СХЕМА ПОДАВЛЕНИЯ ШУМОВ И КВАДРАТУРНЫЙ ПОНИЖАЮЩИЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ Российский патент 2004 года по МПК H03M3/02 

Область изобретения

Настоящее изобретение относится к технике связи. Более конкретно настоящее изобретение относится к новой и усовершенствованной схеме подавления шумов и квадратурному понижающему преобразователю.

Описание известного уровня техники

Во многих современных системах связи используется цифровая передача, обладающая повышенной эффективностью и возможностью обнаруживать и исправлять возникающие ошибки передачи. Типовые форматы цифровой передачи включают двухпозиционную фазовую манипуляцию (BPSK), четырехпозиционную фазовую манипуляцию (QPSK), четырехпозиционную фазовую манипуляцию со смещением (OQPSK), m-позиционную фазовую манипуляцию (m-РSК) и квадратурную амплитудную модуляцию (QAM). Типовые системы связи с использованием цифровой передачи включают системы связи с многостанционным доступом с кодовым разделением каналов (CDMA) и телевизионные системы высокой четкости (HDTV). Использование технологий многостанционного доступа с кодовым разделением каналов в системах связи с параллельным доступом описано в патенте США №4901307, озаглавленном "Spread Spectrum Multiple Access Communication System Using Satellite or Terrestrial Repeaters", и в патенте США №5103459, озаглавленном "System and Method for Generating Waweforms in a CDMA Cellular Telephone System", переданных правопреемнику настоящего изобретения и включенных сюда в качестве ссылки. Типовая телевизионная система высокой четкости описана в патенте США №5452104, патенте США №5107345 и патенте США №5021891, озаглавленных "Adaptive Block Size Image Compression Method and System", и в патенте США №5576767, озаглавленном "Interframe Video Encoding and Decoding System", причем все четыре патента переданы правопреемнику настоящего изобретения и включены сюда в качестве ссылки.

В системе с многостанционным доступом с кодовым разделением каналов базовая станция связывается с одной или более удаленных станций. Базовая станция, как правило, расположена стационарно. Таким образом, потребляемая мощность является менее важным фактором в конструкции базовой станции. Удаленными станциями обычно являются оконечные устройства пользователей, которые производятся в больших количествах. Таким образом, стоимость и надежность являются важными соображениями в конструкции из-за числа производимых оконечных устройств. Кроме того, в некоторых вариантах применения, таких как мобильная система связи с многостанционным доступом с кодовым разделением каналов, потребляемая мощность является критическим фактором из-за портативного исполнения удаленной станции. В конструкции удаленных станций обычно выбираются компромиссы между эффективностью, стоимостью и потребляемой мощностью.

При цифровой передаче используются цифровые данные для модуляции несущей синусоиды с использованием одного из перечисленных выше форматов. Модулированное колебание дополнительно обрабатывается (например, фильтруется, усиливается и преобразуется с повышением частоты) и передается на удаленную станцию. На удаленной станции переданный радиочастотный сигнал принимается и демодулируется приемником.

Блок-схема типового супергетеродинного приемника известного уровня техники, используемого для квадратурной демодуляции сигналов с четырехпозиционной фазовой манипуляцией, четырехпозиционной фазовой манипуляцией со смещением и квадратурной амплитудной модуляцией, показана на фиг.1. Приемник 100 может использоваться на центральной станции или на удаленной станции. В приемнике 100 переданный радиочастотный сигнал принимается антенной 112, передается через антенный переключатель 114 и направляется во входной ВЧ каскад 102. Во входном ВЧ каскаде 102 усилитель (АМР) 116 усиливает сигнал и подает сигнал в полосовой фильтр 118, который фильтрует сигнал для удаления нежелательных изображений и ложных сигналов. Отфильтрованный радиочастотный сигнал передается в смеситель 120, который преобразует сигнал с понижением до промежуточной частоты (IF) с использованием синусоидальных колебаний гетеродина (LO1). Сигнал промежуточной частоты от смесителя 120 фильтруется полосовым фильтром 124 и усиливается усилителем (AGC) 126 с автоматической регулировкой усиления для получения требуемой амплитуды сигнала на входе аналого-цифровых преобразователей (ADC) 140. Сигнал с регулированным усилением подается в демодулятор 104. В демодуляторе 104 два смесителя 128а и 128b преобразуют сигнал с понижением частоты в модулирующие сигналы I и Q с использованием синусоидальных колебаний, вырабатываемых гетеродином (LO2) 134 и фазовращателем 136 соответственно. Модулирующие сигналы I и Q подаются в фильтры 130а и 130b низких частот соответственно, которые обеспечивают согласованную фильтрацию и/или фильтрацию защиты от наложения спектров модулирующих сигналов. Отфильтрованные сигналы подаются в аналого-цифровые преобразователи 140а и 140b, которые выполняют дискретизацию сигналов для получения дискретизованных модулирующих сигналов в цифровой форме. Сигналы подаются в процессор 150 обработки модулирующих сигналов для дальнейшей обработки (например, обнаружения ошибок, исправления ошибок и развертывания) для получения восстановленных оценок переданных данных.

Первое преобразование с понижением частоты посредством смесителя 120 позволяет приемнику 100 преобразовывать с понижением частоты сигналы на различных радиочастотах до фиксированной промежуточной частоты, на которой может выполняться дальнейшая обработка сигнала. Фиксированная промежуточная частота позволяет выполнить полосовой фильтр 124 в форме неперестраиваемого пропускающего фильтра, такого как фильтр на поверхностных акустических волнах - ПАВ(SAW), для удаления нежелательных образов и ложных сигналов из промежуточного сигнала. Удаление образов и ложных сигналов важно, поскольку эти сигналы могут накладываться на полосу частот сигнала (например, полосу поступающего сигнала) на этапе второго преобразования с понижением частоты. Кроме того, образы и ложные сигналы могут значительно повышать амплитуду сигнала в различных активных компонентах, таких как усилители и смесители, что может привести к более высоким уровням интермодуляционных составляющих из-за нелинейностей в активных компонентах. Ложные сигналы и интермодуляционные составляющие могут привести к ухудшению характеристик системы связи.

Квадратурный демодулятор известного уровня техники имеет несколько основных недостатков. Во-первых, обеспечение требуемой фильтрации полосовым фильтром 124 и/или фильтрами 130 низких частот может быть сложной. В этих фильтрах может требоваться плоская полоса пропускания, высокая степень затухания в полосе задержания и резкий спад в полосе перехода. Такие фильтры часто выполняют в виде аналоговых схем. Допуски компонентов аналоговых схем трудно выдерживать и это может вызвать искажение амплитудно-частотных характеристик таких фильтров. В результате этих искажений могут ухудшиться характеристики приемника 100. Во-вторых, трудно поддерживать квадратурный баланс многих производимых терминалов из-за допусков компонентов расщепителя 136 фазы, смесителей 128, фильтров 130 низких частот и аналого-цифровых преобразователей 140. Любое несоответствие в двух трактах сигналов приводит к квадратурному несоответствию и ухудшению характеристик приемника 100. Несоответствие в трактах приводит к перекрестному наложению сигнала I на сигнал Q и наоборот. Перекрестный сигнал создает дополнительные шумы в полезном сигнале и приводит к ухудшению приема полезного сигнала. В-третьих, аналого-цифровые преобразователи 140 могут вызвать ухудшение характеристик приемника 100 по многим причинам, описанным ниже.

В большинстве демодуляторов требуется один или более аналого-цифровых преобразователей для преобразования аналогового непрерывного колебания в дискретные сигналы, расположенные через равномерно разнесенные временные интервалы. Некоторые важные рабочие параметры аналого-цифрового преобразователя включают динамический диапазон, линейность и смещение постоянной составляющей. Каждый из этих параметров может влиять на характеристики системы связи. Динамический диапазон может влиять на такую характеристику приемника, как количество ошибок на количество бит (BER) - коэффициент битовой ошибки, поскольку шумы от аналого-цифрового преобразователя ухудшают способность аналого-цифрового преобразователя правильно детектировать входной сигнал. Линейность представляет собой разность между фактической кривой передачи (например, цифровой выходной сигнал по сравнению с аналоговым входным сигналом) и идеальной кривой передачи. Хорошая линейность труднодостижима при увеличении количества бит, проходящих через аналого-цифровой преобразователь. Недостаточная линейность может ухудшить обнаружение и исправление ошибок. Наконец, смещение постоянной составляющей может ухудшать эффективность контура фазовой автоматической подстройки частоты приемника и декодирующего устройства исправления ошибок, такого как декодирующее устройство Витерби.

