СПОСОБ ЗАСЕКРЕЧИВАНИЯ СИГНАЛОВ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ Российский патент 2003 года по МПК H04K1/00 H04L27/06 

Изобретение относится к области радиотехники и может использоваться для формирования сложных шумоподобных сигналов и исключения несанкционированного приема передаваемой информации по открытым каналам связи в одноадресных, абонентских и специальных связных и телевизионных системах.

Известны способы защиты информации от несанкционированного доступа. Так, в [1, 2, 3] это достигается путем попеременной коммутации сигналов между различными каналами. Одновременно на каждую абонентскую установку передают сигналы коммутации, обеспечивающие синхронность работы. Здесь используются возможности переключения видеосигналов от различных источников и они могут быть реализованы только при многопрограммной передаче телевизионных сигналов. Основным недостатком этих решений является то, что такие способы в принципе не могут использоваться для засекречивания сигналов, передаваемых по одному каналу связи.

В [4-6] приведены способы засекречивания сигналов путем временной перестановки элементов /фрагментов/ информации по закону псевдослучайных кодов. Эти способы отличаются лишь порядком перестановки элементов сигнала и построением генераторов псевдослучайных кодов. Такие способы требуют запоминающих устройств с большим объемом памяти, что приводит к значительным трудностям при реализации, особенно для широкополосных сигналов. Кроме этого, при восстановлении сигналов на границах соединений информационных элементов возникают ложные импульсы. Их появление обусловлено тем, что технически невозможно осуществить обратную перестановку без погрешности. По этой причине в некоторых специальных /например, телевизионных/ системах использование этих способов затруднено.

Известны [7-11] способы засекречивания сигналов, в которых на передающей стороне полосовыми фильтрами спектр сигнала разделяют на несколько частотных полос и путем расположения этих частичных полос формируют передаваемую полосу. При этом минимум одна из частичных полос может быть инвертирована или предусматривает введение спектра искусственных помех. В [8] перед изменением расположения частичных полос производится подъем усиления на высоких частотах, т. е. амплитудно-частотные предыскажения. На приемной стороне осуществляют обратные преобразования и переключения. К недостаткам этих технических решений следует отнести необходимость большого количества фильтров для разбиения спектра сигнала на частичные полосы и для изменения их взаимного расположения. Выполнить полосовые фильтры с идеально крутыми срезами практически невозможно. Поэтому на границах частичных полос возникают амплитудные и фазовые искажения, которые приводят к перекрестным помехам при обратных преобразованиях сигнала. Кроме этого, при изменяемых во времени переключениях требуется дополнительный канал для синхронизации на приемной стороне этих переключений.

Известны также технические решения [12] и [13 - заявка ФРГ 1462736, М. кл. H 04 N 7/16, опубл. 29.08.74 г. - прототип]. Способ прототипа предусматривает разбиение спектра видеосигнала на частотные полосы /до 10/, для чего используют полосовые фильтры. Затем производят фазовый сдвиг выделенных частотных составляющих и изменяют их амплитуды, т.е. вводят фазо- и амплитудно-частотные предыскажения. Сигналы от каждого полосового канала суммируют и осуществляют этим маскирование исходного видеосигнала. В данном случае для сокрытия телевизионного видеосигнала используют суммирование с набором гармоник строчной частоты.

Этот способ /прототип/ имеет низкую стойкость к дешифрованию. Действительно, дешифровку легкое непросто осуществить, например, гребенчатым фильтром - подавителем гармоник строчной частоты. При такой частотной фильтрации фазовые сдвиги и изменение амплитуд у гармоник строчной частоты не играют никакой роли. Суммирование видеосигнала и маскирующего сигнала требует существенного увеличения мощности передатчика, что является вторым недостатком прототипа. Кроме этого, требуется большое количество полосовых фильтров, а это: моточные элементы, настройка, нестабильность, большие трудозатраты, низкая надежность и искажения восстановленного сигнала. Да и реализация известного способа возможна только при передаче импульсов синхронизации.

