Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способам квазикогерентного приема сигнала в системах связи с кодовым разделением каналов и может использоваться в приемных устройствах базовой и мобильной (абонентской) станций.
Принимаемый сигнал представляет собой MPSK или MQAM сигнал с расширяющей кодовой псевдослучайной последовательностью (ПСП), прошедший через многолучевой канал связи и наблюдаемый на фоне шумов. Полезный сигнал подвержен замираниям (федингу), в общем случае независимым в каждом луче канала распространения. Частота фединга, определяемая частотой несущей и скоростью движения мобильной станции, может быть значительной. Передаваемое сообщение представляет собой последовательность информационных символов. В эту последовательность периодически вставляются группы известных пилот-символов, предназначенные для оценки канала. Такую совокупность пилот-символов будем называть прерывистым пилот-сигналом. Передаваемый поток символов сгруппирован по слотам, представляющим собой некоторое количество информационных и пилот-символов. Пример слотовой структуры данных представлен на фиг.1. При прерывистом пилот-сигнале задача организации квазикогерентного приема для широкого диапазона возможных значений скорости передачи информации в условиях многолучевого канала связи с высокочастотным федингом становится нетривиальной.
Известен способ квазикогерентного приема с восстановлением несущей методом интерполяции по оценкам комплексной огибающей полезного сигнала, полученным по пилот-группам каждого слота, описанный в статье. К. Ohno, M. Sawahashi and F. Adachi. Wideband coherent DS-CDMA // IEEE, VTC'95, 1995, p. 779-783. Этот способ заключается в формировании усредненных величин комплексной огибающей по пилот-символам каждого слота, после чего осуществляют интерполяцию комплексной огибающей сигнала для информационной части каждого слота по двум ближайшим усредненным величинам комплексной огибающей. Результаты интерполяции используют для оценки информационных символов слота.
Однако указанный способ может быть применен не для всех скоростей движения абонентской станции, а только для тех, при которых комплексная огибающая сигнала сильно коррелирована по крайней мере в течение одного слота. Одним из требований современных стандартов сотовой связи является поддержка связи с абонентом, перемещающимся со скоростью до 500 км/ч. При подобных скоростях движения абонента использовать этот метод невозможно, поскольку условие его применимости не выполняется. В этом случае точность восстановления несущей, а значит, и качество демодуляции явно неудовлетворительные.
Известен способ квазикогерентного приема, описанный в Р. Y. Kam, P. Sihna and A.M.С. Kan. Adaptive digital Coherent Receiver for MPSK // Electronics Letters, v. 28, 22, p. 2099-2101, Oct. 1992. В данной статье описывается цифровой когерентный приемник MPSK сигнала. Он использует алгоритм формирования оценки несущей входного сигнала, основанный на принципе решающей обратной связи. Значение несущей демодулируемого символа получают посредством фильтрации оценок комплексной огибающей, соответствующих предыдущим символам, которые к этому моменту уже оценены или известны. Оценки комплексной огибающей входного сигнала информационных и пилот-символов получают умножением соответствующих корреляционных откликов на комплексно- сопряженные оценки информационных символов или величины пилот-символов.
Недостатком такого способа приема является негативное влияние ошибочно оцененных информационных символов на восстановление несущей при демодуляции последующих символов. В результате вероятность ошибки при приеме символа возрастает по мере удаления от известных пилот-символов, что обуславливает достаточно высокую среднюю вероятность битовой ошибки. Другой недостаток приведенного способа обусловлен тем, что для восстановления несущей используется прогноз, точность которого ниже по сравнению с точностью интерполяции.
Наиболее близким к предлагаемому решению является метод квазикогерентного многолучевого приема и устройство для его реализации с блоком обработки, приведенные в статье S. Abeta, М. Sawahashi, and F. Adachi . Performance comparison between time-multiplexed pilot channel and parallel pilot channel for coherent rake combining is DS-CDMA mobile radio // IEICE Trans. Commun., v. E81-B, 7, p. 1417-1425, July 1998. Здесь многолучевой приемник состоит из нескольких однолучевых приемников, которые вырабатывают мягкие решения об информационных символах. Объединение мягких решений производят в соответствии с критерием максимизации отношения сигнал-шум на выходе приемника.
Описанный способ заключается в следующем.
При приеме сигнала каждого луча производят следующие операции:
- формируют последовательность корреляционных откликов, определяя корреляцию входных отсчетов с известной ПСП на интервалах длительности каждого символа;
- отбирают корреляционные отклики пилот-символов из общего потока корреляционных откликов символов;
- получают усредненные отклики, суммируя корреляционные отклики соответствующие пилот-символам каждого слота;
- оценивают значения комплексной огибающей информационных символов методом интерполяции, формируя взвешенную сумму усредненных откликов;
- получают мягкие решения об информационных символах, используя оценки комплексной огибающей информационных символов.
Получают объединенное мягкое решение об информационных символах, объединяя мягкие решения всех лучей.
Для реализации такого способа используется устройство, представленное на фиг.2, где обозначено:
1 - однолучевые квазикогерентные приемники,
2 - комплексный перемножитель,
3, 4 - первый и второй сумматоры со сбросом,
5 - блок задержки,
6 - блок обработки сигнала,
7 - генератор ПСП,
8, 9 - первый и второй сумматоры,
10 - блок управления.