В известном уровне техники для дискретизации модулирующих сигналов используются быстродействующие аналого-цифровые преобразователи или аналого-цифровые преобразователи последовательных приближений. В быстродействующем аналого-цифровом преобразователе входной сигнал подается в компараторы L-1, где L=2^m, и m - это количество бит в аналого-цифровом преобразователе. В каждый компаратор также подается опорное напряжение. Опорные напряжения компараторов L-1 вырабатываются резистивными схемами лестничного типа, содержащими резисторы L. Быстродействующие аналого-цифровые преобразователи громоздки и потребляют много мощности, поскольку требуется применение компараторов L-1 и резисторов L. Быстродействующие аналого-цифровые преобразователи могут иметь неудовлетворительные характеристики линейности и смещения постоянной составляющей, если резисторы в резистивной схеме лестничного типа не согласованы. Однако быстродействующие аналого-цифровые преобразователи популярны благодаря их высокому быстродействию.

Аналого-цифровые преобразователи, работающие по принципу последовательных приближений, также распространены в системах связи. Эти аналого-цифровые преобразователи сводят к минимуму сложность посредством выполнения приближений входного сигнала в течение двух или более этапов. Однако эти аналого-цифровые преобразователи могут также иметь неудовлетворительные характеристики линейности и смещения постоянной составляющей подобно этим характеристикам быстродействующих аналого-цифровых преобразователей. Таким образом, быстродействующие аналого-цифровые преобразователи и аналого-цифровые преобразователи, работающие по принципу последовательных приближений, не являются идеальными примерами для использования во многих вариантах выполнения средств связи. АЦП типа сигма дельта (ΣΔ ADC)-(ΣΔ АЦП) имеют лучшие характеристики, чем быстродействующие АЦП и АЦП, работающие по принципу последовательных приближений, благодаря присущей архитектуре ΣΔ АЦП. ΣΔ АЦП выполняет аналого-цифровое преобразование входного сигнала посредством осуществления последовательных приближений на один бит при изменении входного сигнала на основе оценки предшествующего дискретного сигнала с частотой дискретизации, которая во много раз выше, чем ширина полосы частот входного сигнала. Выходные дискретные сигналы содержат входной сигнал и шум квантования. Однако ΣΔ АЦП может иметь такую конструкцию, что шум квантования в полосе частот сигнала смещается в область частот внеполосных сигналов (ограничение шума), где может осуществляться фильтрация.

ΣΔ АЦП позволяет получить хороший динамический диапазон, хорошую линейность и низкую величину смещения постоянной составляющей благодаря присущей конструкции ΣΔ АЦП. Например, большой динамический диапазон может быть получен подбором достаточного коэффициента избыточности при дискретизации - КИД (OSR) и надлежащих характеристик фильтра ограничения шума. Коэффициент избыточности при дискретизации определяется как частота дискретизации, разделенная на двустороннюю ширину полосы частот входного сигнала. Кроме того, хорошая линейность и малое смещение постоянной составляющей могут быть получены благодаря простому одноразрядному квантователю, входящему в ΣΔ АЦП.

Поскольку для получения высоких характеристик требуется высокий коэффициент избыточности при дискретизации, ΣΔ АЦП традиционно ограничивались вариантами, в которых входной сигнал является сигналом с малой шириной полосы частот, такими как звуковые варианты применения. Однако с появлением быстродействующих аналоговых схем могут быть построены быстродействующие ΣΔ АЦП. Быстродействующие конструкции и варианты выполнения ΣΔ АЦП, работающие в полосе пропускания и в полосе частот модулирующих сигналов, подробно описаны в одновременно рассматриваемой заявке на патент США №08/928847, озаглавленной "Sigma-Delta Analog-to-Digitai Converter", зарегистрированной 12 сентября 1997 года, переданной правопреемнику настоящего изобретения и включенной сюда в качестве ссылки.

ΣΔ АЦП, работающий в полосе пропускания, производит выборки промежуточной частоты с ограниченным уровнем шума. Для дискретизации в полосе пропускания ΣΔ АЦП выборки промежуточной частоты затем фильтруются и подвергаются квадратурному преобразованию с понижением частоты для получения выходных модулирующих сигналов I и Q.

Краткое описание изобретения

Настоящее изобретение предлагает новую и усовершенствованную схему подавления шумов и квадратурного преобразователя с понижением частоты. Средство подавления шумов включает по меньшей мере одно прореживающее устройство в полосе пропускания и суммирующее устройство. В типовом варианте осуществления изобретения используется многоступенчатый ΣΔ АЦП с ограничением шумов, работающий в полосе пропускания (MASH ΣΔ ADC)-(МЭШ ΣΔ АЦП), для дискретизации аналогового входного сигнала, и каждый контур в MASH ΣΔ ADC вырабатывает выходной сигнал Y. Выходной сигнал от каждого контура подается в соответствующее прореживающее устройство в полосе пропускания. В типовом варианте осуществления изобретения каждое прореживающее устройство в полосе пропускания включает фильтр устранения ошибок, полосовой фильтр и прореживающее устройство. Полосовой фильтр используется для фильтрации сигнала, поступающего от фильтра устранения ошибок. В типовом варианте осуществления изобретения отфильтрованный сигнал затем прореживается на величину N прореживающим устройством. Сигналы от всех прореживающих устройств в полосе пропускания суммируются, и полученный выходной сигнал содержит выборки промежуточной частоты.

Для выполнения квадратурного преобразования с понижением частоты выборки промежуточной частоты подаются в два множительных устройства, которые преобразуют с понижением частоты выборки промежуточной частоты в выборки в полосе частот модулирующих сигналов I и Q с синфазной и квадратурной синусоидой соответственно. Выборки полосы частот модулирующих сигналов проходят через фильтр низких частот для дополнительного удаления шума квантования и нежелательных сигналов.

Задачей настоящего изобретения является получение схемы подавления шумов и полосового фильтра, которые сводят к минимуму сложность схемы и уменьшают потребление мощности. В типовом варианте осуществления изобретения передаточная функция схемы подавления шумов разбита на набор передаточных функций, по одной для каждого выходного сигнала Y из АЦП ΣΔ. Каждая передаточная функция соответствует фильтру устранения ошибок. Передаточные функции каждого из фильтров устранения ошибок и полосового фильтра свернуты для получения передаточной функции прореживающего устройства в полосе пропускания. Свернутая передаточная функция для каждого прореживающего устройства в полосе пропускания может выполняться с применением меньшего аппаратного обеспечения, чем непосредственное выполнение соответствующего фильтра устранения ошибок и полосового фильтра. Кроме того, каждое прореживающее устройство в полосе пропускания работает с одноразрядным сигналом Y от соответствующего контура MASH ADC. Непосредственное выполнение схемы устранения ошибок и полосового фильтра требовало бы работы полосового фильтра с многоразрядным выходным сигналом от схемы устранения ошибок. Кроме того, прореживание на N может включаться в работу прореживающего устройства в полосе пропускания таким образом, что прореживающие устройства в полосе пропускания будут работать только с частотой 1/N тактовой частоты дискретизации АЦП, таким образом уменьшая потребление мощности.

Другой задачей настоящего изобретения является получение квадратурного понижающего преобразователя с упрощенной схемой. В типовом варианте осуществления изобретения несущая частота аналогового входного сигнала поддерживается на уровне f_IF=0,25^.(2n+1)^.f_ADC, где n - целое число, равное нулю или больше, и f_ADC - частота дискретизации АЦП. Эта несущая частота создает образ входного сигнала при f_C=0,25f_ADC после аналого-цифрового преобразования. Поддержание несущей частоты образа на уровне 0,25f_ADC упрощает преобразование с понижением частоты, поскольку синусоиды преобразования с понижением частоты cos(W_ct) и sin(W_ct) принимают простые значения 1,0 и -1. В типовом варианте осуществления изобретения прореживание на N подобрано таким образом, что частота образа поддерживается на уровне 0,25f_s, где f_s - частота дискретизации прореженных выборок (или f_s=f_ADC/N). Это может достигаться подбором нечетного значения N (например, 3, 5, 7, 9 и т.д.).