Цель предлагаемого изобретения заключается в разработке такого способа, который позволит значительно увеличить эффективность засекречивания сигналов и уменьшить вероятность несанкционированного приема передаваемой информации. Одновременно с этим достигаются другие цели, а именно: снижаются трудоемкость и затраты из-за отсутствия полосовых фильтров, а также искажения сигнала при неидеальности их срезов; расширяются функциональные возможности за счет оперативного изменения полос условного разделения спектра исходного сигнала и фазовых предыскажений /импульсных характеристик/; преобразованный /зашифрованный/ сигнал приобретает свойства шумоподобных сигналов, что повышает его скрытность. При этом не требуется увеличения мощности, полосы пропускания и дополнительного канала для синхронизации.

Это достигается тем, что исходный сигнал подвергают дискретизации с последующим запоминанием отсчетов, затем каждый дискретный отсчет сигнала умножают на суммарную импульсную характеристику, которую формируют из импульсных характеристик отдельных частотных полос в виде последовательности временных отсчетов, при этом каждый отсчет сигнала преобразуют в совокупность временных отсчетов, число которых соответствует числу отсчетов суммарной импульсной характеристики, преобразованные отсчеты каждого канала суммируют и после фильтрации получают зашифрованный сигнал.

В предлагаемом способе суммарную импульсную характеристику формируют в виде суммы импульсных характеристик отдельных частотных полос, на которые условно разделяют спектр сигнала, при этом частичные импульсные характеристики соответствуют чередующимся нарастающим и спадающим предыскажающим фазочастотным характеристикам /функциям задержки/ соседних частотных полос и их определяют по соответствующим соотношениям, например, для квадратичных фазочастотных характеристик.

В предлагаемом способе частота и моменты отсчетов импульсной характеристики совпадают с частотой и моментами дискретизации исходного сигнала.

На фиг.1 показаны спектр сигнала и частотные характеристики, поясняющие предлагаемый способ. Фиг. 2 иллюстрирует формирование суммарной импульсной характеристики из импульсных характеристик отдельных частотных полос, на которые условно разделяют спектр сигнала. На фиг.3 приведены временные формы сигнала и суммарной импульсной характеристики, поясняющие выполнение операций предлагаемого способа засекречивания сигналов. На фиг.4 представлена структурная электрическая схема устройства для осуществления предложенного способа. На фиг. 5 приведена структурная электрическая схема формирователя отсчетов суммарной импульсной характеристики. На фиг.6 в качестве примера выполнения дана принципиальная электрическая схема блока делителей.

Для пояснения предлагаемого способа полагаем, что исходный сигнал имеет спектр S(ω) на фиг.1а. Этот спектр условно разделяют на n частотных полос, которые могут быть равными или не равными по ширине. На фиг.1а для примера спектр сигнала разделен на 4 равные полосы. В предлагаемом способе спектр не разбивают физически полосовыми фильтрами, как в известных решениях [7-13], а разделяют условно, в виде математического представления как сумма частотных полос. В каждой или отдельных таких частотных полосах могут быть введены амплитудно-частотные предыскажения, которые будут определять A_i(ω) - амплитудный спектр i-й частотной полосы. При введении амплитудно- и фазочастотных предыскажений происходит изменение импульсных характеристик g_i(t) частотных полос и, следовательно, суммарной импульсной характеристики в соответствии с выражениями:


На фиг. 1б для упрощения амплитудно-частотная характеристика /или амплитудный спектр/ имеет равномерный вид. Фазочастотная характеристика ϕ(ω) во всей полосе частот показана на фиг.1в. Для примера, в каждой частотной полосе она изменяется по квадратичному закону. Кроме того, здесь в частотных полосах, начиная со второй, имеется также постоянная составляющая /пьедестал/. Для определения импульсных характеристик g_i(t) каждой из частотных полос используем квадратичные составляющие фазовой характеристики ϕ(ω). На фиг.1г /увеличено/ показаны фазовые характеристики ϕ_i(ω) в частотных полосах, на которые условно разделен спектр сигнала. Функция задержки θ(ω), как производная по частоте от фазовой характеристики ϕ(ω), в этом случае приведена на фиг.1д. Здесь θ_mi перепад функции задержки в полосе частот Δω_i, определяющий эффективную длительность импульсной характеристики g_i(t). Для упрощения считаем перепад функции задержки одинаковым для каждой частотной полосы, т.е. θ_mi = const. При указанных допущениях на фиг.2 приведены импульсные характеристики g_i(t) и g_Σ(t). На фиг.2а качественно показана импульсная характеристика g₁(t), соответствующая первой частотной полосе Δω₁ = ω₁-0. Она представляет собой видео ЛЧМ сигнал с эффективной длительностью θ_m, у которого высокочастотные гармоники задерживаются больше, чем низкочастотные. Аналогично на фиг.2в изображена импульсная характеристика g₃(t) для частотной полосы Δω₃ = ω₃-ω₂. Импульсные характеристика g₂(t) и g₄(t) /на фиг.2б и фиг.2г/ соответствуют частотным полосам Δω₂ = ω₂-ω₁ и Δω₄ = ω₄-ω₃, в которых функция задержки θ_i(ω) имеет спадающий характер. Поэтому импульсные характеристики g₂(t) и g₄(t) представляют собой ЛЧМ сигналы, у которых низкочастотные гармоники задерживаются больше, чем высокочастотные. Фиг.2д означает: и так далее, если число n частотных полос больше, чем на фиг.1. На фиг. 2е показана суммарная импульсная характеристика g_Σ(t), которую получают как сумму импульсных характеристик каждой частотной полосы. Очевидно, что импульсные характеристики, как функции с ограниченным спектром, можно представить последовательностью временных отсчетов, например, через интервал Δt по теореме Котельникова.

Исходный сигнал S(t) /фиг. 3а/ после дискретизации через интервал Δt представлен отсчетами на фиг.3б. Суммарная импульсная характеристика на фиг. 3в с нормированной амплитудой соответствует фиг.2е, т.е. для приведенного примера разделения спектра сигнала на частотные полосы и введения фазовых предыскажений в эти частотные полосы /см. фиг.1/. При этом частота и моменты отсчетов импульсных характеристик такие же, как и при дискретизации исходного сигнала. Преобразованный сигнал находят с помощью интеграла свертки исходного сигнала и импульсной характеристики. В данном случае каждый дискретный отсчет сигнала умножают на суммарную импульсную характеристику и производят суммирование. На фиг. 3г, д, е показаны совокупности временных отсчетов при умножении соответственно первого, второго и третьего отсчета исходного сигнала на последовательность временных отсчетов импульсной характеристики. При этом каждый отсчет сигнала преобразуется в N отсчетов, число которых равно числу отсчетов дискретизированной импульсной характеристики. Иными словами, каждый отсчет сигнала удлиняется в N = θ_m/Δt раз. Теоретическое обоснование и математически точные преобразования сигнала в совокупность удлиненных координатных /базисных/ функций даны в работах [14, 15]. На фиг.3ж условно показаны совокупности временных отсчетов при умножении четвертого и последующих отсчетов сигнала на дискретную импульсную характеристику. Затем в каждом временном сечении производится суммирование отсчетов удлиненных координатных /базисных/ функций - фиг.3з. В установившемся режиме здесь суммируются N отсчетов, при этом вклад каждого отсчета в значение суммы невелик. С увеличением вносимых фазовых предыскажений в частотные полосы удлиняются импульсные характеристики и растет число N членов суммы. Дискретные отсчеты таким образом преобразованного сигнала F_d(t) определяются выражением

После фильтрации в полосе спектра исходного сигнала получаем зашифрованный сигнал, который выдается для дальнейшей передачи, например, по открытым каналам связи.