Устройство многолучевого квазикогерентного приема сигнала содержит N однолучевых квазикогерентных приемников 1-1 - 1-N. Каждый из N однолучевых квазикогерентных приемников 1-1 - 1-N содержит комплексный перемножитель 2, первый и второй входы которого являются входами квазикогерентного приемника, а третий и четвертый входы комплексного перемножителя 2 соединены с выходами генератора псевдослучайных последовательностей 7. Первый и второй выходы комплексного перемножителя 2 соединены соответственно с первым и вторым сумматорами со сбросом 3 и 4, входы сигнала сброса которых в каждом однолучевом квазикогерентном приемнике 1-1 - 1-N соединены с первым выходом блока управления 10, а выходы первого и второго сумматоров со сбросом 3 и 4 соединены с первым и вторым входами блока задержки 5, третий вход которого является входом управления временем задержки и соединен с четвертым выходом блока управления 10. Первый и второй выходы блока задержки 5 соединены с первым и вторым входами блока обработки сигнала 6. Первый и второй выходы блоков обработки сигнала 6 всех N однолучевых квазикогерентных приемников 1-1 - 1-N соединены со входами первого и второго сумматоров 8, 9, имеющих по N входов. С выходов первого и второго сумматоров 8 и 9 получают оценку информационных символов. Второй выход блока управления 10 соединен со входом генератора ПСП 7 каждого квазикогерентного приемника, третий выход блока управления 10 соединен с третьим входом блоков обработки сигнала 6 всех N однолучевых квазикогерентных приемников 1-1 - 1-N.
Работает устройство прототип следующим образом.
Синфазная и квадратурная составляющие входного сигнала поступают в однолучевые приемники 1-1 - 1-N, а именно на первый и второй входы комплексных перемножителей 2. На третий и четвертый входы перемножителей 2 с выходов генератора ПСП 7 поступают известные ПСП, соответствующие синфазной и квадратурной составляющим сигнала. Состояниями генератора ПСП 7 управляет блок управления 10 в соответствии со значениями временных положений сигналов лучей в принимаемом многолучевом сигнале. Синфазная и квадратурная составляющие сигнала с выходов комплексного перемножителя 2 поступают соответственно на входы сумматоров со сбросом 3 и 4, на вторые входы которых поступает управляющий сигнал сброса из блока управления 10. Сумматоры со сбросом 3, 4 осуществляют операцию посимвольного накопления синфазных и квадратурных составляющих входного сигнала. С выходов первого и второго сумматоров 3 и 4 сигналы, представляющие собой корреляционные отклики символов, поступают через блок задержки 5 на первый и второй входы блока обработки сигнала 6.
Временем задержки сигнала в блоке 5 управляет блок управления 10 в соответствии со значениями временных положений сигналов лучей в принимаемом многолучевом сигнале так, чтобы корреляционные отклики соответствующих символов всех лучей приходили на блок обработки сигнала 6 одновременно. Выходные сигналы блока обработки сигнала 6 являются одновременно выходными сигналами соответствующего однолучевого приемника 1 и представляют собой мягкие решения об информационных символах. С первого и второго выхода блока обработки 6 каждого однолучевого квазикогерентного приемника 1-I, 
мягкие решения об информационных символах поступают на 7-е входы первого и второго сумматоров 8, 9. В сумматорах 8 и 9 мягкие решения всех однолучевых приемников объединяются, а именно суммируются. Выходные сигналы многолучевого квазикогерентного устройства поступают с выходов сумматоров 8, 9 и представляют собой оценки информационных символов. Блок управления 10 обеспечивает синхронность работы блоков приемника.
Блок обработки сигнала для устройства прототипа, приведенный в статье S. Abeta, M. Sawahashi, and F. Adachi. Performance comparison between time-multiplexed pilot channel and parallel pilot channel for coherent rake combining is DS-CDMA mobile radio // IEICE Trans. Commun., v. E81-B, 7, p.1417-1425, July 1998, представлен на фиг.3, где обозначено:
11 - узел отбора пилот-символов,
12 - I и Q узлы восстановления несущей по пилот-символам,
13 - элемент объединения,
14 - элемент интерполяции,
15 - узел задержки,
16 - решающий узел.
Первый и второй входы узла отбора пилот-символов 11 объединены с первым и вторым входами узла задержки 15, являются входами блока обработки сигнала 6 и соединены с выходами первого и второго сумматоров со сбросом 3 и 4. Первый и второй выходы узла отбора пилот-символов 11 соединены с I и Q узлами восстановления несущей по пилот-символам 12. Каждый из I и Q узлов восстановления несущей по пилот-символам 12 содержит последовательно соединенные элемент объединения 13, вход которого соединен с выходом узла отбора пилот-символов 11, и элемент интерполяции 14, второй вход которого является управляющим и соединен с выходом блока управления 10. Выходы элементов интерполяции 14 I и Q узлов восстановления несущей по пилот-символам 12 соединены соответственно с первым и вторым входами решающего узла 16, третий и четвертый входы которого соединены с первым и вторым выходами узла задержки 15.
Работает блок обработки в устройстве прототипе следующим образом.
На вход блока обработки сигнала 6 поступает дискретный комплексный сигнал, представляющий собой корреляционные отклики, соответствующие пилот- и информационным символам. Восстановление несущей производится в узлах 12-I, 12-Q по корреляционным откликам, соответствующим пилот-символам. Узлы восстановления несущей по пилот-символам 12-I, 12-Q обрабатывают соответственно синфазные и квадратурные составляющие входного дискретного комплексного сигнала. В соответствии с управляющим (синхронизирующим) сигналом узел отбора пилот-символов 11 из входной последовательности корреляционных откликов пилот- и информационных символов пропускает только отклики пилот-символов. С выходов узла отбора пилот-символов 11 синфазные и квадратурные составляющие этих откликов поступают на первый и второй входы элементов объединения 13 пилот-откликов узлов 12-I, 12-Q, где корреляционные отклики, соответствующие пилот-символам каждого слота, суммируются. Далее объединенные отклики пилот-символов поступают в элемент интерполяции 14, где осуществляется интерполяция комплексной огибающей информационных символов. Интерполяция выполняется посредством взвешенного суммирования профильтрованных откликов пилот-символов.