Краткое описание чертежей

Признаки, задачи и преимущества настоящего изобретения будут более очевидными при ознакомлении с приведенным ниже подробным описанием в сочетании с чертежами, на которых одинаковыми ссылочными номерами обозначены соответствующие друг другу детали и на которых:

фиг.1 изображает блок-схему типового супергетеродинного приемника известного уровня техники;

фиг.2 изображает блок-схему типового приемника с дискретизацией в полосе пропускания, соответствующего настоящему изобретению;

фиг.3 изображает блок-схему типового двухконтурного АЦП MASH ΣΔ ADC (МЭШ ΣΔ АЦП);

фиг.4 изображает типовую схему устранения ошибок, соответствующую настоящему изобретению;

фиг.5 изображает блок-схему типового процессора цифровых сигналов, используемого для квадратурной демодуляции;

фиг.6 изображает типичную схему подавления шумов;

фиг.7А и 7В изображают блок-схемы типового квадратурного понижающего преобразователя для выборок промежуточной частоты на любой несущей частоте и выборок промежуточной частоты на несущей частоте 0,25f_s соответственно;

фиг.7С изображает блок-схему типового выполнения квадратурного понижающего преобразователя для выборок промежуточной частоты на несущей частоте 0,25f_s;

фиг.8 изображает типовые схемы подавления шумов и блок-схему квадратурного понижающего преобразователя;

фиг.9А-9В изображает блок-схемы типового выполнения схем подавления шумов и квадратурного понижающего преобразователя соответственно, показанных на фиг.8, с использованием многофазной структуры; и

фиг.10А-10E изображают типовой спектр сигнала Y1 от АЦП MASH ΣΔ ADC, спектр сигнала Y1 после прохождения фильтра устранения ошибок, амплитудно-частотную характеристику полосового фильтра после фильтра устранения ошибок, спектр сигнала Y1 после прохождения полосового фильтра и спектр сигнала Y1 после прореживания 3:1 соответственно.

Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения

Настоящее изобретение предлагает новые и усовершенствованные схему подавления шумов и квадратурный понижающий преобразователь, которые используются в сочетании с аналого-цифровым преобразователем (АЦП). В частности, настоящее изобретение хорошо приспособлено для использования в комбинации с сигма-дельта АЦП (ΣΔ ADC), который описан в упомянутой выше заявке на патент США № РА447. Типовые варианты применения, в которых могут использоваться схема подавления шумов и квадратурный понижающий преобразователь, включают системы связи с многостанционным доступом с кодовым разделением каналов (МДКРК) и телевизионные системы высокой четкости.

При использовании АЦП, выполняющего дискретизацию в полосе пропускания, входной сигнал поступает в АЦП на промежуточной частоте (ПЧ)-(IF), а не на полосе частот модулирующих сигналов. Дискретизация на промежуточной частоте позволяет исключить этап преобразования с понижением частоты в приемнике и таким образом упростить конструкцию аппаратного обеспечения и повысить надежность. Использование ΣΔ АЦП обеспечивает получение многих преимуществ над обычными (например, быстродействующими и работающими по принципу последовательных приближений) АЦП, как было изложено выше. Подавитель шумов в ΣΔ АЦП может иметь такую конструкцию, что шум квантования вблизи полосы частот сигнала сдвигается в область частот внеполосных сигналов (ограничение шума), где может выполняться фильтрация.

I. Приемник с дискретизацией в полосе пропускания

Блок-схема типового приемника с дискретизацией в полосе пропускания показана на фиг.2. Приемник 200 может использоваться для демодуляции двухпозиционной фазовой манипуляции, четырехпозиционной фазовой манипуляции, четырехпозиционной фазовой манипуляции со смещением, квадратурной амплитудной модуляции и других форматов цифровой и аналоговой модуляции. В приемнике 200 переданный радиочастотный сигнал принимается антенной 212, передается через антенный переключатель 214 и подается во входной ВЧ каскад 202. Во входном ВЧ каскаде 202 усилитель (АМР) 216 усиливает сигнал и подает усиленный сигнал в полосовой фильтр 218, который фильтрует сигнал для удаления нежелательных образов и ложных сигналов. Отфильтрованный сигнал подается в смеситель 220, который преобразует сигнал с понижением до промежуточной частоты с наложением на синусоиду от местного гетеродина (LO1) 222. Сигнал промежуточной частоты от смесителя 220 подается в полосовой фильтр 224, который дополнительно фильтрует сигнал. В типовом варианте осуществления изобретения полосовой фильтр 224 является фильтром на поверхностной акустической волне (SAW), устройство которого известно. Отфильтрованный сигнал подается в буфер (BUF) 226, который выполняет усиление и/или буферизацию сигнала. Буферированный сигнал подается в демодулятор 204. В демодуляторе 204 АЦП 240 дискретизирует буферированный сигнал с высокой частотой дискретизации, определяемой синхронизирующим сигналом, и передает выборки в процессор 250 цифрового сигнала (DSP). Процессор 250 цифрового сигнала описан подробно ниже.

Для вариантов применения, в которых требуется выполнение квадратурной демодуляции, таких как четырехпозиционная фазовая манипуляция, четырехпозиционная фазовая манипуляция со смещением и квадратурная амплитудная модуляция, используется АЦП, работающий в полосе пропускания. АЦП, работающий в полосе пропускания, может быть сконструирован и выполнен как ΣΔ АЦП, описанный в одновременно рассматриваемой заявке на патент США № РА447.

Блок-схема типового двухконтурного АЦП MASH ΣΔ ADC, работающего в полосе пропускания, показана на фиг.3. Могут разрабатываться и использоваться ΣΔ АЦП, содержащие один контур или более двух контуров и входящие в объем настоящего изобретения. АЦП 240а MASH ADC содержит два контура 310a и 310b, элемент 320 прямой передачи и схему 350 устранения ошибок. В типовом варианте осуществления изобретения АЦП 240а MASH ADC принимает входной аналоговый сигнал и производит выходной цифровой сигнал, имеющий по меньшей мере два бита на выборку, по меньшей мере один бит на выборку для каждого контура 310.

Поступающий в АЦП входной сигнал подается в контур 310а, который, реагируя на это, выдает однобитный сигнал Y1. Часть поступившего в АЦП входного сигнала и шум (Х2) квантования из контура 310а подается в контур 310b, где выполняется дополнительное ограничение шума. Сигналы Y1 и Y2 из контуров 310а и 310b соответственно поступают в схему 350 устранения ошибок. Схема 350 устранения ошибок задерживает, фильтрует и комбинирует сигналы Y1 и Y2 для получения выходного сигнала АЦП.

В контуре 310а суммирующее устройство 312а принимает поступающий в АЦП входной сигнал и сигнал Y1 от квантователя 316а, вычитает сигнал Y1 из входного сигнала и подает сигнал рассогласования в резонатор 314а. Резонатор 314а фильтрует сигнал рассогласования и подает отфильтрованный сигнал в суммирующее устройство 312b. В типовом варианте осуществления изобретения каждый резонатор 314 в АЦП 240а MASH ADC выполнен с передаточной функцией в полосе пропускания , где k_n - усиление n-ным резонатором 314 в контуре 310. Суммирующее устройство 312b также принимает сигнал Y1 от квантователя 316а, вычитает Y1 из сигнала рассогласования, поступившего от резонатора 314а, и подает сигнал рассогласования в резонатор 314b, который дополнительно фильтрует сигнал рассогласования. Отфильтрованный сигнал от резонатора 314b подается в квантователь 316а, который, реагируя на это, выдает однобитный сигнал Y1. Контур 310b подключен подобно контуру 310а.

Отфильтрованный выходной сигнал от резонатора 314b также подается в усиливающий элемент 322а, который масштабирует сигнал на масштабный коэффициент a₁. Сигнал Y1 от квантователя 316а подается в усиливающий элемент 322b, который масштабирует Y1 на масштабный коэффициент а₂. Выходные сигналы от усиливающих элементов 322а и 322b подаются в суммирующее устройство 324, которое вычитает выходной сигнал, поступивший от усиливающего элемента 322b, из выходного сигнала, поступившего от усиливающего элемента 322а. Сигнал рассогласования от суммирующего устройства 324 подается в усиливающий элемент 322с, который масштабирует сигнал рассогласования на масштабный коэффициент а₃. Выходной сигнал, поступивший от усиливающего элемента 322с, содержит Х2, который подается в контур 310b.

