Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится к способам обработки сигнала в цифровых приемопередатчиках и к цифровым приемникам или передатчикам, в которых этих способы осуществляются.
Уровень техники
Фиг.1 представляет схему общего цифрового приемопередатчика, в котором радиочастотный (РЧ) сигнал излучается/перехватывается антенной и затем фильтруется, усиливается и преобразуется с повышением/понижением частоты в промежуточную частоту (ПЧ). После приема/передачи в интерфейсе 10 сигнал преобразуется в аналоговые/цифровые сигналы с помощью Ц/А и А/Ц-блоков 11, 12. Блок 13 цифровых входных каскадов осуществляет цифровое преобразование с повышением/понижением частоты и преобразование частоты дискретизации цифровых сигналов. Блок 14 преобразователя цифровых сигналов (ПЦС) полосы частот модулирующих сигналов выполняет всю обработку данных, необходимую для подготовки сигнала для передачи/приема.
В приводимом ниже описании, без ущерба для обобщенности, мы сосредоточимся на приемной стороне.
Фиг.2 показывает схему РЧ/ПЧ-блока. РЧ-сигнал фильтруется РЧ-фильтром 20 и усиливается с помощью малошумящего усилителя (МШУ). Смеситель 22 преобразует с понижением частоты РЧ-сигнал в ПЧ. ПЧ-фильтр 23 удаляет все нежелательные сигналы, возникающие при смешивании.
Фиг.3 показывает схему обычного приемника с цифровыми входными каскадами, который выполняет преобразование с понижением частоты сигнала и понижение частоты дискретизации. Радиочастотный (РЧ)-сигнал или сигнал промежуточной частоты (ПЧ) дискретизируется аналого-цифровым (А/Ц) преобразователем 12. Дискретизированный сигнал смешивается с понижением частоты до полосы частот модулирующих сигналов цифровыми смесителями 30, 31 с помощью выходных сигналов генератора с цифровым управлением (ГЦУ, NCO) 32, который формирует синусоидальные и косинусоидальные синфазные (I) и квадратурные (Q) сигналы, смешивающие дискретизированные сигналы в модулирующие сигналы. Модулирующие I и Q сигналы затем фильтруются в фильтрах нижних частот H(z) для ослабления выдачи модулирующих сигналов. Отфильтрованный сигнал затем дискретизируется с понижением частоты на коэффициент М в прореживателях 33, 34, чтобы понизить частоту дискретизации, оставляя только одну из М выборок.
Фильтрацию и дискретизацию с понижением частоты можно выполнить с помощью вычислительно эффективной многофазной структуры, иллюстрированной на фиг.4.
Входной сигнал подвергают последовательно-параллельному преобразованию (ПС/ПР) в М субсигналов в преобразователе 37, который непосредственно понижает частоту дискретизации до 1/М входной частоты дискретизации. N-отводной фильтр H(z) разделяется на N/M отводных субфильтров H0(z), H1(z), H2(z), HМ-1(z), работающих с первоначальной частотой дискретизации 1/М. Для многофазной структуры требуется в М раз меньше числовых операций, чем для первоначальной структуры. Выходные сигналы субфильтров вновь объединяются в сумматоре 38.
Фиг.5 показывает схему многофазного фильтра, где H(z) есть N-отводной КИХ-фильтр, и М=2.
В левой части указанной схемы: обычная схема для КИХ-фильтра 40, после которой установлен прореживатель 41. Эквивалентная многофазная структура содержит последовательно-параллельный преобразователь 42, имеющий два выхода для нечетных и четных выборок соответственно. Четные выборки обрабатываются четными фильтрующими элементами h0, h2, h4, и т.д., а нечетные выборки обрабатываются нечетными элементами h0, h3, и т.д.; и результат суммируется в сумматоре 43 с получением сигнала, имеющего половинную частоту дискретизации этого входного сигнала.
Сущность изобретения
Настоящее изобретение решает проблему вычислительной сложности цифровых входных каскадов, изображенных на фиг.3, и обеспечивает вычислительно эффективную архитектуру для сигналов со многими несущими.