Весовые коэффициенты интерполяции устанавливаются в соответствии с управляющим (синхронизирующим) сигналом блока управления 10. Восстановленные значения синфазной и квадратурной составляющих комплексной огибающей информационных символов с выходов элементов 14 узлов 12-I, 12-Q поступают на первый и второй входы решающего узла 16, на третий и четвертый входы которого поступают синфазные и квадратурные составляющие комплексных корреляционных откликов символов задержанные в узле задержки 15. Задержка комплексных корреляционных откликов символов необходима для компенсации временной задержки при восстановлении комплексной огибающей сигнала в узлах 12-I, 12-Q. В решающем узле 16 формируются мягкие решения об информационных символах путем перемножения комплексных корреляционных откликов информационных символов на комплексно-сопряженные значения восстановленной комплексной огибающей.
К недостаткам данных способа и устройства квазикогерентного многолучевого приема следует отнести отказ от использования информационных корреляционных откликов для восстановления несущей, а также отсутствие адаптации к статистике фединга. Указанные недостатки обуславливают недостаточно высокую точность демодуляции, особенно, в условиях высокочастотного фединга.
Особенность некоторых известных алгоритмов восстановления несущей состоит в том, что комплексная огибающая полезного сигнала рассматривается как некоторая неизвестная гладкая комплексная функция. При этом не учитывается случайный характер этой функции и ее статистические свойства. Между тем учет этих статистических свойств должен существенно улучшить качество квазикогерентного приема.
Подход в предлагаемом изобретении основан на предположении о линейном характере статистической зависимости синфазной и квадратурной составляющих комплексной огибающей полезного сигнала и использовании интерполирования или прогноза комплексной огибающей сигнала по методу наименьших квадратов (МНК). В предлагаемом подходе предполагается также применение итеративной процедуры, при которой для восстановления несущей используются отсчеты информационных символов.
Задача, которую решает предлагаемое изобретение - повышение помехоустойчивости приема сигналов с прерывистым пилот-сигналом при различных скоростях передачи информации и различных статистиках канала (фединга) и увеличение емкости системы связи.
Для решения этой задачи в способ квазикогерентного многолучевого приема сигнала, при котором входной сигнал имеет слотовую структуру и содержит в каждом слоте пилот-символы и информационные символы, заключающийся в том, что при приеме сигнала каждого луча формируют последовательность корреляционных откликов символов, определяя корреляцию входных отсчетов с известной псевдослучайной последовательностью на интервалах длительности каждого символа, отбирают корреляционные отклики пилот-символов из общего потока корреляционных откликов символов, оценивают значения комплексной огибающей информационных символов, получают мягкие решения об информационных символах, используя оценки комплексной огибающей информационных символов, объединяют мягкие решения об информационных символах всех лучей, дополнительно введены следующие операции при приеме сигнала каждого луча:
- получают оценку автокорреляционной функции синфазной и квадратурной составляющих комплексной огибающей символов,
- определяют весовые коэффициенты фильтрации и интерполяции или прогноза, используя оценку автокорреляционной функции синфазной и квадратурной составляющих комплексной огибающей символов,
- фильтруют корреляционные отклики пилот-символов, выполняют L итераций взаимного уточнения мягких решений об информационных символах и оценок их комплексных огибающих, при этом на каждой итерации
- получают оценки информационных символов по их объединенным мягким решениям,
- формируют оценки комплексной огибающей информационных и пилот-символов, умножая соответствующие корреляционные отклики символов на нормированные комплексно-сопряженные оценки информационных символов или нормированные комплексно-сопряженные значения пилот-символов,
- фильтруют полученные оценки комплексных огибающих, получая уточненные оценки комплексных огибающих информационных и пилот-символов,
- получают уточненные мягкие решения об информационных символах, используя уточненные оценки комплексных огибающих информационных символов,
- объединяют уточненные мягкие решения об информационных символах всех лучей,
за окончательные мягкие решения информационных символов принимают уточненные мягкие решения, полученные на последней итерации.
Оценку комплексной огибающей информационных символов производят, например, методом стохастической интерполяции или прогноза, используя профильтрованные корреляционные отклики пилот-символов и рассчитанные весовые коэффициенты.
Формирование оценки автокорреляционной функции синфазной и квадратурной составляющих комплексной огибающей символов производят по корреляционным откликам пилот-символов для доступных значений аргумента непосредственно, а для остальных значений аргумента - посредством интерполяции, например по методу наименьших квадратов.
Для решения этой же задачи в устройство многолучевого квазикогерентного приема сигнала, содержащее N однолучевых квазикогерентных приемников, каждый из которых содержит комплексный перемножитель, первый и второй входы которого являются входами квазикогерентного приемника, а третий и четвертый входы комплексного перемножителя соединены с выходами генератора псевдослучайных последовательностей, вход генератора ПСП каждого квазикогерентного приемника соединен с первым выходом блока управления, первый и второй выходы комплексного перемножителя соединены соответственно с первым и вторым сумматорами со сбросом, входы сигнала сброса которых каждого однолучевого квазикогерентного приемника соединены с вторым выходом блока управления, а выходы первого и второго сумматоров со сбросом соединены с первым и вторым входами блока задержки, третий вход которого является входом управления временем задержки и соединен с третьим выходом блока управления, первый и второй выходы блока задержки соединены с первым и вторым входами блока обработки сигнала, первый и второй выходы блоков обработки сигнала всех N однолучевых квазикогерентных приемников соединены со входами первого и второго сумматоров, имеющих по N входов, четвертый выход блока управления соединен с третьим входом блоков обработки сигнала всех N однолучевых квазикогерентных приемников,
дополнительно введены:
- первый и второй решающие блоки, первый и второй коммутаторы, причем первые входы первого и второго коммутаторов соединены соответственно с выходами первого и второго сумматоров, первые выходы первого и второго коммутаторов соединены со входами первого и второго решающих блоков, управляющие входы первого и второго коммутаторов соединены с пятым выходом блока управления, первый выход первого решающего блока соединен с четвертым входом блока обработки сигнала каждого из N однолучевых квазикогерентных приемников, первый выход второго решающего блока соединен с пятым входом блока обработки сигнала каждого из N однолучевых квазикогерентных приемников, вторые выходы первого и второго коммутаторов являются выходами устройства.