Блок-схема типовой схемы 350 устранения ошибок показана на фиг.4. В схеме 350 устранения ошибок сигнал Y1, поступивший из контура 310а, подается в элемент 412 задержки, который задерживает Y1 на временной интервал, равный задержке на обработку в контуре 310b. Задержанный Y1, поступающий из элемента 412 задержки, выровнен по времени с Y2. Сигнал Y2, поступивший из контура 310b, поступает в усиливающий элемент 416, который масштабирует Y2 на масштабный коэффициент G. Задержанный Y1 подается в усиливающий элемент 414, который масштабирует задержанный Y1 на масштабный коэффициент (h-1). Масштабные коэффициенты G и (h-1) частично определяют характеристики по ограничению шума ΣΔ АЦП 240а. В типовом варианте осуществления изобретения масштабные коэффициенты подобраны как G=4 и (h-1)=1. Выходные сигналы от усиливающих элементов 414 и 416 подаются в суммирующее устройство 418, которое суммирует два масштабированных выходных сигнала. Комбинированный сигнал, поступивший от суммирующего устройства 418, подается в фильтр 420, который фильтрует комбинированный сигнал с передаточной функцией N(z). Передаточную функцию N(z) фильтра 420 и задержку элемента 412 задержки выбирают на основе характеристик ΣΔ АЦП. В типовом варианте осуществления изобретения для АЦП MASH 4-4 ΣΔ ADC 240а, работающего в полосе пропускания, показанного на фиг.3, фильтр 420 имеет передаточную функцию N(z)=(1+z^-2)², и элемент 412 задержки имеет передаточную функцию D(z)=z^-4. Могут также использоваться другие передаточные функции для фильтра 420 и элемента 412 задержки и они входят в объем настоящего изобретения. Для ΣΔ АЦП, установленного на несущую около f_ADC/4, каждый второй коэффициент функции N(z) равен нулю, и эта характеристика используется для упрощения конструкции схемы устранения ошибок и полосового фильтра, соответствующих настоящему изобретению. Выходной сигнал от фильтра 420 и задержанный сигнал Y1 подаются в суммирующее устройство 422, которое суммирует два сигнала для получения выходного сигнала АЦП.

При указанных выше типовых передаточных функциях для элемента 412 задержки D(z) и фильтра 420 N(z) и типовых масштабных коэффициентах G=4 и (h-1)=1 типовая передаточная функция Y(z) для схемы 350 устранения ошибок может быть выражена как:

В уравнении (1) элемент в первых скобках содержит компонент сигнала, и элемент во вторых скобках содержит суммарный шум квантования после устранения ошибок. Следует отметить, что передаточная функция Y(z) схемы 350 устранения ошибок представляет собой прохождение сигнала Y1 через первый фильтр с импульсной характеристикой конечной длительности (FIR), имеющий коэффициенты EC_Y1(z), прохождение сигнала Y2 через второй фильтр с импульсной характеристикой конечной длительности, имеющий коэффициенты EC_Y2(z), и суммирование выходных сигналов от двух фильтров с импульсной характеристикой конечной длительности. Коэффициенты для фильтров с импульсной характеристикой конечной длительности можно выразить как:

Из уравнения (2) можно видеть, что хотя сигналы, входящие в схему 350 устранения ошибок, включают два сигнала Y1 и Y2, каждый из которых имеет один бит разрешения, выходной сигнал от схемы 350 устранения ошибок включает пять бит разрешения и имеет диапазон от 0 до 21. Из уравнения (1) можно видеть, что амплитуда сигнала не усиливается. Однако шум квантования обрабатывается и формируется и требуется дополнительный диапазон для сформированного внеполосного шума квантования.

Типовая блок-схема процессора 250 цифровых сигналов, используемого для выполнения квадратурной демодуляции, показана на фиг.5. Выходной сигнал из АЦП 240 подается в полосовой фильтр 512, который фильтрует сигнал для удаления шума квантования и других ложных сигналов. В типовом варианте осуществления изобретения полосовой фильтр 512 имеет следующую передаточную функцию:

где р - порядок полосового фильтра 512. Передаточная функция в уравнении (3) равна нулю при f_ADC/12 и 5f_ADC/12 и имеет максимальное усиление при f_ADC/4. В типовом варианте осуществления изобретения характеристика полосового фильтра 512 выбирается в сочетании с прореживающим устройством 514, как описано ниже. Также могут использоваться другие передаточные функции полосового фильтра и они входят в объем настоящего изобретения.

Использование полосового фильтра 512 после схемы 350 устранения ошибок дает много преимуществ. В типовом варианте осуществления изобретения принятый сигнал имеет несущую частоту, равную f_ADC/4, после преобразования в АЦП 240а. Таким образом, амплитудно-частотная характеристика полосового фильтра 512 предназначена для обеспечения полосы пропускания вокруг f_ADC/4, и передаточная функция полосового фильтра 512 равна нулю для каждого второго коэффициента. Характеристики коэффициента этого фильтра могут комбинироваться с подобными характеристиками схемы 350 устранения ошибок, как показано в уравнении (2), для упрощения общей конструкции схемы 350 устранения ошибок и полосового фильтра 512. Кроме того, как отмечалось выше, выходной сигнал схемы 350 устранения ошибок может содержать пять бит разрешения. Разработка полосового фильтра 512 для вычисления арифметики с требуемой пятибитной точностью может значительно увеличить сложность полосового фильтра 512. В типовом варианте осуществления изобретения схема 350 устранения ошибок и полосовой фильтр 512 скомбинированы таким образом, что полученная схема работает с однобитными сигналами Y1 и Y2 непосредственно. Наконец, полосовой фильтр 512 устраняет большую часть шума квантования от АЦП 240а таким образом, что требуемый динамический диапазон после полосового фильтра 512 соответственно уменьшается.

Отфильтрованный сигнал от полосового фильтра 512 подается в прореживающее устройство 514, которое прореживает сигнал на коэффициент от N до 1, где N - нечетное число в типовом варианте осуществления изобретения. Из каждых N входящих выборок прореживающее устройство 514 оставляет 1 выборку и отбрасывает остальные N-1 выборок. Выходной сигнал от прореживающего устройства 514 содержит выборки промежуточной частоты, которые подаются в множительные устройства 518а и 518Ь. Множительные устройства 518а и 518b преобразуют с понижением частоты выборки промежуточной частоты в выборки I и Q полосы частот модулирующих сигналов с синфазной cos(W_ct) и квадратурной sin(W_ct) синусоидами соответственно. Выборки I и Q полосы частот модулирующих сигналов подаются в фильтры 520а и 520b низких частот соответственно, которые фильтруют выборки для получения выходных сигналов I и Q. Выходные сигналы I и Q подаются в процессор 530 модулирующих сигналов, который выполняет дополнительную обработку сигналов, такую как фильтрация, обнаружение/исправление ошибок и развертывание. В типовом варианте осуществления изобретения полосовой фильтр 512 и/или фильтры 520 низких частот могут также выполнять масштабирование сигнала для того, чтобы процессор 530 цифровых сигналов мог вырабатывать данные модулирующих сигналов с различными амплитудами. Другие варианты выполнения процессора 250 цифровых сигналов могут быть предназначены для выполнения квадратурной демодуляции и они входят в объем настоящего изобретения.

Схема 350 устранения ошибок и полосовой фильтр 512 могут выполняться в непосредственном исполнении, как показано на фиг.5 и 6. Однако непосредственное исполнение вызвало бы усложнение конструкции, поскольку требуются две схемы для получения схемы 350 устранения ошибок и полосового фильтра 512, и полосовой фильтр 512 должен быть предназначен для работы с сигналом, имеющим пятибитное разрешение. Согласно настоящему изобретению, схема 350 устранения ошибок и полосовой фильтр 512 скомбинированы.

Типовая блок-схема обработки цифровых сигналов Y1 и Y2 с использованием схемы 600 подавления шумов показана на фиг.6. Сигналы Y1 и Y2 подаются в прореживающие устройства 602 и 604 соответственно, работающие в полосе пропускания. В типовом варианте осуществления изобретения одно прореживающее устройство работает в каждом контуре АЦП 240а MASH ADC. В прореживающем устройстве 602 в полосе пропускания сигнал Y1 подается в фильтр 608 устранения ошибок, который фильтрует Y1 с передаточной функцией EC_Y1(z), как показано в уравнении (2). Отфильтрованный сигнал Y1 подается в полосовой фильтр 612а. В типовом варианте осуществления изобретения каждый полосовой фильтр 612 имеет такую же передаточную функцию, как и полосовой фильтр 512, как показано в уравнении (3). Отфильтрованный сигнал от полосового фильтра 612а подается в прореживающее устройство 614, которое работает так же, как и прореживающее устройство 514. Прореживающее устройство 604 в полосе пропускания идентично прореживающему устройству 602, за исключением того, что фильтр 610 устранения ошибок выполняет передаточную функцию ЕС_Y2(2), как показано в уравнении (2).