Решаемые проблемы:
* Цифровой сигнал преобразуется в полосу частот модулирующих сигналов с помощью ГЦУ непосредственно после А/Ц, что означает работу на частоте дискретизации А/Ц.
* Цифровой сигнал преобразуется в комплексный сигнал (действительная и мнимая составляющие), и таким образом указанные ниже операции дублируются для обеих составляющих.
* ГЦУ выполняет настройку одной несущей только для полосы частот модулирующих сигналов, то есть фильтр H(z) является фильтром нижних частот, который ослабляет другие несущие, а понижающий дискретизатор в необходимой степени снижает частоту дискретизации.
* Для приема всех преобразованных в цифровую форму несущих в сигналах широкой полосы должны быть выполнены параллельные секции цифровых входных каскадов, в результате чего значительно повышается сложность для приемников многих несущих.
Настоящее изобретение предлагает способ обработки цифрового сигнала, получаемого дискретизацией широкой полосы частот несущей, осуществляемой с частотой Fs, для получения информации от требуемого канала частот несущей в указанной широкой полосе частот, заключающийся в том, что:
(а) преобразуют дискретизированный входной сигнал в М субсигналов, где М - целое число больше 1; при этом каждый субсигнал имеет частоту дискретизации, равную Fs/M,
(б) подают субсигналы в М-канальный блок полосовых фильтров, каждый из которых имеет отличную от других полосу пропускания в указанной широкой полосе частот,
(в) выбирают выходной сигнал от одного из указанных фильтров, содержащий указанный канал частот несущей, и
(г) повторяют этапы (а), (б) и (в), используя в качестве входного сигнала выходной сигнал, выбранный на этапе (в), пока очередной повтор не исключит частоты в указанном требуемом канале.
То есть изобретение обеспечивает обладающую новизной методику для цифровых входных каскадов, которая значительно снижает вычислительную сложность за счет многополосного прореживания и преобразования с понижением частоты сигнала одновременно с помощью блоков многочастотных фильтров.
При каждом повторе этапов (а), (б) и (в) частота дискретизации и полоса частот обрабатываемых сигналов снижаются на коэффициент М, и при этом прореживание и приблизительное преобразование с понижением частоты сигнала выполняются одновременно. Преобразование сигнала в комплексные I и Q сигналы можно выполнить после этапа (г), когда частота дискретизации уже понижена.
Согласно предпочтительному способу данного изобретения значение М одинаковое для каждого повтора этапов (а), (б) и (в) и предпочтительно равно 2, и поэтому каждый из двух фильтров в блоке может пропускать половину полосы частот, подаваемой в блок фильтров. Фильтрами могут быть квадратурные зеркальные фильтры.
Изобретение также предлагает устройство для обработки цифровых сигналов согласно п.7 формулы изобретения и также приемник, в состав которого входит это устройство. Предпочтительные признаки этого устройства перечислены в пп.8-11.
Описываемый выше способ можно применить для обработки сигналов для передачи. Еще один аспект данного изобретения предлагает способ обработки цифрового сигнала для передачи, заключающийся в том, что:
(а) подают сигнал в М-канальный блок фильтров,
(б) осуществляют параллельно-последовательное преобразование сигналов, выводимых из М фильтров, в блоке фильтров для получения интерполированного сигнала, частота дискретизации которого в М раз больше частоты дискретизации входного сигнала и в котором подавляют зеркальные боковые полосы частот, создаваемые процессом интерполяции, и
(в) повторяют этапы (а) и (б) до достижения требуемых частоты дискретизации и/или ширины полосы частот сигнала.
Настоящее изобретение также предлагает устройство обработки цифровых сигналов для передачи согласно п.20, и также радиопередатчик, в состав которого входит это устройство. Предпочтительные признаки этого устройства указаны в п.п.21-25 формулы изобретения.