Для решения задачи повышения помехоустойчивости приема сигналов с прерывистым пилот-сигналом при различных скоростях передачи информации и различных федингах в блок обработки сигнала однолучевого квазикогерентного приемника, содержащий решающий узел, узел отбора пилот-символов, первый и второй входы которого объединены с первым и вторым входами первого узла задержки и являются входами блока обработки сигнала, третий вход узла отбора пилот-символов является входом управления, первый и второй выходы узла отбора пилот-символов соединены с узлами восстановления несущей по пилот-символам I- и Q- каналов, каждый из которых содержит элемент интерполяции, один из входов которого является входом управления,
дополнительно введены:
- узел адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации и интерполяции или прогноза, узел восстановления несущей с использованием информационных символов, второй узел задержки, узел коммутации, первый и второй узлы памяти, в каждый из узлов восстановления несущей по пилот-символам I - и Q - каналов введен элемент фильтрации пилот-символов, вход которого является входом узла восстановления несущей по пилот-символам, а выход соединен с элементом интерполяции, при этом узел восстановления несущей с использованием информационных символов содержит элемент снятия информации и элемент фильтрации, первый и второй входы элемента снятия информации являются четвертым и пятым входами блока обработки сигнала, первый и второй выход элемента снятия информации соединены с соответствующими входами элемента фильтрации, первый и второй выходы которого соединены со входами второго узла задержки, первый и второй выходы второго узла задержки соединены с первым и вторым входами узла коммутации, третий и четвертый входы которого соединены с первым и вторым выходом второго узла памяти, пятый вход узла коммутации является управляющим, первый и второй выходы узла коммутации соединены с первым и вторым входами решающего узла, первый и второй входы второго узла памяти соединены с выходом элемента интерполяции узлов восстановления несущей по пилот-символам I - и Q - каналов, третий вход второго узла памяти является входом управления, первый и второй выходы первого узла задержки соединены с первым и вторым входами первого узла памяти, третий вход которого является управляющим, первый и второй выходы первого узла памяти соединены с третьим и четвертым входами решающего узла и с третьим и четвертым входами элемента снятия информации узла восстановления несущей с использованием информационных символов, первый и второй выходы решающего узла являются первым и вторым выходами блока обработки сигнала, первый выход узла адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации и интерполяции или прогноза соединен со вторым входом элемента фильтрации пилот-символов узлов восстановления несущей по пилот-символам I - и Q - каналов и третьим входом элемента фильтрации узла восстановления несущей с использованием информационных символов, второй выход узла адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации и интерполяции или прогноза соединен со вторым входом элемента интерполяции узлов восстановления несущей по пилот-символам I - и Q - каналов, первый и второй входы узла адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации и интерполяции или прогноза соединены с первым и вторым выходами узла отбора пилот-символов.
Сопоставительный анализ способа многолучевого квазикогерентного приема с прототипом показывает, что предлагаемое изобретение существенно отличается от прототипа, так как при одинаковом отношении сигнал/шум позволяет уменьшить вероятность ошибки при приеме сигнала и тем самым позволяет увеличить емкость системы связи.
Сопоставительный анализ заявляемого способа с другими техническими решениями в данной области техники не позволил выявить признаки, заявленные в отличительной части формулы изобретения. Следовательно, заявляемый способ многолучевого квазикогерентного приема отвечает критериям "новизна", "техническое решение задачи", "существенные отличия" и обладает неочевидностью решения.
Сопоставительный анализ устройства многолучевого квазикогерентного приема с прототипом показывает, что предлагаемое изобретение существенно отличается от прототипа, так как при одинаковом отношении сигнал/шум позволяет уменьшить вероятность ошибки при приеме сигнала и тем самым позволяет увеличить емкость системы связи.
Сопоставительный анализ заявляемого устройства с другими техническими решениями в данной области техники не позволил выявить признаки, заявленные в отличительной части формулы изобретения. Следовательно, заявляемое устройство многолучевого квазикогерентного приема отвечает критериям "новизна", "техническое решение задачи", "существенные отличия" и обладает не очевидностью решения.
Сопоставительный анализ третьего заявляемого технического решения, блока обработки сигнала однолучевого квазикогерентного приемника, с прототипом показывает, что заявляемое изобретение отличается наличием новых существенных признаков, заявленных в отличительной части формулы изобретения. В результате этих введенных в формулу изобретения существенных отличительных признаков улучшаются параметры устройства приема.
Графические материалы, представленные в материалах заявки:
Фиг.1 - пример слотовой структуры данных.
Фиг. 2 - структурная схема устройства многолучевого квазикогерентного приема прототипа.
Фиг.3 - структурная схема блока обработки сигнала однолучевого приемника прототипа.
Фиг. 4 - структурная схема устройства многолучевого квазикогерентного приема предлагаемого устройства.
Фиг.5 - структурная схема блока обработки сигнала однолучевого приемника предлагаемого устройства.
Фиг.6 - вариант выполнения узла памяти блока обработки сигнала.
Фиг.7 - пример узла адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации и интерполяции или прогноза.
Фиг. 8 - пояснение работы элемента интерполяции при оценке автокорреляционной функции.
Фиг.9 - вариант выполнения элемента интерполяции.
Фиг.10 - зависимость вероятности ошибки от частоты фединга при отношении сигнал шум на бит 4 дБ.
Фиг. 11 - зависимость вероятности битовой ошибки от отношения сигнал/шум на бит.
Данное изобретение представляет собой способ многолучевого квазикогерентного приема сигнала с прерывистым пилот-сигналом и устройство для его реализации и блок обработки для этого устройства.
Предлагаемый способ заключается в следующем.