В типовом варианте осуществления изобретения передаточные функции фильтра 608 устранения ошибок и полосового фильтра 612а свернуты для образования передаточной функции прореживающего устройства 602 в полосе пропускания. Подобно этому передаточные функции фильтра 610 устранения ошибок и полосового фильтра 612b свернуты для образования передаточной функции прореживающего устройства 604 в полосе пропускания. Усовершенствование, достигнутое выполнением прореживающих устройств 602 и 604 в полосе пропускания со свернутыми передаточными функциями, может быть проиллюстрировано для типового полосового фильтра 612 третьего порядка. Передаточная функция Н_BPF3(2) полосового фильтра 612 третьего порядка может быть вычислена из уравнения (3) с р=3 и представлена как фильтр с импульсной характеристикой конечной длительности, имеющий следующие коэффициенты:

Для прореживающего устройства 602 в полосе пропускания свертывание коэффициентов фильтра 608 устранения ошибок с коэффициентами полосового фильтра 612а дает результирующую передаточную функцию H_Y1(z), которая показана в уравнении (5). Подобным образом для прореживающего устройства 604 в полосе пропускания свертывание коэффициентов фильтра 610 устранения ошибок с коэффициентами полосового фильтра 612b дает результирующую передаточную функцию H_Y2(z). H_Y1(z) и H_Y2(z) могут быть выражены как фильтры с импульсной характеристикой конечной длительности, имеющие коэффициенты, показанные в уравнении (5):

Свертывание коэффициентов для фильтров 608 и 610 устранения ошибок с коэффициентами для полосового фильтра 612 для получения свернутых коэффициентов фильтрации H_Y1(z) и H_Y2(z) соответственно обеспечивает получение многих преимуществ. Во-первых, требуемое количество сумматоров уменьшается посредством свертывания двух передаточных функций. Из уравнения (4) можно отметить, что выполнение передаточной функции Н_BPF3(z) полосового фильтра требует применения 12 сумматоров (например, один сумматор для каждого коэффициента 1 и два сумматора для каждого коэффициента -3, 6 или 7). В противоположность этому из уравнения 5 можно отметить, что выполнение свернутого фильтра H_Y1(z) требует применения 11 сумматоров (например, одного сумматора для каждого коэффициента 1, -1, 2, 4 или -4 и двух сумматоров для каждого коэффициента -5 или 7). Подобно этому можно отметить, что выполнение свернутого фильтра Н_Y2(z) требует применения 9 сумматоров (например, по одному сумматору для каждого коэффициента 1, -1, 2 или -2). Количество сумматоров, требуемых для свернутых фильтров (фильтр устранения ошибок и полосовой фильтр), меньше, чем количество, требуемое для одного полосового фильтра. Во-вторых, свернутые фильтры H_Y1(z) и H_Y2(z) работают с сигналами Y1 и Y2 соответственно, причем каждый имеет только один бит разрешения. В противоположность этому непосредственное выполнение (например, без свертывания) фильтров 608 и 610 устранения ошибок и полосовых фильтров 612 привело бы к получению полосовых фильтров 612, работающих с пятибитными выходными сигналами от фильтров 608 и 610 устранения ошибок. В-третьих, прореживающие устройства 614 могут включаться в свернутые фильтры HY1(z) и HY2(z) таким образом, что выходная выборка вычисляется один раз на каждые N входных выборок. Работа свернутых фильтров с 1/N частоты синхронизатора дискретизации АЦП сводит к минимуму потребление мощности.

В типовом варианте осуществления изобретения для приемника, работающего в полосе пропускания с субдискретизацией, АЦП 240 представляет собой ΣΔ АЦП 240а, который ограничивает шум квантования так, как описано в одновременно рассматриваемой заявке на патент США № РА447.

Для ΣΔ АЦП, работающего в полосе пропускания, шум квантования около 0,25·f_ADC смещается к постоянной составляющей и 0,50·f_ADC, где может выполняться фильтрация шума квантования. В типовом варианте осуществления изобретения несущая частота промежуточного сигнала подбирается так, что образ появляется при fc=0,25·f_ADC после аналого-цифрового преобразования, то есть на частоте, при которой шум квантования сведен к минимуму.

Квадратурный понижающий преобразователь, показанный на фиг.5, вновь воспроизведен на фиг.7А. Выборки промежуточной частоты из прореживающего устройства 514 преобразуются с понижением частоты множительными устройствами 518а и 518b в выборки в полосе частот модулирующих сигналов с синфазной cos(w_ct) и квадратурной sin(W_ct) синусоидами соответственно. Посредством надлежащего подбора частоты дискретизации АЦП относительно несущей частоты сигнала промежуточной частоты этап преобразования с понижением частоты может быть сделан незначительным. В частности, если частота дискретизации АЦП подобрана так, что она приблизительно в четыре раза больше несущей частоты образа, преобразованного с понижением частоты (например, fc=0,25·f_ADC), квадратурное преобразование с понижением частоты посредством множительных устройств 518а и 518b может выполняться умножением выборок промежуточной частоты с синфазной последовательностью [1, 0, -1, 0, 1, 0,...] и квадратурной последовательностью [0, 1, 0, -1, 0, 1,...] соответственно, как показано на фиг.7В. Это происходит потому, что при fc=0,25·fADC синусоидальная и косинусоидальная функции вычисляются при (iπ/2) и принимают значения 1, 0 или -1 для целых значений i. В типовом варианте осуществления изобретения внешний контур регулирования частоты может использоваться для поддержания несущей частоты образа приблизительно на уровне четверти частоты дискретизации АЦП.

Со ссылкой на фиг.7В можно отметить, что каждым вторым значением синфазной последовательности [1, 0, -1, 0, 1, 0,...] является ноль. Подобно этому также можно отметить, что каждым вторым значением квадратурной последовательности [0, 1, 0, -1, 0, 1,...] является ноль. Кроме того, синфазная и квадратурная последовательности действительны (например, не ноль) при других значениях. Эти характеристики могут использоваться для упрощения конструкции квадратурного понижающего преобразователя.

Блок-схема типового квадратурного понижающего преобразователя, который дает преимущество посредством указанных выше характеристик, показана на фиг.7С. В типовом варианте осуществления изобретения квадратурный понижающий преобразователь имеет такую конструкцию, что каждая вторая выборка промежуточной частоты подается демультиплексором (DEMUX) 716 в множительное устройство 718а, и каждая вторая знакопеременная выборка промежуточной частоты подается в множительное устройство 718b. При использовании этой архитектуры множительные устройства 718а и 718b могут работать с половиной скорости множительных устройств 518а и 518b, таким образом уменьшая потребление мощности. Фильтры 720 и 722 низких частот эквивалентны фильтрам 520а и 520b низких частот соответственно. Однако благодаря разуплотнению демультиплексором 716 выборки, подаваемые в множительные устройства 718а и 718b, на 90° не совпадают по фазе или асимметричны по времени на одну выборку. В типовом варианте осуществления изобретения, для того чтобы выходной сигнал I и выходной сигнал Q от фильтров 720 и 722 низких частот соответственно были выровнены по времени, фильтр 720 низких частот создает дополнительную задержку на половину цикла выборки относительно задержки, создаваемой фильтром 722 низких частот. В типовом варианте осуществления изобретения амплитудно-частотные характеристики фильтров 720 и 722 низких частот выполнены так, что они приблизительно подобны для сведения к минимуму дисбаланса сигналов I и Q и перекрестных искажений сигналов I и Q. Дополнительная задержка может обеспечиваться использованием разных передаточных функций для фильтров 720 и 722. В альтернативном варианте дополнительная задержка может обеспечиваться использованием одинаковой передаточной функции для фильтров 720 и 722, которые синхронизированы на уровне, по меньшей мере в два раза превышающем частоту дискретизации, и задержкой выходного сигнала фильтра 720 на половину выборки. Могут предполагаться различные другие способы обеспечения по существу подобных амплитудно-частотных характеристик, но разных задержек для фильтров 720 и 722 низких частот, и они входят в объем настоящего изобретения.

Спектральная инверсия спектра дискретизованного сигнала может происходить, когда сигнал субдискретизован. Возникновение спектральной инверсии зависит от частоты дискретизации АЦП относительно несущей частоты дискретного сигнала. В типовом варианте осуществления изобретения сигнал в системе с многостанционным доступом с кодовым разделением каналов имеет несущую частоту f_IF=0,25·(2n+I)·f_ADC, где n - целое число, равное нулю или больше, и f_ADC - частота дискретизации. При нечетном n спектральная инверсия возникает, и при четном n спектральная инверсия не возникает. Кроме того, прореживание на 3 прореживающими устройствами 614 также вызывает спектральную инверсию. Спектральная инверсия может корректироваться подбором квадратурной синусоиды, которая смещена по фазе на 180°, или инвертированной квадратурной синусоиды. Квадратурная синусоида или инвертированная квадратурная синусоида могут выбираться посредством множительного устройства (MUX) 724 при помощи сигнала спектральной инверсии, как показано на фиг.7С.

