(n-1))2ср

При данном алгоритме усреднения вычисления не прекращаются при n = N и наиболее ранние дискретные значения дают наименьший вклад в результат.

Для обеспечения равного вклада дискретных значений в результат используют линейное усреднение. При этом СКЗ вычисляют по формуле:

При этом усреднение завершается, когда n = N. При анализе импульсных сигналов их длительность и длительность откликов ПФ на них являются априори неизвестными. Поэтому выбор соответствующего фиксированного числа выборочных значений отклика каждого ЦПФ априори невозможен, а процесс останова алгоритма усреднения является непредсказуемым. Предлагаемый способ обеспечивает равенство длительности отклика ЦПФ и времени усреднения. Указанное равенство автоматически обеспечивается, если при усреднении используются дискретные значения тех полупериодов, амплитудные значения которых превышают заданный порог, равный максимальному значению шума, на фоне которого наблюдается анализируемый сигнал.

Изложенное выше может быть проиллюстрировано на фиг. 3. При этом фиг. 3а можно рассматривать как передний фронт, а фиг. 3б как задний фронт отклика ЦПФ на импульсный сигнал.

Процесс усреднения начинается при превышении порога - V_н амплитудным значением очередного полупериода, а заканчивается, когда амплитудное значение текущего полупериода перестает превышать порог - V_н.

Предлагаемый способ обеспечивает также получение оценки такого параметра как пик-факторное значение (ПФЗ_ij) полосового сигнала, которое определяется по результатам измерения ПЗ_ij и СКЗ_ij с использованием выражения (3).

Таким образом, рассмотренный способ спектрального анализа сигналов, как это видно из изложенного выше, полностью обеспечивает решение поставленных задач.

Предлагаемый способ спектрального анализа сигналов может быть реализован с помощью анализатора, блок-схема которого представлена на фиг. 4.

Анализатор включает в себя фильтр нижних частот (ФНЧ) - 1, АЦП с УВХ на входе - 2₁-2_k, цифровые полосовые фильтры - 3₁₁-3_kl, цифровые фильтры нижних частот (ЦФНЧ) с дециматорами на выходе - 4₁₁-4_kl-1, процессор - 5 и блок управления - 6.

Анализируемый сигнал поступает на вход ФНЧ 1, который подавляет высокочастотные составляющие в спектре сигнала и тем самым устраняет наложение частот, возникающее при последующей дискретизации сигнала. Отфильтрованный сигнал подвергается дискретизации и квантованию с помощью АЦП 2₁-2_k. Частота дискретизации задается тактовыми импульсами, поступающими на соответствующие входы АЦП 2₁-2_k с выходов блока управления 6.

В результате анализируемый сигнал представляется K кодовыми последовательностями. При этом частота дискретизации сигнала в i-ой последовательности в 4 раза превышает среднюю частоту ЦПФ 3_i1. Дальнейшая обработка сигнала осуществляется совокупностью ЦПФ 3₁₁-3_kl, АЧХ которых перекрывают анализируемый диапазон частот. АЧХ каждого ЦПФ однозначно определяется коэффициентами фильтра и частотой поступающих на его вход отсчетов сигнала. Используемые в анализаторе ЦПФ 3₁₁-3_kl имеют одинаковые коэффициенты, а АЧХ каждого из них определяется частотой поступления отсчетов сигнала. При этом процесс формирования частоты следования отсчетов сигнала, программирующей АЧХ каждого ЦПФ, состоит из 2-х этапов.

На первом этапе указанная частота определяется выбором соответствующей частоты дискретизации сигнала при его квантовании с помощью АЦП.

Второй этап формирования частоты следования отсчетов сигнала заключается в последовательном ее снижении в каждой i-ой последовательности с помощью ЦФНЧ 4_i1-4_il-1. Фильтрация сигнала с помощью ЦФНЧ позволяет отбрасывать без потери информации часть отсчетов и снижать частоту следования отсчетов сигнала. Процесс отбрасывания части отсчетов (децимация) осуществляется с помощью дециматоров, включенных на выходе каждого ЦФНЧ.

Дискретные значения полосовых сигналов, отфильтрованных ЦПФ 3₁₁-3_kl поступают по шинам данных в процессор 5, в котором осуществляется дальнейшая обработка сигналов, связанная с определением их информативных параметров. При поступлении дискретного значения с выхода ЦПФ 3_ij процессор 5 обращается к ij-ой ячейке своей памяти. Каждая ячейка разбита на несколько зон, включающих в себя определенные разряды ячейки. Число используемых зон и характер хранящейся в них информации зависит от режима работы процессора 5, которая задается блоком управления 6. Измеряемые параметры полосовых сигналов, определяющие режим работы процессора 5 можно объединить в 2 группы.