При приеме сигнала каждого луча производят следующие операции:
- формируют последовательность корреляционных откликов, определяя корреляцию входных отсчетов с известной ПСП на интервалах длительности каждого символа,
- отбирают корреляционные отклики пилот-символов из общего потока корреляционных откликов символов,
- определяют оценку автокорреляционной функции синфазной и квадратурной составляющих комплексной огибающей символов,
- определяют весовые коэффициенты линейной фильтрации и интерполяции или прогноза, используя оценку автокорреляционной функции синфазной и квадратурной составляющих комплексной огибающей символов,
- фильтруют корреляционные отклики, соответствующие пилот-символам
- посредством стохастической интерполяции или прогноза, используя профильтрованные корреляционные отклики и рассчитанные ранее весовые коэффициенты, оценивают значения комплексной огибающей информационных символов,
- получают мягкие решения об информационных символах, используя восстановленные значения комплексной огибающей информационных символов,
затем объединяют мягкие решения об информационных символах всех лучей,
выносят оценку информационных символов по их объединенному мягкому решению,
при приеме сигнала каждого луча:
- получают оценки комплексной огибающей информационных и пилот-символов, умножая соответствующие корреляционные отклики символов на нормированные комплексно-сопряженные оценки информационных символов или нормированные комплексно-сопряженные значения пилот-символов,
- фильтруют полученные оценки комплексных огибающих, получая уточненные оценки комплексных огибающих символов,
- получают уточненные мягкие решения об информационных символах, используя уточненные оценки комплексных огибающих информационных символов,
объединяют уточненные мягкие решения об информационных символах всех лучей.
Выполняют итеративную процедуру, а именно повторяют процесс вынесения уточненных оценок информационных символов, формирования оценок комплексной огибающей, их фильтрации, получения уточненных мягких решений, их объединения по всем лучам. За окончательное мягкое решение принимают уточненное мягкое решение последней итерации.
Для реализации такого способа используется устройство, представленное на фиг.4, где обозначено:
1 - однолучевые квазикогерентные приемники,
2 - комплексный перемножитель,
3, 4 - первый и второй сумматоры со сбросом,
5 - блок задержки,
6 - блок обработки сигнала,
7 - генератор ПСП,
8, 9 - первый и второй сумматоры,
10 - блок управления,
17, 18 - первый и второй решающие блоки,
19, 20 - первый и второй коммутаторы.
Устройство многолучевого квазикогерентного приема сигнала содержит N однолучевых квазикогерентных приемников 1-1 - 1-N. Каждый из N однолучевых квазикогерентных приемников 1-1 - 1-N содержит комплексный перемножитель 2, первый и второй входы которого являются входами квазикогерентного приемника, а третий и четвертый входы комплексного перемножителя 2 соединены с выходами генератора псевдослучайных последовательностей 7. Вход генератора ПСП 7 каждого квазикогерентного приемника соединен с первым выходом блока управления 10. Первый и второй выходы комплексного перемножителя 2 соединены соответственно с первым и вторым сумматорами со сбросом 3 и 4, входы сигнала сброса которых в каждом однолучевом квазикогерентном приемнике 1-1 - 1-N соединены с вторым выходом блока управления 10, а выходы первого и второго сумматоров со сбросом 3 и 4 соединены с первым и вторым входами блока задержки 5, третий вход которого является входом управления временем задержки и соединен с третьим выходом блока управления 10.
Первый и второй выходы блока задержки 5 соединены с первым и вторым входами блока обработки сигнала 6. Первый и второй выходы блоков обработки сигнала 6 всех N однолучевых квазикогерентных приемников 1-1 - 1-N соединены со входами первого и второго сумматоров 8, 9, имеющих по N входов. Выходы первого и второго сумматоров 8 и 9 соединены соответственно со входами первого и второго коммутаторов 19 и 20, управляющие входы которых соединены с пятым выходом блока управления 10. Первые выходы первого и второго коммутаторов 19, 20 соединены соответственно с первым и вторым решающими блоками 17 и 18. Четвертый выход блока управления 10 соединен с третьим входом блоков обработки сигнала 6 всех N однолучевых квазикогерентных приемников 1-1 - 1-N. Первый выход первого решающего блока 17 соединен с четвертым входом блока обработки сигнала 6 каждого из N однолучевых квазикогерентных приемников 1-1 - 1-N. Первый выход второго решающего блока 18 соединен с пятым входом блока обработки сигнала 6 каждого из N однолучевых квазикогерентных приемников 1-1 - 1-N. Вторые выходы первого и второго коммутаторов 19 и 20 являются выходами устройства.
Предлагаемое устройство работает следующим образом.
Синфазная и квадратурная составляющие входного сигнала поступают в однолучевые приемники 1-1 - 1-N, а именно на первый и второй входы комплексных перемножителей 2. На третий и четвертый входы перемножителей 2 с выходов генератора ПСП 7 поступают известные ПСП, соответствующие синфазной и квадратурной составляющим сигнала. Состояниями генератора ПСП 7 управляет блок управления 10 в соответствии со значениями временных положений сигналов лучей в принимаемом многолучевом сигнале. Синфазная и квадратурная составляющие сигнала с выходов комплексного перемножителя 2 поступают соответственно на входы сумматоров со сбросом 3 и 4, на вторые входы которых поступает управляющий сигнал сброса из блока управления 10. Сумматоры со сбросом 3, 4 осуществляют операцию посимвольного накопления синфазных и квадратурных составляющих входного сигнала. С выходов первого и второго сумматоров 3 и 4 сигналы, представляющие собой корреляционные отклики символов, поступают через блок задержки 5 на первый и второй входы блока обработки сигнала 6, на третий и четвертый входы которого поступают сигналы с выходов решающих блоков 17 и 18. Временем задержки сигнала в блоке 5 управляет блок управления 10 в соответствии со значениями временных положений сигналов лучей в принимаемом многолучевом сигнале так, чтобы корреляционные отклики соответствующих символов всех лучей приходили на блок обработки сигнала 6 одновременно.