II. Типовая конструкция приемника, работающего в полосе пропускания

Типовая конструкция схемы устранения шумов и квадратурного понижающего преобразователя для применения в системе связи с многосторонним доступом с кодовым разделением каналов показана на фиг.8. Обработка сигнала, показанная на фиг.8, является комбинацией схем подавления шумов, показанных на фиг.6, и квадратурного понижающего преобразователя, показанного на фиг.7С. В типовом варианте осуществления изобретения сигнал системы связи с многостанционным доступом с кодовым разделением каналов имеет ширину полосы частот, составляющую 1,228 мГц, и наложен на несущую f_IF=0,25·(2n+I)·f_ADC. Отношение этой несущей частоты и частоты дискретизации АЦП производит образ сигнала системы связи с многостанционным доступом с кодовым разделением каналов при 0,25·f_ADC после преобразования посредством АЦП. В типовом варианте осуществления изобретения АЦП выполнен как АЦП MASH 4-4 ΣΔ ADC, описанный в упомянутой выше заявке на патент США № РА447. В типовом варианте осуществления изобретения ΣΔ АЦП может работать в одном из нескольких режимов. В режиме большого динамического диапазона ΣΔ АЦП выдает сигналы Y1 и Y2, как показано на фиг.3. В режиме среднего или малого динамического диапазона ΣΔ АЦП может выдавать либо сигнал Y1, либо сигнал Y2. Типовой спектр сигнала Y1 показан на фиг.10А.

В типовом варианте осуществления изобретения прореживающее устройство 802 в полосе пропускания содержит фильтр 808 устранения шумов, полосовой фильтр 812а и прореживавющее устройство 814а, и прореживающее устройство 804 в полосе пропускания содержит фильтр 810 устранения ошибок, полосовой фильтр 812b и прореживающее устройство 814b. В типовом варианте осуществления изобретения фильтры 808 и 810 устранения ошибок имеют передаточные функции EC_Y1(z) и EC_Y2(z), как показано в уравнении (1), соответственно. Типовой спектр сигнала Y1 после фильтра 808 устранения ошибок показан на фиг.10В. В типовом варианте осуществления изобретения полосовые фильтры 812а и 812b соединены с фильтрами 808 и 810 устранения ошибок соответственно, и каждый из них выполнен как полосовой фильтр пятого порядка, имеющий передаточную функцию, показанную на фиг.8. Полосовые фильтры 812 пятого порядка отличаются от типового полосового фильтра третьего порядка, показанного выше в уравнениях (4) и (5). Фильтры более высоких порядков использованы для более полного охвата характеристик ΣΔ АЦП. Схема устранения ошибок производит глубокий провал вокруг требуемой полосы частот сигнала (таким образом понижается уровень шума в полосе частот сигнала) и сдвигает шум квантования за пределы полосы пропускания. Для более полного охвата динамического диапазона ΣΔ АЦП используется полосовой фильтр пятого порядка для фильтрации шума квантования вне полосы пропускания таким образом, что шум, который налагается в полосе частот полезного сигнала на последующем этапе прореживания, будет сравним по величине с уровнем шума ΣΔ АЦП. Типовая амплитудно-частотная характеристика полосового фильтра 812 показана на фиг.10С, и типовой спектр сигнала Y1 после полосового фильтра 812а показан на фиг.10D. Могут использоваться разные передаточные функции полосового фильтра и фильтры разного порядка, и они входят в объем настоящего изобретения.

В типовом варианте осуществления изобретения каждое из прореживающих устройств 814 выполнено с прореживанием от 3 до 1. Прореживание на нечетное целое (например, 3, 5, 7, 9 и т.д.) поддерживает сигнал в системе связи с многостанционным доступом с кодовым разделением каналов на уровне одной четвертой частоты выборки после прореживания таким образом, что может легко выполняться последующая операция квадратурного преобразования с понижением частоты. Первоначально сигнал в системе связи с многостанционным доступом с кодовым разделением каналов устанавливается на частоту f_ADC/4 после преобразования посредством АЦП, как показано на фиг.10А и 10В. После прореживания на 3 сигнал в системе связи с многостанционным доступом с кодовым разделением каналов сворачивается так, что сигнал на частоте f_ADC/4 смещается на частоты f_ADC/12 или f_S/4, где f_S - частота дискретизации прореженных выборок. Для получения улучшенных характеристик шум на частоте f_ADC/12 фильтруется посредством помещения провала в такой частотный диапазон в полосовом фильтре 812, как показано на фиг.10С. Кроме того, можно отметить, что сигнал на 5f_АDC/12 сворачивается до частоты f_ADC/12 после прореживания на 3. Таким образом, полосовой фильтр 812 выполнен так, что второй провал расположен на частоте 5f_ADC/12 для фильтрации нежелательных сигналов в этом частотном диапазоне, который сворачивается к частоте f_ADC/12. Типовой спектр сигнала Y1 после прореживания на 3 показан на фиг.10Е.

Как отмечалось выше, передаточную функцию полосовых фильтров 812 подбирают на основе подбора прореживающих устройств 814. В типовом варианте осуществления изобретения передаточная функция полосового фильтра 812 такова, что ноль находится на частоте f_S/4 и в каждом частотном диапазоне, который сворачивается к f_S/4 после прореживания на N. Другими словами, для прореживания на N полосовой фильтр 812 выполнен так, что ноль находится на частоте mf_ADC/4N, где m - положительное нечетное целое число меньше 2N и m≠N. Для описанного выше устройства для прореживания на 3 нули располагаются на частотах f_ADC/12 и 5f_ADC/12. Подобно этому в устройстве для прореживания на 5 нули располагаются на частотах f_ADC/20, 3f_ADC/20, 7f_ADC/20 и 9f_ADC/20.

В типовом варианте осуществления изобретения коэффициенты для полосового фильтра, который содержит нули на необходимых частотах, могут синтезироваться следующим образом. Во-первых, начинают с такого же числа, на которое выполняют прореживание на N, например [111] для прореживания на 3.

Во-вторых, инвертируют каждый второй коэффициент фильтра, например [1-11]. И, в-третьих, вставляют ноль между каждой парой коэффициентов, например [10-101]. Коэффициенты фильтра после третьей операции содержат передаточную функцию фильтра, которая дает расположение нулей на необходимых частотах. Для прореживания на 5 коэффициенты фильтра равны [10-1010-101]. Подобным образом для прореживания на 7 коэффициенты фильтра равны [10-1010-1010-101]. Следует отметить, что этот способ синтеза применим только для нечетного N. Однако прореживание на нечетное N предпочтительно, поскольку образ прореженного сигнала поддерживается на f_S/4 для упрощения конструкции квадратурного понижающего преобразователя.

Как показано на фиг.8, выходные сигналы от прореживающих устройств 814а и 814b подаются в суммирующее устройство 815 и комбинируются. Выборки промежуточной частоты от суммирующего устройства 815 подаются в демультиплексор (DEMUX) 816, который направляет знакопеременные выборки в множительные устройства 816а и 816b. Демультиплексор 816, множительные устройства 818 и мультиплексор (MUX) 824 выполняют функции, как описано для демультиплексора 716, множительных устройств 718 и мультиплексора 724, как показано на фиг.7С. Выходные сигналы от множительных устройств 818а и 818b подаются в фильтры 820 и 822 низких частот соответственно. В типовом варианте осуществления изобретения фильтры 820 и 822 низких частот имеют передаточные функции, показанные на фиг.8. Передаточная функция фильтра 820 низких частот имеет амплитудно-частотную характеристику, по существу подобную амплитудно-частотной характеристике фильтра 822 низких частот. Однако передаточная функция фильтра 820 низких частот обеспечивает получение дополнительной задержки одной выборки относительно задержки фильтром 822 низких частот таким образом, что выходной сигнал I выровнен по времени с выходным сигналом Q.

III. Типовой многофазный вариант выполнения

Схема устранения шумов и квадратурный понижающий преобразователь, показанные на фиг.8, могут выполняться во многих вариантах. Типовой вариант выполнения схемы подавления шумов и квадратурного понижающего преобразователя с использованием многофазной конструкции показан на фиг.9А-В соответственно. Многофазная конструкция представляет собой функциональный и точный битовый эквивалент варианта непосредственного выполнения и дает преимущество, состоящее в такой характеристике, что каждый второй коэффициент в передаточных функциях фильтров 808 и 810 устранения ошибок и фильтра 812 составляет ноль. Многофазная конструкция выполняет простую обработку во многих фазах входного сигнала и комбинирует промежуточные выходные сигналы для получения нужного выходного сигнала. Прореживающее устройство 814 может интегрироваться в многофазную конструкцию с использованием синхронизирующей схемы, в которой сигналы Y1 и Y2 прореживаются на 6 перед выполнением обработки. Предварительное прореживание позволяет регистрам многофазной конструкции работать с меньшей скоростью синхронизации, что уменьшает потребляемую мощность.