1-я группа включает в себя такие параметры как ПЗ, СКЗ и ПФЗ, а 2-я группа - ИК, ДК, ДПП и ДОПС.

Рассмотрим работу процессора 5 при измерении параметров каждой из указанных групп.

Информация, хранящаяся в ij-ой ячейке при измерении параметров 1-ой группы, приведена в таблице 2. Поступивший n-й отсчет записывается в 1-ю зону ячейки. При этом содержимое 8-й зоны увеличивается на 1. Затем знаковые разряды 1-ой и 2-ой зон сравниваются между собой. Если знаки совпадают, то n-й и предшествующие отсчеты принадлежат одному полупериоду. В этом случае содержимое 5-ой зоны ячейки увеличивается на 1, а содержимое 1-ой зоны переписывается в 3-ю или 4-ю зоны (в зависимости от кода в 5-ой зоне). Если знаковые разряды 1-ой и 2-ой зон различаются, то это означает, что n-й и предшествующие отсчеты принадлежат различным полупериодам. В этом случае содержимое 2-й, 3-й и 4-й зон используется для вычисления амплитудного значения предшествующего полупериода в соответствии с одним из выражений (1). Выбор указанного выражения определяется значением числа "c", код которого хранится в 5-й зоне.

Полученное амплитудное значение сравнивается с текущим значением ПЗ, хранящимся в 6-й зоне. В результате этого сравнения в 6-ю зону записывается большее по абсолютной величине из сравниваемых значений. Кроме того, содержимое 1-й зоны возводится в квадрат и вместе с содержимым 7-й и 8-й зон используется для вычисления среднего квадрата поступивших отсчетов в соответствии с выражением (11) или (12). Полученное значение вновь записывается в 7-ю зону. На этом цикл обработки поступившего отсчета заканчивается. При поступлении очередного отсчета цикл обработки повторяется. Оценка СКЗ получается при выводе результата извлечением квадратного корня из содержимого 7-й зоны.

При измерении параметров 2-й группы информация, хранящаяся в ij-ячейке, распределяется в соответствии с таблицей 3. Обработка каждого поступившего отсчета S_ij(n) и процедура вычисления очередного амплитудного значения A_ij(q) осуществляется аналогично описанному выше. При этом в режиме ДОПС указанное амплитудное значение выдается на выход процессора 5 как отсчет огибающей. При измерении ИК и ДК вычисленное амплитудное значение A_ij(q) совместно с предыдущим амплитудным значением A_ij(q-1), хранящимся в 6-й зоне, используется для вычисления дискретных значений ИК_ijд или ДК_ijд в соответствии с выражениями (9) или (10). На основе текущих дискретных значений ИК_ijд или ДК_ijд и средних значений из предыдущих оценок, хранящихся в 7-й зоне, вычисляются текущие средние значения этих параметров, которые записываются в 7-ю зону. После этой процедуры текущее амплитудное значение A_ij(q) записывается в 6-ю зону ячейки. При измерении ДПП подсчитывается число m_ij амплитудных значений A_ij(q), находящихся в заданном диапазоне значений. С этой целью каждое амплитудное значение сравнивается с пороговыми значениями и в случае выполнения заданных условий содержимое 8-й зоны увеличивается на 1. При этом величина ДПП получается при выводе информации в результате вычислений по формуле (6).

Таким образом, рассмотренный способ спектрального анализа сигналов, как это видно из изложенного выше, полностью обеспечивает решение поставленных задач.

Автору-заявителю не удалось обнаружить в патентной и научно-технической литературе решений, содержащих указанные отличительные признаки. Следовательно, заявляемое решение соответствует критерию "новизна".

Автору-заявителю не известны технические решения, которые имели бы признаки, сходные с признаками, отличающими заявляемое техническое решение от прототипа. Следовательно, заявляемое техническое решение соответствует критерию "изобретательский уровень".

Заявляемое техническое решение соответствует критерию "промышленная применимость", т. к. может быть использовано в измерительной технике при спектральном анализе сигналов.

Изобретение относится к измерительной технике и предназначено для использования при спектральном анализе сигналов с постоянной относительной разрешающей способностью по частоте. Задачей является обеспечение возможности измерения в полосах частот пиковых значений, пик-факторных значений, инкремента колебаний, декремента колебаний и длительности переходного процесса, а также детектирования огибающих полосовых сигналов. Кроме того, решается задача повышения точности измерения среднеквадратических значений при анализе импульсных сигналов в режиме линейного усреднения. Это достигается тем, что при дискретизации и квантовании сигнала создают последовательности дискретных значений сигнала с различными частотами следования отсчетов в каждой из них. При этом дискретные значения этих последовательностей фильтруют с помощью цифровых полосовых фильтров и цифровых фильтров нижних частот. Сигналы с выходов цифровых полосовых фильтров подвергают обработке, связанной с определением амплитудных значений, а на их основе и остальных информативных параметров полосовых сигналов. 4 табл., 4 ил.