При дешифровке производят компенсацию введенных фазочастотных предыскажений соответствующих частотных полос. В частотной области при этом должно выполняться условие
ϕ_п(ω)+ϕ_к(ω) = A₀•ω,
где ϕ_п(ω) - фазовая характеристика предыскажений,
ϕ_к(ω) - компенсирующая фазовая характеристика,
А_о - постоянный коэффициент, ω- угловая частота.

Для функций задержки это условие имеет вид:
θ_п(ω)+θ_к(ω) = const.
Компенсирующие частотные характеристики приведены на фиг.1 пунктирно. Во временной области "зеркальные" импульсные характеристики g_i*(t) при обратных преобразованиях определяют из условия:
g_i*(t)=g_i(-t),
где g_i(t) - импульсные характеристики соответствующих частотных полос с введенными предыскажениями /см. фиг.2/. Изложенным выше образом формируют обратную суммарную импульсную характеристику g*Σ

Устройство /фиг.4/ для осуществления предложенного способа содержит источник 1 сигнала, генератор 2 тактовых импульсов, сумматор 3 и передатчик 4, а также введенные дискретизатор 5, блок 6 памяти, формирователь 7 отсчетов импульсной характеристики, набор из N умножителей 8 и фильтр 9 нижних частот, при этом выход источника 1 сигнала соединен с первым входом дискретизатора 5, выход которого соединен с первым входом блока 6 памяти, второй вход дискретизатора 5, второй вход блока 6 памяти и вход формирователя 7 отсчетов импульсной характеристики подключены к генератору 2 тактовых импульсов, каждый выход блока 6 памяти соединен с первым входом умножителей 8, вторые входы которых соединены с соответствующими N выходами формирователя 7 отсчетов импульсной характеристики, а выход каждого из N умножителей 8 подключен к входам сумматора 3, выход которого через фильтр 9 нижних частот соединен с передатчиком 4.

Формирователь 7 отсчетов импульсной характеристики содержит n буферных формирователей 10, n инверторов 11, n блоков 12 делителей /по числу n частотных полос/ и N сумматоров 13 отсчетов, при этом входы буферных формирователей 10 объединены и являются входом формирователя 7 отсчетов импульсной характеристики, выход каждого из n буферных формирователей 10 подключен к первому входу соответствующего блока 12 делителей непосредственное, а к второму входу - через инвертор 11, первые выходы блоков 12 делителей подключены к входам сумматора 13 1-го отсчета, вторые выходы - к входам сумматора 2-го отсчета и так далее, N-е выходы блоков 12 делителей подключены к входам сумматора 13 N-го отсчета, а выходы сумматоров 13 являются соответствующими выходами формирователя 7 отсчетов импульсной характеристики.

При рассчитанной суммарной импульсной характеристике формирователь 7 отсчетов импульсной характеристики содержит /фиг.5/ буферный формирователь 10, инвертор 11 и блок 12 делителей, при этом вход буферного формирователя 10 является входом формирователя 7 отсчетов импульсной характеристики, выход буферного формирователя 10 подключен к первому входу блока 12 делителей непосредственно, а к его второму входу - через инвертор 11, а выходы блока 12 делителей являются соответствующими N выходами формирователя 7 отсчетов импульсной характеристики.

Устройство работает следующим образом.

От источника 1 исходный сигнал S(t) с ограниченным спектром поступает на первый вход дискретизатора 5. На второй вход дискретизатора 5 от генератора 2 тактовых импульсов подается импульсная последовательность, период которой определяется в соответствии с теоремой Котельникова. Поэтому сигнал S_d(t) на выходе дискретизатора 5 представлен последовательностью дискретных выборок, которые поступают на первый вход блока 6 памяти. Этот блок памяти может быть выполнен по схеме дискретно-аналоговой линии задержки и содержит N ячеек памяти, в которых хранятся дискретные выборки сигнала. В следующий такт каждое значение выборок /отсчетов/ переписывается в последующую ячейку памяти и т.д.