Как показано на фиг.9А, сигнал Y1 подается в многофазные фильтры 902а и 904а, и сигнал Y2 подается в многофазные фильтры 902b и 904b. В типовом варианте осуществления изобретения все регистры, обозначенные буквой "А" на фиг.9А, синхронизированы на восходящей кривой частоты синхронизации (f_ADC/2), которая составляет половину частоты синхронизатора дискретизации АЦП, все регистры, обозначенные буквой "В", синхронизированы на нисходящей кривой частоты синхронизации f_ADC/2, все регистры, обозначенные буквой "С", синхронизированы на восходящей кривой частоты синхронизации (f_ADC/6), которая составляет шестую часть частоты синхронизатора дискретизации АЦП.

В многофазном фильтре 902а Y1 подается в регистр 914а. Выходной сигнал из регистра 914а подается в регистр 914b, и выходной сигнал из регистра 914b подается в регистр 914с. Регистры 914 выдают три фазы сигнала Y1. Три фазы сигнала Y1 из регистров 914а, 914b и 914с подаются в фильтры 912а, 912b и 912с соответственно. В фильтре 912а выходной сигнал из регистра 914а подается в регистр 916а, выходной сигнал из регистра 916а подается в регистр 916b и усиливающий элемент 918а, выходной сигнал из регистра 916b подается в регистр 916с и усиливающий элемент 918b, выходной сигнал из регистра 916с подается в регистр 916d и усиливающий элемент 918с, выходной сигнал из регистра 916d подается в регистр 916е и усиливающий элемент 918d, выходной сигнал из регистра 916е подается в регистр 916f и усиливающий элемент 918е, и выходной сигнал из регистра 916f подается в усиливающий элемент 918f. В типовом варианте осуществления изобретения коэффициенты усиления усиливающих элементов 918а, 918b, 918с, 918d, 918e и 918f в фильтре 912а составляют [0, -8, 45, -21, 7, 0] соответственно. Подобно этому в типовом варианте осуществления изобретения коэффициенты усиления в фильтре 912b составляют [0, 21, -42, 15, -3, 0] и коэффициенты усиления в фильтре 912с составляют [2, -35, 33, -10, 1, 0]. В типовом варианте осуществления изобретения коэффициенты усиления трех соответствующих фильтров в многофазном фильтре 902b составляют [1, -5, -12, -5, 1, 0], [-3, 0, 9, 6, 0, 0] и [6, 9, 0, -3, 0, 0]. Типовые коэффициенты усиления фильтра 912d составляют [0, 2, -35, 33, -10, 1], типовые коэффициенты усиления фильтра 912е составляют [0, -8, 45, -21, 7, 0] и типовые коэффициенты усиления фильтра 912f составляют [0, 21, -42, 15, -3, 0]. Типовые коэффициенты усиления трех фильтров в многофазном фильтре 904b составляют [0, 6, 9, 0, -3, 0], [1, -5, -12, -5, 1, 0] и [-3, 0, 9, 6, 0, 0]. Многофазные фильтры могут выполняться так, что коэффициенты могут быть перераспределены и/или скомбинированы для упрощения конструкции аппаратного обеспечения. Например, коэффициенты усиления фильтра, составляющие [-3, 0, 9, 6, 0, 0], могут быть выполнены как 3·[-1, 0, 3, 2, 0, 0]. В этом случае выборки данных, соответствующие коэффициентам -1 и 2, могут масштабироваться и комбинироваться, полученная сумма может комбинироваться с масштабированной выборкой данных, соответствующей коэффициенту 3, и общий результат может масштабироваться на 3.

Сумматор 920b принимает выходные сигналы от усиливающих элементов 918а и 918b, суммирует два сигнала и подает выходной сигнал в сумматор 920с. Сумматор 920с также принимает выходной сигнал от усиливающего элемента 918с, суммирует два сигнала и подает выходной сигнал в сумматор 920d. Сумматор 920d также принимает выходной сигнал от усиливающего элемента 918d, суммирует два сигнала и выдает выходной сигнал фильтра 912а. Выходные сигналы фильтров 912а, 912b и 912с подаются в сумматор 922а, который суммирует три сигнала для выдачи выходного сигнала многофазного фильтра 902а. Многофазный фильтр 902b идентичен многофазному фильтру 902а. Многофазные фильтры 904 идентичны многофазным фильтрам 902, за исключением того, что регистры "А" 914 в многофазном фильтре 902 заменены на регистры "В" 906 в многофазном фильтре 904.

Многофазные фильтры 902 и 904 выполняют большую часть функций фильтров 808 и 810 устранения ошибок и полосовых фильтров 812, показанных на фиг.8, соответственно. Выходные сигналы от многофазных фильтров 902b и 904b подаются в усиливающие элементы 932а и 932b, соответственно. Каждый усиливающий элемент 932 масштабирует соответствующий выходной сигнал с типичным коэффициентом усиления 4 для составления коэффициента усиления фильтра 810 устранения ошибок. Выходной сигнал от многофазного фильтра 902а и выходной сигнал от усиливающего элемента 932а подаются в сумматор 930а, который суммирует два сигнала. Подобно этому выходной сигнал от многофазного фильтра 904а и выходной сигнал от усиливающего элемента 932b подаются в сумматор 930b, который суммирует два сигнала. Выходные сигналы от сумматоров 930а и 930b содержат два выходных сигнала от схемы подавления шумов и соответствуют выходным сигналам от демультиплексора 816 на фиг.8.

Как показано на фиг.9В, выходной сигнал от сумматора 930а подается в мультиплексор (MUX) 936а и усиливающий элемент 934а, который масштабирует сигнал с коэффициентом -1. Выходной сигнал от усиливающего элемента 934а подается в мультиплексор 936а. Мультиплексор 936а попеременно выбирает выходной сигнал от усиливающего элемента 934 а и выходной сигнал от сумматора 930а и эффективно выполняет функцию множительного устройства 818а, показанного на фиг.8. Регистр 916g и инвертор 952а выдают последовательность чередующихся единиц и нулей [1010...], которая используется для управления мультиплексором 936а. Выходной сигнал от мультиплексора 936а подается в фильтр 820 низких частот, показанный на фиг.8. В фильтре 908 низких частот выходной сигнал от мультиплексора 936а подается в регистр 916е и сумматор 920е. Выходной сигнал от регистра 916е подается в регистр 916f и усиливающий элемент 918е, который масштабирует сигнал с коэффициентом усиления 6. Выходной сигнал от усиливающего элемента 918е подается в сумматор 920е, который суммирует два входных сигнала и выдает выходной сигнал в сумматор 920f. Выходной сигнал от регистра 916f подается в сумматор 920f, который суммирует два входных сигнала и выдает выходной сигнал I.

Выходной сигнал от сумматора 930Ь подается в мультиплексор (MUX) 936b и усиливающий элемент 934b, который масштабирует сигнал с коэффициентом -1. Выходной сигнал от усиливающего элемента 934b подается в мультиплексор 936b. Мультиплексор 936b попеременно выбирает выходной сигнал от усиливающего элемента 934b и выходной сигнал от сумматора 930b и эффективно выполняет функцию множительного устройства 818b, показанного на фиг.8. Последовательность чередующихся единиц и нулей [1010...] от инвертора 952а подается в мультиплексор 954 и инвертор 952b. Выходной сигнал от инвертора 952b подается в мультиплексор 954. Мультиплексор 954 выполняет функцию мультиплексора 824, показанного на фиг.8, и подает одну из двух последовательностей для управления мультиплексором 936b в зависимости от сигнала управления спектральной инверсии. Выходной сигнал от мультиплексора 936b подается в фильтр 910 низких частот, который выполняет передаточную функцию фильтра 822 низких частот, показанного на фиг.8. В фильтре 910 низких частот выходной сигнал от мультиплексора 936b подается в регистр 916h и сумматор 920h. Выходной сигнал от регистра 916h также подается в сумматор 920h, который суммирует два входных сигнала и подает выходной сигнал в усиливающий элемент 938. Усиливающий элемент 938 масштабирует сигнал с коэффициентом 4 и выдает выходной сигнал Q.