Осуществление изобретения поясняется только в виде примера и со ссылкой на прилагаемые чертежи, на которых:
Фиг.1 - блок-схема общего цифрового приемопередатчика применяемого в настоящее время типа;
Фиг.2 - блок-схема типичных компонентов РЧ-блока, применяемого в приемопередатчике согласно фиг.1;
Фиг.3 - обычный приемник с цифровым входным каскадом;
Фиг.4 - пример многофазной структуры для выполнения операций фильтрации и дискретизации с понижением частоты;
Фиг.5 - определенная многофазная структура общего типа, изображаемая на Фиг.4, с коэффициентом прореживания = 2;
Фиг.6 (а) и (б) - аналоговые частотные спектры единообразных и многостандартных широкополосных сигналов;
Фиг.7 - цифровой частотный спектр сигнала, показанного на фиг.6(б) после преобразования в цифровую форму;
Фиг.8 - блок-схема многофазной структуры для использования при выполнении способа согласно данному изобретению;
Фиг.9 - характеристики квадратурных зеркальных фильтров (КЗФ, QMF);
Фиг.10 - блок многофазных полуполосных КЗФ-фильтров;
Фиг.11(а), (б) и (в) - типичный спектр входного сигнала и спектры выходного сигнала соответствующих фильтров;
Фиг.12 - принципиальная схема повторенного двухканального блока фильтров;
Фиг.13 - блок-схема архитектуры многочастотного приемника, и
Фиг.14 - схема обычного передатчика с цифровыми входными каскадами, который выполняет дискретизацию с повышением частоты и преобразование с повышением частоты сигнала;
Фиг.15 иллюстрирует многофазное выполнение интерполяции;
Фиг.16 - схема двухканального блока синтезированного фильтра;
Фиг.17 - многофазное исполнение схемы, изображаемой на фиг. 16;
Фиг.18 - многофазный блок фильтров согласно фиг.17; фильтры ограничены полуполосными фильтрами;
Фиг.19 - дополнительное упрощение выполнения, изображаемого на фиг.18;
Фиг. 20 - схема полной передающей секции, в состав которой входит блок фильтров, изображаемый на фиг.20; и
Фиг.21 - графики входных и выходных сигналов схемы, изображаемой на фиг.18.
Обратимся к фиг.3. А/Ц 12 дискретизирует ПЧ-сигнал с несколькими несущими, который может состоять из нескольких сигналов с равной шириной полосы частот, сосредоточенных с единообразным интервалом вокруг ПЧ, или из нескольких сигналов с неравной шириной полосы частот для многостандартных радиосигналов, представляющих разные частоты следования символов, как показано на фиг.6.
Сигналы согласно фиг.5 формируются в широкополосной РЧ-секции, содержащей одну или несколько последовательных или параллельных секций согласно фиг. 2, выполненных с возможностью преобразования с понижением частоты сигнала требуемых полос частот в определенную ПЧ-частоту.
Для упрощения архитектуры нужно обеспечить, чтобы преобразованные в цифровую форму сигналы сосредоточились вокруг четверти частоты дискретизации, чтобы фиксированная ПЧ в равной степени налагалась на нечетные кратные четверти частоты дискретизации.
После преобразования в цифровую форму вся полоса частот сосредоточена между 0 и Fs/2 и периодически повторяется согласно фиг.7.
В известном уровне техники сигнал с несколькими несущими преобразуют в комплексный сигнал полосы частот модулирующих сигналов, действующий с той же высокой частотой дискретизации, что и А/Ц до прореживания (Фиг.3).
В соответствии с новой описываемой ниже конструкцией сигнал после преобразования в цифровую форму проходит через блок многочастотных фильтров действительного коэффициента для осуществления прореживания требуемых сигналов с ограниченной полосой частот одновременно и также для выполнения грубого преобразования с понижением частоты сигнала без преобразования с понижением частоты, таким образом сигнал остается действительным сигналом, в результате чего снижается усложненность, заключающаяся в необходимости фильтрации сигнала по действительным и комплексным составляющим.