Для обеспечения этого второй вход блока 6 памяти соединен с выходом генератора 2 тактовых импульсов. В случае примерения в качестве дискретизатора 5 аналого-цифрового преобразователя /АЦП/ блок 6 памяти может быть выполнен в виде сдвигающего регистра /например, на восьмиразрядных ИР2 или ИР8 [16]/. Выход каждой ячейки памяти блока 6 подключен к первому входу умножителей 8, вторые входы которых соединены с соответствующими N выходами формирователя 7 отсчетов импульсной характеристики. При аналогово-дискретном исполнении умножители 8 реализуются, например, на микросхемах К525ПС2 или КМ525ПСЗ [16]. С выходов умножителей 8 модифицированные отсчеты поступают на входы сумматора 3. В установившемся режиме в каждый дискретный момент в сумматоре 3 суммируются N элементов модифицированных отсчетов /см. фиг.3/. С выхода сумматора 3 отсчеты преобразованного сигнала поступают на вход фильтра 9 нижних частот, верхняя граничная частота которого совпадает со спектром исходного сигнала. На выходе фильтра 9 получаем зашифрованный сигнал в полосе частот, равной ширине спектра исходного сигнала. Далее сигнал выдается в передатчик 4, который включает в себя модулятор, генератор несущей частоты и усилитель мощности /как и прототип [13]/.

Формирование N отсчетов суммарной импульсной характеристики в общем виде /см. фиг.2/ производится в формирователе 7 схемы фиг.4. Тактовые импульсы от генератора 2 поступают на вход каждого буферного формирователя 10. Число таких формирователей 10 определяется числом n частотных полос, на которые условно разделен спектр исходного сигнала. Буферные формирователи 10 обеспечивают развязку и выдачу импульсов с постоянной нормированной амплитудой. Шесть таких буферных формирователей содержит, например, микросхема ЛП9 [16, с. 47, 61]. Если число частотных полос n>6, то необходима вторая такая микросхема. Для обеспечения отрицательных значений отсчетов импульсных характеристик g_i(t) в схему введены инверторы 11, которые реализуются, например, микросхемами ЛH2 или ЛН3 [16] . В блоках 12 делителей из поступающих импульсов с нормированной амплитудой устанавливаются положительные и отрицательные значения отсчетов импульсных характеристик g_i(t) для соответствующих частотных полос. Например, в 1-м блоке делителей устанавливают значения отсчетов импульсной характеристики g₁(t) /фиг.2а/ для первой частотной полосы, в которую введены указанные частотные предыскажения. На выходе блока 12 делителей имеем N = θ_m/Δt значений отсчетов и соответственно N выходов. Для. получения отсчетов суммарной импульсной характеристики от всех n условных частотных полос в схему введены сумматоры 13 отсчетов. Так, на входы сумматора 1-го отсчета поступают значения 1-ых отсчетов импульсных характеристик каждой из n частотных полос. Поэтому первые выходы каждого из n блоков 12 делителей соединены с входами сумматора 13 1-го отсчета. Аналогично для сумматора 2-го отсчета и так далее. С выхода каждого сумматора 13 отсчеты суммарной импульсной характеристики выдаются на вторые входы соответствующих умножителей 8.