Выходные сигналы блока 6 являются одновременно выходными сигналами соответствующего однолучевого приемника 1 и представляют собой мягкие решения об информационных символах. С первого и второго выхода блока обработки 6 каждого однолучевого квазикогерентного приемника 1-I, 
мягкие решения об информационных символах поступают на I-е входы первого и второго сумматоров 8, 9. В сумматорах 8 и 9 мягкие решения всех однолучевых приемников объединяются, а именно суммируются. Результаты объединения мягких решений с выходов сумматоров 8, 9 поступают на входы коммутаторов 19 и 20 соответственно. Коммутаторы 19, 20 в зависимости от управляющего сигнала, поступающего на управляющие входы из блока управления 10, подают объединенные мягкие решения информационных символов на первые или вторые свои выходы. С первых выходов коммутаторов 19 и 20 объединенные мягкие решения поступают на соответствующие решающие блоки 17, 18, где формируются оценки информационных символов. Выходные сигналы многолучевого квазикогерентного устройства поступают со вторых выходов коммутаторов 19, 20 и представляют собой окончательные мягкие решения информационных символов. Блок управления 10 обеспечивает синхронность работы блоков приемника.
Блок обработки сигнала 6 однолучевых квазикогерентных приемников 4 может быть полностью реализован на цифровом процессоре, структурная схема которого представлена на фиг.5, где обозначено:
11 - узел отбора пилот-символов,
12 - I и Q узлы восстановления несущей по пилот-символам,
13 - элемент фильтрации пилот-символов,
14 - элемент интерполяции,
15 - первый узел задержки,
16 - решающий узел,
21 - узел адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации, интерполяции или прогноза, 22, 23 - первый и второй узлы памяти,
24 - узел коммутации.
25 - второй узел задержки,
26 - узел восстановления несущей с использованием информационных символов,
27 - элемент фильтрации,
28 - элемент снятия информации.
Первый и второй входы узла отбора пилот-символов 11 объединены с первым и вторым входами узла задержки 15, являются входами блока обработки сигнала 6 и соединены с выходами первого и второго сумматоров со сбросом 3 и 4. Первый и второй выходы узла отбора пилот-символов 11 соединены с I и Q узлами восстановления несущей по пилот-символам 12 и с первым и вторым входом узла адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации интерполяции или прогноза 21. Каждый из I и Q узлов восстановления несущей по пилот-символам 12 содержит последовательно соединенные элемент фильтрации пилот-символов 13, вход которого соединен с выходом узла отбора пилот-символов 11, и элемент интерполяции 14, второй вход которого является управляющим и соединен с выходом блока управления 10. Выход элементов интерполяции 14 I и Q узлов восстановления несущей по пилот-символам 12 соединены соответственно с первым и вторым входами узла памяти 23. Первый и второй выходы узла памяти 23 через узел коммутации 24 соединены с первым и вторым входом решающего узла 16. Третий и четвертый входы решающего узла 16 через узел памяти 22 соединены с первым и вторым выходами первого узла задержки 15.
Первый и второй выходы узла памяти 22 соединены также с третьим и четвертым входами элемента снятия информации 28, который входит в состав узла восстановления несущей с использованием информационных символов 26. Первый и второй входы элемента снятия информации 28 являются входами блока обработки 6. Первый и второй выходы элемента снятия информации 28 соединены с первым и вторым входами элемента фильтрации 27, первый и второй выходы которого через второй узел задержки 25 соединены с третьим и четвертым входами узла коммутации 24, пятый вход которого является управляющим. Третьи входы первого и второго узлов памяти 22 и 23 также являются управляющими. Первый выход узла адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации интерполяции или прогноза 21 соединен со вторым входом элемента фильтрации пилот-символов 13 I и Q узлов восстановления несущей по пилот-символам 12 и с третьим входом элемента фильтрации 27 узла восстановления несущей с использованием информационных символов 26. Второй выход узла адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации интерполяции или прогноза 21 соединен со вторым входом элемента интерполяции 14 I и Q узлов восстановления несущей по пилот-символам 12.
На вход блока обработки сигнала 6 поступает последовательность комплексных корреляционных откликов, соответствующих пилот- и информационным символам. Восстановление несущей в блоке обработки сигнала 6 осуществляется в два этапа. На первом этапе восстановление несущей производится в узлах восстановления несущей по пилот-символам 12-I, 12-Q по корреляционным откликам, соответствующим только пилот-символам. Узлы восстановления несущей по пилот-символам 12-I, 12-Q обрабатывают соответственно синфазные и квадратурные составляющие входного дискретного комплексного сигнала. В соответствии с управляющим (синхронизирующим) сигналом узел отбора пилот-символов 11 из входной последовательности корреляционных откликов пилот- и информационных символов пропускает только отклики пилот-символов. С выходов узла отбора пилот-символов 11 синфазные и квадратурные составляющие этих откликов поступают на первый и второй входы узла адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации, интерполяции или прогноза 21, а также на входы элементов фильтрации пилот-символов 13 узлов восстановления несущей по пилот-символам 12-I, 12-Q, где подвергаются весовому суммированию.
Весовые коэффициенты элементов фильтрации 13 зависят от статистики канала и определяются в узле адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации, интерполяции или прогноза 21. Узел адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации, интерполяции или прогноза 21 осуществляет оценку автокорреляционной функции синфазной и квадратурной составляющих комплексной огибающей символов и вычисляет весовые коэффициенты, необходимые для работы элементов 13, 14, 27. Далее с элемента фильтрации 13 профильтрованные отклики пилот-символов поступают в элемент интерполяции 14, где осуществляется интерполяция или прогноз комплексной огибающей информационных символов. Интерполяция или прогноз выполняется посредством взвешенного суммирования профильтрованных откликов пилот-символов и представляет собой результат первого этапа восстановления несущей.
Весовые коэффициенты интерполяции или прогноза зависят от статистики канала и временного положения информационного символа в слоте и определяются в узле адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации, интерполяции или прогноза 21.