Блок фильтров выполнен с помощью многофазной структуры. Фиг.8 показывает многофазную двухканальную структуру блока фильтров, которая будет строительным блоком нашей конструкции, где h0 и g0 являются фильтрами нижних частот и верхних частот соответственно, удовлетворяющими соотношению квадратурного зеркального фильтра (КЗФ)
Фильтры формируют зеркальную симметрию вокруг четверти частоты дискретизации, как показано на фиг.9.
Входные сигналы х(n) подают в последовательно-параллельный преобразователь 60 для обеспечения двух траекторий сигнала, имеющих альтернативные выборки. Все выборки подают в оба фильтра h0 и g0, и выходные сигналы фильтра суммируются в сумматорах 61, 62, чтобы обеспечить выходные сигналы x0(n) из фильтра h0 и x(n) из фильтра g0.
Блок фильтров определяется после того, как будет сконструирован нужный прототипный фильтр. Структуру согласно Фиг. 8 можно также упростить путем ограничения прототипного фильтра h0 до полуполосного фильтра.
Полуполосный КИХ-фильтр нижних частот 
, где N - нечетное число, имеет импульсную переходную характеристику, которая удовлетворяет следующему условию:
в многофазной форме фильтр становится следующим:
При следовании этим принципам фиг.8 становится фиг.10, которая полностью определяется прототипным фильтром h0 нижних частот. Аналогичные части на фиг.8 и 10 имеют аналогичные ссылочные обозначения.
Форма характеристики фильтра, требуемая для проектирования многофазного прототипного фильтра, определяется защитной полосой частот (разделяющей соседние каналы) для центрального частотного интервала канала, единообразием коэффициента усиления в полосе пропускания фильтра, требованиями ослабления канала и числом каналов. Принципиальную конструкцию фильтра можно запомнить в запоминающем устройстве и просто переконфигурировать путем изменения коэффициентов для определенного применения.
Сигнал x(n) поступает в параллельно-последовательный преобразователь, который непосредственно понижает частоту дискретизации вдвое и фильтруется с получением прореженных сигналов x0(n) и x1(n).
Фиг.11 изображает пример многочастотного сигнала с несколькими несущими, обработанного структурой, приведенной на фиг.10.
Сигнал подвергают дискретизации с понижением частоты до новой частоты дискретизации Fs1, и одновременно сигналы выше Fs/4 сворачиваются (т.е. преобразуются с понижением частоты сигнала). Таким образом, два разных сигнала, представляющих две(а) скорости передачи данных (стандарта), теперь разделены на параллельные сигналы с более низкими предельными частотами дискретизации.
Структуру согласно фиг.11 можно повторить в соответствии с Фиг.12, чтобы в еще большей степени отделить друг от друга требуемый(е) канал(ы), подлежащий(е) последующей обработке.
После выполнения требуемого прореживания с помощью блока фильтров: действительное - комплексное преобразование для получения сигналов I и Q полосы частот модулирующих сигналов, сосредоточенных при преобразовании с понижением частоты, можно выполнить для отдельных каналов с самой низкой возможной частотой дискретизации. Последующую точную настройку частот дискретизации для сигналов I и Q в целях согласования со значениями частоты следования символов для определенного стандарта можно выполнить с помощью процессора цифровых сигналов (ПЦС).
Фиг.13 показывает новую многочастотную архитектуру в режиме приема. Цифровой входной каскад, показанный на фиг.1, имеет блок многочастотных фильтров типа, указанного на фиг.10, выходные сигналы которого подаются в средство 70 выбора канала. Средство 70 выбора канала определяет выбираемый канал или полосу частот и требуемое число повторов процесса фильтрации. Конечный выходной сигнал преобразуется в комплексные сигналы I и Q для последующей обработки.