При рассчитанной суммарной импульсной характеристике /фиг.2е/ формирователь 7 отсчетов может быть упрощен и выполнен по схеме фиг.5. В этой случае достаточно одного буферного формирователя 10, инвертора 11 и блока 12 делителей. Как и ранее, на входы блока 12 делителей от буферного формирователя 10 и инвертора 11 поступают тактовые импульсы положительной и отрицательной полярности с нормированной амплитудой. Блок 12 делителей может быть выполнен, например, по принципиальной электрической схеме на фиг.6. По значениями отсчетов суммарной импульсной характеристики /например, в табличном виде/ и по нормированной амплитуде импульсов легко рассчитать резисторные делители для каждого из N отсчетов. Разделительные конденсаторы С_p на схеме фиг.6 не пропускают постоянную составляющую тактовых импульсов. Таким образом, блок 12 делителей устанавливает значения отсчетов импульсной характеристики и при реализации в цифровом виде эквивалентен постоянному запоминающему устройству /ПЗУ/.

Использование предлагаемого способа засекречивания сигналов и устройства для его осуществления позволяет получить следующее:
1. Значительно увеличить эффективность засекречивания сигналов за счет того, что при введении в условные частотные полосы различных характеристик фазочастотных предыскажений происходит наложение сигналов этих частотных полос, их перемешивание и качественное изменение временной структуры зашифрованного сигнала.

2. Существенно уменьшить вероятность несанкционированного приема передаваемой информации, так как в засекреченном сигнале не содержится параметров произведенных операций, а количество и ширина частотных полос, на которые условно разделен спектр исходного сигнала; закон и параметры характеристик фазочастотных предыскажений каждой полосы - являются ключом и известны только санкционированному получателю.

3. Расширить функциональные возможности за счет оперативного изменения полоса условного разделения спектра исходного сигнала и фазовых предыскажений, что обеспечивается заранее рассчитанной суммарной импульсной характеристикой, например, записанной в ПЗУ.

4. Придать зашифрованному сигналу щумоподобный вид за счет того, что отсчеты исходного сигнала удлиняются в N раз и при суммировании N модифицированных /преобразованных/ отсчетов происходит нормализация закона распределения. При введении амплитудно-частотных предыскажений спектр приближается к равномерному в полосе передаваемых частот. Таким образом, преобразованный /засекреченный/ сигнал приобретает свойства шумоподобных сигналов [17].

5. Снизить трудоемкость и затраты из-за отсутствия полосовых фильтров, так как здесь спектр исходного сигнала разделяют условно на частотные полосы. По сравнению с известными решениями при этом отсутствуют искажения сигнала, возникающие при неидеальности срезов и неравномерности АЧХ полосовых фильтров.

6. Предлагаемое решение не требует увеличения полосы пропускания канала связи и мощности передатчика. Последнее обусловлено тем, что вводимые фазовые преобразования не меняют мощность сигнала.

7. Не требуется дополнительного канала синхронизации, ибо тактовые импульсы используются для внутренних операций фазоструктурных преобразований. Важно только выбрать на передающей и приемной сторонах тактовую частоту равной или больше, чем по теореме Котельникова.

Источники информации
1. Патент США 3789131, кл. 178-5.1 /H 04 N 1/44/, опубл. 29.01.74 г.

2. Патент США 4013963, кл. 325-308 /H 04 N 1/44/, опубл. 22.03.77 г.

3. Патент ФРГ 2406023, М. кл. H 04 N 7/16, опубл. 11.12.75 г.

4. Патент Франции 2101561, М. кл. Н 04 К 1/00, опубл. 05.05.72 г.

5. 3аявка Великобритании 1356970, М. кл. Н 04 К 1/06, опубл. 19.06.74 г.

6. Будко В.Н. Обеспечение скрытности переговоров по незащищенным телефонным каналам связи // Информационная безопасность автоматизированных систем. - НТК. Воронеж, 1998, с. 517-521.

7. 3аявка Франции 2224946, М. кл. Н 04 К 1/04, опубл. 06.12.74 г.

8. 3аявка ФРГ 2318227, М. кл. Н 04 К 1/04, опубл. 23.09.76 г.

9. Пат. США 3967067, кл. 179-1.5R /Н 04 К 1/02/, опубл. 29.06.76 г.

10. Communication news, 1974 vol. 11 1, p.p. 34-37.

11. ТИИЭР, 1979 т. 67 3, с. 91.