Восстановленные значения синфазной и квадратурной составляющих комплексной огибающей информационных символов с выходов элементов интерполяции 14 блоков восстановления несущей по пилот-символам 12-I, 12-Q поступают на первый и второй входы узла памяти 23, где они запоминаются в течение заданного промежутка времени. С выходов узла памяти 23 значения комплексной огибающей информационных символов через узел коммутации 24 поступают на первый и второй входы решающего узла 16, на третий и четвертый входы которого поступают синфазные и квадратурные составляющие комплексных корреляционных откликов символов из узла памяти 22. Узел памяти 22 хранит синфазные и квадратурные составляющие комплексных корреляционных откликов информационных и пилот-символов, поступающих на его вход через узел задержки 15. Задержка комплексных корреляционных откликов символов в узле 15 необходима для компенсации временной задержки при восстановлении комплексной огибающей сигнала в узлах восстановления несущей по пилот-символам 12-I, 12-Q. В решающем узле 16 формируются мягкие решения об информационных символах путем перемножения комплексных корреляционных откликов информационных символов на комплексно-сопряженные значения восстановленной комплексной огибающей этих символов. Эти мягкие решения используются для последующего получения оценки информационных символов (фиг.4).
Второй этап восстановления несущей реализуется в узле восстановления несущей с использованием информационных символов 26. На втором этапе восстановление несущей происходит с использованием корреляционных откликов как пилот-, так и информационных символов. На вход узла восстановления несущей с использованием информационных символов 26, а именно, на первый и второй входы элемента снятия информации 28, поступают оценки информационных символов, полученные в решающих блоках 17, 18. На третий и четвертый вход элемента снятия информации 28 поступают синфазные и квадратурные составляющие комплексных корреляционных откликов символов хранящихся в узле памяти 22. Снятие информации в элементе снятие информации 28 производится путем умножения корреляционных откликов символов на нормированные комплексно-сопряженные величины пилот-символов или оценки информационных символов. Полученные после снятия информации оценки синфазной и квадратурной составляющих комплексной огибающей символов с первого и второго выходов элемента снятия информации 28 поступают на первый и второй входы элемента фильтрации 27, на третий вход которого поступают весовые коэффициенты фильтрации с узла адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации, интерполяции или прогноза 21.
В результате линейной фильтрации в элементе 27 формируются уточненные оценки комплексной огибающей символов, которые с выходов элемента фильтрации 27 поступают через узел задержки 25 и узел коммутации 24 на первый и второй входы решающего узла 16, где используются для получения уточненных мягких решений. Задержка уточненных оценок комплексной огибающей символов в узле задержке 25 необходима для синхронизации работы решающего узла 16. Узел коммутации 24 переключает первый и второй входы решающего узла 16 в зависимости от этапа восстановления несущей в соответствии с управляющим сигналом поступающим из блока управления 10. Узлы памяти 22, 23 в зависимости от этапа работы устройства работают (запоминают, хранят, выдают информацию и обнуляют содержимое) в соответствии с управляющим сигналом, поступающим из блока управления 10.
Процесс формирования оценок комплексной огибающей в элементе снятия информации 28, их фильтрации в элементе 27, получения уточненных мягких решений в узле 16, их объединения по всем однолучевым приемникам в сумматорах 8, 9, вынесения уточненных оценок информационных символов в блоках 17, 18 повторяют заданное количество итераций.
Пример реализации узла памяти 22 представлен на фиг.6, где обозначено:
29, 30 - элементы коммутации,
31, 32, 33, 34 - элементы памяти.
Поступающая на вход узла памяти 22 последовательность комплексных корреляционных откликов символов делится на равные блоки. Синфазные составляющие комплексных корреляционных откликов символов блоков последовательно записываются в 31 и 32 элементы памяти, квадратурные составляющие - в 33 и 34 элементы памяти. На время итеративной обработки сигнала предыдущего блока синфазных и квадратурных составляющих комплексных корреляционных откликов символов, хранящихся, например, в элементах памяти 31, 33, поступающие на вход узла памяти 22 синфазные и квадратурные составляющие комплексных корреляционных откликов символов запоминаются в элементах памяти 32, 34 и наоборот. Переключение входных корреляционных откликов символов на соответствующие входы элементов памяти осуществляют элементы коммутации 29, 30 в соответствии с управляющими сигналами, поступающими из блока управления 10.
Узел адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации, интерполяции или прогноза 21 может быть выполнен на цифровом процессоре. Пример структуры узла адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации, интерполяции или прогноза 21 представлен на фиг.7, где обозначено:
35 - первый элемент расчета коэффициентов корреляции,
36 - второй элемент расчета коэффициентов корреляции,
37 - сумматор,
38 - элемент интерполяции
39 - элемент определения весовых коэффициентов интерполяции или прогноза.
Оценка неизвестной автокорреляционной функции производится в узле адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации, интерполяции или прогноза 21 по корреляционным откликам пилот-символов.
В элементах расчета коэффициентов корреляции 35 и 36 в соответствии с формулой
производится вычисление коэффициентов автокорреляции соответственно I-и Q -канала,
где xI(ti), xQ(ti), 
синфазная и квадратурная составляющие I- и Q -каналов корреляционных откликов пилот-символов соответственно, m=0; 1; 2; . . . - неотрицательное целое число, соответствующее доступным значениям аргумента автокорреляционной функции, 
нормировочные коэффициенты, Δ - длительность символа, Кm - количество слагаемых, зависящее от интервала анализа автокорреляционной функции МΔ и от слотовой структуры сигнала. Под доступными значениями аргумента автокорреляционной функции будем понимать такие значения, которые соответствуют временному расстоянию между пилот-символами сигнала.