Фиг.14 показывает блок-схему обычного передатчика с цифровым входным каскадом, который выполняет дискретизацию с повышением частоты и осуществляет преобразование с повышением частоты сигнала. Сигналы I и Q полосы частот модулирующих сигналов сначала дискретизируют с повышением частоты на коэффициент М повышающими дискретизаторами 133, 134 путем введения М-1 нулей между каждой выборкой. В частотной области это создает М-1 зеркальных боковых полос частот спектра полосы частот модулирующих сигналов. Фильтр H(z) является интерполяционным фильтром, который также называется режекторным фильтром зеркальных боковых полос частот (фильтром подавления помех от зеркального канала). ГЦУ смешивает (преобразует с повышением частоты сигнала) интерполированные сигналы в ПЧ-частоту цифроаналогового (Ц/А) преобразователя.
Как и в приемной секции, все требующие значительных вычислений операции выполняются с более высокими частотами дискретизации в обеих ветвях I и Q. Цель заключается в их замене вычислительно эффективным блоком многочастотных фильтров для одновременного осуществления дискретизации с повышением частоты и преобразования с повышением частоты сигнала.
Фиг.15 показывает многофазное осуществление операции интерполяции. Фильтр H(z) разложен на М параллельных фильтров, и фильтрация осуществляется с более низкой частотой дискретизации, и затем параллельные сигналы объединяются параллельно-последовательным преобразователем 137 для формирования дискретизированного сигнала с повышением частоты. Частота дискретизации выходного сигнала в М раз превышает частоту дискретизации входного сигнала.
В остающейся части описания мы сосредоточимся на случае, когда М=2, а фильтры являются КИХ-фильтрами с N числом коэффициентов (отводов).
Фиг.16 показывает 2-канальный блок синтезированного фильтра, в котором два разных сигнала х1 и х2 объединяются для формирования сигнала х с удвоенной частотой дискретизации. Фильтры h1 и g1 являются фильтрами нижних частот и верхних частот соответственно и соотносятся как на фиг.9. Они эквивалентны фильтрам h0 и g0.
Многофазное выполнение фиг.16 показано на фиг.17.
Два сигнала x1(n) и x2(n) являются двумя отдельными модулирующими сигналами, передаваемыми в отдельных полосах частот, чтобы не создавать помехи друг другу и чтобы их можно было восстановить с помощью приемника. Таким образом, сигналы направляют в соответствующие фильтры hn и gn, выходные сигналы которых подаются в параллельно-последовательные преобразователи 140, 141 для получения сигнала xn с более высокой частотой дискретизации.
При ограничении этих фильтров полуполосными фильтрами, как в приемной секции: фиг.17 сводится к фиг.18.
Очевидно, что фильтры более низкой ветви являются просто инвертированными вариантами фильтров верхней ветви. Согласно фиг.18 каждая выборка проходит через фильтры с и h, создавая две выборки из одной, для получения дискретизированного сигнала с повышением частоты.
Фиг.18 можно свести к фиг.19 как к рекурсивному 2-канальному блоку фильтров, причем блок 150 выбора каналов определяет число повторов, требуемых для преобразования с повышением частоты выбранного входного сигнала, и определяет ветвь, в которую он будет направлен путем выбора знака коэффициента (т.е. обратный или необратный).
Фиг.20 показывает полную блок-схему передатчика с цифровой ПЧ-секцией. Она аналогична фиг.13, но сигналы идут по обратным маршрутам.
Модулирующие сигналы I и Q являются сигналами, преобразованными из комплексных в действительные с повышением частоты сигнала до почти нулевой частоты fi; и блок выбора канала решает, куда поместить более низкую или более высокую частоту сигнала, и определяет число повторов, требуемых для преобразования сигнала в ПЧ с повышением частоты перед Ц/А.
Фиг.21 показывает график сигналов x1(n), x2(n) и x(n), относящихся к фиг.18. Ширина полосы частот удвоена, и входные сигналы суммируются и одновременно дискретизируются с повышением частоты и преобразуются с повышением частоты сигнала. Если выбран только один канал, то дискретизации с повышением частоты и преобразованию с повышением частоты сигнала подвергается только один из сигналов.