Настоящее изобретение было описано на примере приемника с дискретизацией в полосе пропускания с использованием ΣΔ АЦП.Для приемника, работающего в полосе пропускания, соответственно подобрана передаточная функция фильтра устранения ошибок, и используется полосовой фильтр для фильтрации шума квантования перед квадратурным преобразованием с понижением частоты. Настоящее изобретение также применимо для выполнения видеоимпульсного приемника с использованием ΣΔ АЦП. Для видеоимпульсного приемника передаточная функция фильтра устранения ошибок модифицирована для ΣΔ АЦП, работающего в полосе частот модулирующих сигналов, и используется фильтр низких частот для фильтрации шума квантования. Передаточные функции фильтра устранения ошибок в полосе частот модулирующих сигналов и фильтра низких частот могут быть свернуты для выполнения схемы подавления шумов подобно описанному выше для конструкции приемника, работающего в полосе пропускания. Таким образом, адаптация идеи описанного выше изобретения для использования в видеоимпульсном приемнике входит в объем настоящего изобретения.

Предшествующее описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения приведено для того, чтобы любой специалист в данной области техники мог использовать настоящее изобретение. Для специалиста в данной области техники будут очевидны различные модификации этих вариантов осуществления изобретения и определенные здесь общие принципы могут применяться в других вариантах осуществления изобретения без использования дара изобретательства. Таким образом, настоящее изобретение не рассматривается как ограниченное показанными здесь вариантами его осуществления, а должно соответствовать широкому кругу вариантов, совместимых с описанными здесь принципами и признаками новизны.

Изобретение относится к техники связи, в частности к схемам подавления шумов и квадратурным понижающим преобразователям. Техническим результатом является упрощение схемы и уменьшение потребляемой мощности. Технический результат достигается тем, что схема подавления шумов содержит, по меньшей мере, одно прореживающее устройство в полосе пропускания и суммирующее устройство, причем каждое прореживающее устройство в полосе пропускания содержит фильтр устранения ошибок, полосовой фильтр и прореживающее устройство, а передаточные функции фильтра устранения ошибок и полосового фильтра свертываются для получения передаточной функции прореживающего устройства в полосе пропускания, отфильтрованный сигнал затем прореживается на величину N, также прореживание на N может осуществляться в прореживающем устройстве в полосе пропускания так, что прореживающее устройство в полосе пропускания работает с 1/N частоты синхронизатора дискретизации АЦП, сигналы от всех прореживающих устройств в полосе пропускания суммируются, а полученные выборки промежуточной частоты подаются в два множительных устройства, которые преобразуют с понижением частоты выборки промежуточной частоты в выборки I и Q в полосе частот модулирующих сигналов с синфазной и квадратурной синусоидой соответственно, причем выборки в полосе частот модулирующих сигналов фильтруются фильтром низких частот. 3 н. и 23 з.п. ф-лы, 17 ил.

1. Схема подавления шумов, содержащая, по меньшей мере, два прореживающих устройства в полосе пропускания, причем каждое прореживающее устройство в полосе пропускания содержит фильтр устранения ошибок для приема сигнала от аналого-цифрового преобразователя (АЦП) и фильтр, соединенный со схемой устранения ошибок, для фильтрации выходного сигнала от фильтра устранения ошибок; и суммирующее устройство, соединенное с каждым из, по меньшей мере, двух прореживающих устройств в полосе пропускания для суммирования выходных сигналов от прореживающих устройств в полосе пропускания, причем передаточная функция фильтра устранения ошибок свернута с передаточной функцией фильтра для получения свернутой передаточной функции соответствующего прореживающего устройства в полосе пропускания.2. Схема подавления шумов по п.1, в которой АЦП является сигма-дельта АЦП.3. Схема подавления шумов по п.2, в которой АЦП является сигма-дельта АЦП MASH, имеющим два контура.4. Схема подавления шумов по п.3, в которой АЦП является сигма-дельта АЦП MASH 4-4.5. Схема подавления шумов по п.1, в которой фильтром является полосовой фильтр.6. Схема подавления шумов по п.1, в которой каждое, по меньшей мере, одно прореживающее устройство в полосе пропускания дополнительно содержит прореживающее устройство, соединенное с фильтром для приема и прореживания выходного сигнала фильтра.7. Схема подавления шумов по п.6, в которой прореживающее устройство прореживает на N, где N - положительное нечетное целое число.8. Схема подавления шумов по п.6, в которой прореживающее устройство прореживает на 3.9. Схема подавления шумов по п.6, в которой прореживающее устройство прореживает на 5.10. Схема подавления шумов по п.6, в которой фильтром является полосовой фильтр, где ноль передаточной функции полосового фильтра расположен на одной четвертой частоты дискретизации прореженных выборок, поступающих от прореживающего устройства.11. Схема подавления шумов по п.10, в которой полосовой фильтр выполнен так, что имеет дополнительные нули передаточной функции на mf_ADC/4N, где N - коэффициент прореживания прореживающего устройства, m - положительное нечетное целое число меньше 2N и не равное N, и f_ADC - частота дискретизации АЦП.12. Схема подавления шумов по п.1, выполненная с использованием структуры с возможностью обработки многих фаз входного сигнала.13. Квадратурный понижающий преобразователь, содержащий схему подавления шумов для приема, по меньшей мере, одного выходного сигнала от аналого-цифрового преобразователя (АЦП) и выдачи выборок промежуточной частоты, по меньшей мере, одно множительное устройство, соединенное со схемой подавления шумов для приема выборок промежуточной частоты и преобразования с понижением частоты выборок промежуточной частоты в выборки в полосе частот модулирующих сигналов, причем схема подавления шумов содержит, по меньшей мере, одно прореживающее устройство в полосе пропускания, причем каждое прореживающее устройство в полосе пропускания содержит фильтр устранения ошибок и фильтр, а передаточная функция каждого прореживающего устройства в полосе пропускания создается свертыванием передаточной функции соответствующего фильтра устранения ошибок с передаточной функцией фильтра.14. Квадратурный понижающий преобразователь по п.13, в котором АЦП является сигма-дельта АЦП.15. Квадратурный понижающий преобразователь по п.13, в котором фильтром является полосовой фильтр.16. Квадратурный понижающий преобразователь по п.13, в котором каждое прореживающее устройство в полосе пропускания дополнительно содержит прореживающее устройство, соединенное с фильтром.17. Квадратурный понижающий преобразователь по п.16, в котором прореживающее устройство прореживает на N, где N - положительное нечетное целое число.18. Квадратурный понижающий преобразователь по п.13, выполненный с использованием структуры с возможностью обработки многих фаз входного сигнала.19. Квадратурный понижающий преобразователь, содержащий, по меньшей мере, два прореживающих устройства в полосе пропускания, по одному прореживающему устройству в полосе пропускания на каждый контур сигма-дельта АЦП MASH, причем каждое прореживающее устройство в полосе пропускания принимает выходной сигнал от соответствующего контура; суммирующее устройство, соединенное с прореживающими устройствами в полосе пропускания, причем суммирующее устройство суммирует выходные сигналы от прореживающих устройств в полосе пропускания для получения выборок промежуточной частоты; и два множительных устройства, соединенных с суммирующим устройством для приема выборок промежуточной частоты и преобразования с понижением частоты выборок промежуточной частоты в выборки в полосе частот модулирующих сигналов, причем каждое прореживающее устройство в полосе пропускания содержит фильтр устранения ошибок и фильтр, а передаточная функция каждого прореживающего устройства в полосе пропускания вырабатывается посредством свертывания передаточной функции соответствующего фильтра устранения ошибок с передаточной функцией фильтра.20. Квадратурный понижающий преобразователь по п.19, в котором фильтром является полосовой фильтр.21. Квадратурный понижающий преобразователь по п.19, в котором прореживающее устройство в полосе пропускания дополнительно содержит прореживающее устройство, соединенное с фильтром.22. Квадратурный понижающий преобразователь по п.21, в котором прореживающее устройство прореживает на N, где N - положительное нечетное целое число.23. Квадратурный понижающий преобразователь по п.19, дополнительно содержащий один фильтр низких частот, соединенный с каждым множительным устройством, причем фильтры низких частот фильтруют выборки в полосе частот модулирующих сигналов для получения модулирующих выходных сигналов.24. Квадратурный понижающий преобразователь по п.23, в котором амплитудно-частотные характеристики фильтров низких частот, по существу, аналогичны.25. Квадратурный понижающий преобразователь по п.23, в котором задержка срабатывания одного из фильтров низких частот запаздывает относительно задержек остальных фильтров.26. Квадратурный понижающий преобразователь по п.19, выполненный с использованием структуры с возможностью обработки многих фаз входного сигнала.