В сумматоре 37 происходит усреднение коэффициентов автокорреляции, рассчитанных для I- и Q- каналов в соответствии с формулой
В силу прерывистости пилот-сигнала оценку нормированной автокорреляционной функции R(m) можно получить не для любых целых m. Процедура оценки автокорреляционной функции для произвольного значения аргумента иллюстрируется на фиг.8. Оценка коэффициентов автокорреляции в точках, где она не была определена непосредственно (по формулам (1), (2)), производится в элементе интерполяции 38, например, по методу наименьших квадратов. Оценки коэффициентов автокорреляции элемента интерполяции 38 представляют собой выходные значения узла адаптивной оценки весовых коэффициентов фильтрации, интерполяции или прогноза 21 и используются в качестве весовых коэффициентов фильтрации элементов фильтрации 13 и 27, куда и поступают.
Нахождение весовых коэффициентов интерполяции или прогноза комплексных огибающих символов в узле адаптивной оценки весовых коэффициентов интерполяции или прогноза 21 осуществляется в соответствии с интерполированием или прогнозом по методу наименьших квадратов в предположении линейного характера статистической зависимости квадратур комплексной огибающей символов. Приведем основные соотношения для этого метода.
Пусть требуется найти оценку ym значения случайного процесса в момент по известным значениям этого процесса yi, 
в другие моменты времени ti, 
Будем искать оценку значения случайного процесса ym в виде линейной суммы
В качестве критерия оптимальности примем критерий минимума среднего квадрата ошибки. В этом случае математическое ожидание квадрата ошибки
должно быть минимально, <•> - обозначает операцию усреднения. Для нахождения минимума выражения (4) необходимо приравнять нулю частные производные dD/dbi= 0, 
Получаем систему J линейных уравнений с J неизвестными
Введем вектора R={<ymyi>}, 
b={bi}, 
y={yi}, 
и матрицу K={<yjyi>}, 
Тогда вектор весовых коэффициентов b определяется выражением
b=K-1R, (6)
а искомая оценка в векторно-матричных обозначениях равна
ym= yТK-1R.
Блок определения весовых коэффициентов b интерполяции или прогноза может быть выполнен на основе цифрового процессора.
Оценки нормированной автокорреляционной функции R(k-j)=<ykyj>, поступающие на вход элемента 39, полностью определяют значения К, R, необходимые для расчета весовых коэффициентов b в соответствии с формулой (6). Порядок расчета весовых коэффициентов интерполяции и весовых коэффициентов прогноза идентичны.
Пример реализации узла интерполяции 14 представлен на фиг.9, где обозначено:
40 - линия задержки,
41 - элемент управления,
42 - перемножители,
43 - сумматор.
Выходной сигнал узла интерполяции 14 представляет собой результат весового суммирования в сумматоре 43 задержанных в линии задержки 40 профильтрованных синфазных и квадратурных составляющих корреляционных откликов пилот-символов. Значения весовых множителей (коэффициентов) в перемножителях 42-1 - 42-Р задает элемент управления 41, Р - количество используемых откликов. Элемент управления 41 для каждого информационного символа выдает на перемножители 42 требуемый весовой вектор из поступающих на его вход векторов, соответствующих различным информационным символам.
На фиг. 10 приведены полученные с помощью компьютерного моделирования кривые зависимости вероятности битовые ошибки от частоты фединга для заявляемого способа и способа-прототипа при отношении сигнал-шум на бит, равном 4 дБ.
На фиг. 11 приведены полученные с помощью компьютерного моделирования кривые зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал-шум на бит для заявляемого способа и способа прототипа.
Моделирование было выполнено для двухлучевого канала. Предполагалось, что сигналы каждого луча разрешаемы, федингуют независимо и имеют одинаковую среднюю мощность. Принимаемый сигнал представлял собой последовательность слотов длительностью 0.625 мс, каждый из которых содержал 6 информационных и 4 пилот QPSK символов. Для кривых фиг.11 частота фединга выбиралась равной 880 Гц, которая при частоте несущей 2ГГц соответствуют скорости движения абонента 500 км/ч. Указанная скорость движения абонента приведена в требованиях на проектирование аппаратуры 3-го поколения сотовых систем связи и соответствует наиболее жестким условиям приема.
Как видно из фиг.10 применение заявляемого способа позволяет получить характеристики приема существенно более качественные, чем у прототипа. Этот выигрыш возрастает с увеличением частоты фединга. При больших частотах фединга способ прототипа практически теряет работоспособность, в то время как заявляемый способ обеспечивает хорошие характеристики (фиг.11).
Таким образом, применение заявляемого способа в случае высоких скоростей движения абонента позволяет обеспечить помехоустойчивость и емкость системы связи, которая недостижима при использовании известных алгоритмов.
Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способам квазикогерентного приема сигнала в системах связи с кодовым разделением каналов, и может использоваться в приемных устройствах базовой и мобильной (абонентской) станций. Технический результат - повышение помехоустойчивости приема сигналов с прерывистым пилот-сигналом при различных скоростях передачи информации и различных статистиках канала (фединга) и увеличение емкости системы связи. Изобретение основано на предположении о линейном характере статистической зависимости комплексной огибающей полезного сигнала. Использовано интерполирование или прогноз комплексной огибающей сигнала по методу наименьших квадратов (МНК). Применение итеративной процедуры, при которой для восстановления несущей используются отсчеты информационных символов, значительно повышает качество приема многолучевого сигнала. 3 с. и 2 з.п. ф-лы, 11 ил.
| S | |||
| ABETA et al | |||
| Performance comparison between time-multiplexed pilot channel and parallel pilot channel for coher eht rake combining in DS-CDMA mobile radio | |||
| IEICE Trans | |||
| Commun., vol | |||
| Горный компас | 0 |
|
SU81A1 |
| Способ восстановления хромовой кислоты, в частности для получения хромовых квасцов | 1921 |
|
SU7A1 |
| 1417-1425 | |||
| СПОСОБ ПРИЕМА МНОГОЛУЧЕВЫХ СИГНАЛОВ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ | 1997 |
|
RU2120180C1 |
| СПОСОБ ПРИЕМА МНОГОЛУЧЕВЫХ СИГНАЛОВ | 1998 |
|
RU2152131C1 |
| US 5490165 A, 06.02.1996 | |||
| EP 536687 A3, 03.11.1993. | |||