Способ спектрального анализа электрических сигналов, заключающийся в том, что для подавления эффекта наложения исходный сигнал фильтруют с помощью фильтра нижних частот и подвергают дискретизации и квантованию, затем полученный сигнал фильтруют с помощью блока цифровых полосовых фильтров (ЦПФ) и блока цифровых фильтров нижних частот (ЦФНЧ), при этом сигнал с выхода каждого ЦПФ возводят в квадрат, усредняют и определяют среднеквадратическое значение полосового сигнала, а сигнал с выхода каждого ЦФНЧ подвергают децимации и последующей фильтрации с помощью очередных ЦПФ и ЦФНЧ с более низкими значениями соответственно средней частоты и частоты среза, отличающийся тем, что при дискретизации и квантовании исходного сигнала создают k-1 дополнительных последовательностей дискретных значений сигнала, где k - число ЦПФ в каждом из L частотных поддиапазонов (ЧП), определяемое допустимой погрешностью измерения информативных параметров сигнала, с частотой дискретизации в каждой i-й последовательности, равной 4f_cpi1, где f_cpi1 - средняя частота i-го ЦПФ первого (верхнего) ЧП, каждую i-ю последовательность фильтруют с помощью i-го ЦПФ первого ЧП и первого i-го ЦФНЧ с частотой среза f_cpi1=f_bi2, где f_bi2 - верхняя частота i-го ЦПФ второго ЧП, а сигнал с выхода первого i-го ЦФНЧ подвергаю децимации в f_cpi1/f_cpi2 раз и затем снова фильтруют с помощью i-го ЦПФ второго ЧП и второго i-го ЦФНЧ с частотой среза f_cpi2= f_cpi3, а сигнал с выхода второго i-го ЦФНЧ подвергаю децимации в f_cpi2/f_cpi3 раз и дальнейшую обработку сигнала в остальных (L-2) ЧП осуществляют аналогично описанному выше, при этом на выходе каждого ЦПФ определяют амплитудное значение A_ij(q) q-го полупериода колебаний на выходе i-го ЦПФ j-го ЧП по выражению
S_ij(n) при с=1
A_ij(q) = ((S_ij(n))² + (S_ij(n+1))²)^0,5 при с=2
для 1≤n≤c при с>2
sign (A_ij(q))= sign(S_ij(n)),
где S_ij(n) - n-e дискретное значение сигнала на выходе соответствующего ЦПФ;
sign () - полярность величины в ();
с - число последовательных дискретных значений сигнала одной полярности;
q - текущее значение номера амплитудного значения сигнала;
i - номер ЦПФ в соответствующем ЧП;
j - номер ЧП;
n - текущее значение номера дискретного значения сигнала,
пиковое значение ПЗ_ij сигнала на выходе соответствующего ЦПФ - по выражению
для 1≤q≤Q,
где - максимальное по абсолютной величине из амплитудных значений сигнала на выходе соответствующего ЦПФ;
Q - число анализируемых полупериодов сигнала,
пик-факторное значение ПФЗ_ij сигнала на выходе соответствующего ЦПФ - по выражению
ПФЗ_ij=ПФЗ_ij/СКЗ_ij,
где СКЗ_ij - среднеквадратическое значение сигнала на выходе соответствующего ЦПФ,
среднее значение ДК_ij декремента колебаний на выходе соответствующего ЦПФ - по выражению

среднее значение ИК_ij инкремента колебаний на выходе соответствующего ЦПФ - по выражению

длительность ДПП_ij переходного процесса сигнала на выходе соответствующего ЦПФ - по выражению
ДПП_ij=m_ij/2f_cpij,
где f_cpij - средняя частота соответствующего ЦПФ;
m_ij - число амплитудных значений A_ij(q) колебаний, удовлетворяющих условию

где V_в - верхнее пороговое значение;
V_н - нижнее пороговое значение,
при этом огибающую с дискретными значениями P_ij(q) выходного сигнала каждого ЦПФ представляют амплитудными значениями соответствующих колебаний по выражению
P_ij(q)=A_ij(q),
а при определении СКЗ_ij импульсных сигналов в режиме линейного усреднения используют дискретные значения сигнала S_ij(n) тех полупериодов колебаний, амплитудные значения A_ij(q) которых превышают заданное пороговое значение.