12. Патент США 3333052, кл. 178-5.1, опубл. 25.07.67 г.

13. 3аявка ФРГ 1462736, М. кл. Н 04 N 7/16, опубл. 29.08.74 г. - прототип.

14. Суслонов С.А. Метод борьбы с мультипликативными помехами на основе фазовых преобразований сигналов // Изв. вузов СССР. - Радиоэлектроника. - 1978.- т. 21. - 4. - с. 14-21.

15. Суслонов С.А. Помехоустойчивость радиосистем со сложными непрерывными сигналами // Изв. вузов СССР. - Радиоэлектроника. -- 1979. - т. 22. - 4. - с. 17-24.

16. Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы: Справочник / С.В. Якубовский, Л.И. Ниесельсон, В.И. Кулешова и др. Под ред. С.В. Якубовского. - М.: Радио и связь, 1990. - 496 с.

17. Суслонов С.А. Помехоустойчивость системы связи с предсказанием при модификации фазовой структуры сигнала // Изв. вузов СССР. - Радиоэлектроника. - 1982. - т. 24. - 4. - с. 4-11.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в абонентских и специальных связных и телевизионных системах. Техническим результатом является повышение эффективности засекречивания сигналов. Технический результат достигается тем, что исходный сигнал подвергают дискретизации с последующим запоминанием отсчетов, причем каждый дискретный отсчет сигнала умножают на суммарную импульсную характеристику, которую формируют из импульсных характеристик отдельных частотных полос в виде последовательности временных отсчетов, при этом каждый отсчет сигнала преобразуют в совокупность временных отсчетов, число которых соответствует числу отсчетов суммарной импульсной характеристики, преобразованные отсчеты каждого канала суммируют и после фильтрации получают зашифрованный сигнал, также в частотные полосы вводят фазовые предыскажения с чередующимися нарастающими и спадающими функциями задержки; кроме того, разработано устройство, реализующее предлагаемый способ засекречивания сигналов. 5 з.п. ф-лы, 6 ил.

1. Способ засекречивания сигналов, основанный на фазочастотных и амплитудно-частотных предыскажениях частотных полос спектра сигнала с последующим их суммированием, отличающийся тем, что исходный сигнал подвергают дискретизации с последующим запоминанием отсчетов, затем каждый дискретный отсчет сигнала умножают на суммарную импульсную характеристику, которую формируют из импульсных характеристик отдельных частотных полос в виде последовательности временных отсчетов, при этом каждый дискретный отсчет сигнала преобразуют в совокупность временных отсчетов, число которых соответствует числу отсчетов суммарной импульсной характеристики, преобразованные дискретные отсчеты сигнала каждой частотной полосы суммируют и после фильтрации получают зашифрованный сигнал. 2. Способ засекречивания сигналов по п.1, отличающийся тем, что суммарную импульсную характеристику формируют в виде суммы импульсных характеристик отдельных частотных полос, на которые условно разделяют спектр сигнала, при этом частичные импульсные характеристики соответствуют чередующимся нарастающим и спадающим предыскажающим фазочастотным характеристикам (функциям задержки) частотных полос и их определяют последующими соотношениями, например, для квадратичных фазочастотных характеристик:



где g_i(t) - импульсные характеристики частотных полос с нарастающими функциями задержки θ_i(ω);
g_i+1(t) - импульсные характеристики соседних частотных полос со спадающими функциями задержки;
g_Σ(t) - суммарная импульсная характеристика;
t - параметр времени;
π = 3,14159...

A_i(ω) - амплитудный спектр i-й частотной полосы;
ω_i - верхняя частота i-й полосы;
ω - угловая частота;
θ_mi - перепад функции задержки в полосе частот Δω_i = (ω_i-ω_i-1);
i = 1, 2,... n,
n - число частотных полос, на которые условно разделяют спектр исходного сигнала.