Обратимся к фиг.20, если сигнал, выводимый из параллельно-последовательного преобразователя 160, поданный обратно в блок 150 выбора канала, имеет недостаточную ширину полосы/частоту дискретизации, то сигнал снова направляется в фильтры h и с для дискретизации с повышением частоты и преобразования с повышением частоты.
Изобретение относится к области обработки цифровых сигналов. Технический результат заключается в обеспечении обработки цифрового сигнала на частоте дискретизации аналого-цифрового преобразователя. Сущность изобретения заключается в том, что в цифровом многочастотном приемопередатчике при приеме сигналы одновременно прореживают и грубо преобразуют с понижением частоты в итерационном процессе для сужения принимаемой широкой полосы частот до требуемого канала, а при передаче сигналы итерационно интерполируют для получения требуемых частоты дискретизации/ширины полосы частот. 6 н. и 20 з.п. ф-лы, 21 ил.
(а) преобразуют дискретизированный входной сигнал в М субсигналов, где М - целое число больше 1, при этом каждый субсигнал имеет частоту дискретизации, равную Fs/M,
(б) подают субсигналы в М-канальный блок полосовых фильтров, каждый из которых имеет отличную от других полосу пропускания в указанной широкой полосе частот,
(в) выбирают выходной сигнал от одного из указанных фильтров, содержащий указанный канал частот несущей, и
(г) повторяют этапы (а), (б) и (в), используя в качестве входного сигнала выходной сигнал, выбранный на этапе (в), пока очередной повтор не исключит частоты в указанном требуемом канале, при этом при каждом повторе этапов (б) и (в) преобразуют дискретизированный входной сигнал в М субсигналов, а частота дискретизации и полоса частот обрабатываемых сигналов снижаются на коэффициент М.
средство преобразования дискретизированного входного сигнала в М субсигналов, при этом М равно целому числу больше 1, каждый субсигнал имеет частоту дискретизации, равную Fs/M,
М-канальный блок фильтров, каждый из которых имеет отличную от других полосу пропускания в указанной широкой полосе частот и предназначен для приема соответствующего одного из указанных субсигналов,
средство выбора выходного сигнала из одного из указанных фильтров, содержащего указанный канал частот несущей, и
средство обратной подачи выбранного сигнала в указанное средство преобразования для повтора преобразования, фильтрации и выбора, при этом при каждом повторе дискретизированный входной сигнал преобразуется в М субсигналов, а частота дискретизации и полоса частот обрабатываемых сигналов снижаются на коэффициент М, причем обратной подачей управляют с помощью средства выбора канала, которое определяет из требуемого канала, сколько повторов преобразования, фильтрации и выбора выполнено,
при этом выходной сигнал из указанного средства выбора исключит частоты в указанном требуемом канале.
(а) подают сигнал в М-канальный блок полосовых фильтров, каждый из которых имеет отличную от других полосу пропускания в широкой полосе частот,
(б) осуществляют параллельно-последовательное преобразование сигналов, выводимых из М фильтров в блоке полосовых фильтров, для получения интерполированного сигнала, частота дискретизации которого в М раз превышает частоту дискретизации входного сигнала, и в котором подавляют зеркальные боковые полосы частот, создаваемые процессом интерполяции, и
(в) повторяют этапы (а) и (б) до достижения требуемых частоты дискретизации и/или ширины полосы частот сигнала.
М-канальный блок полосовых фильтров, каждый из которых имеет отличную от других полосу пропускания в широкой полосе частот,
средство параллельно-последовательного преобразования для преобразования параллельных сигналов, принимаемых из блока полосовых фильтров, в последовательные сигналы,
при этом последовательный выходной сигнал является интерполированным сигналом, частота дискретизации которого в М раз превышает частоту дискретизации входного сигнала и из которого подавляются зеркальные боковые полосы частот, создаваемые процессом интерполяции, и
средство подачи указанного последовательного выходного сигнала обратно в М-канальный блок полосовых фильтров до достижения требуемой частоты дискретизации.
| Адаптивное устройство когерентной обработки многочастотных сигналов | 1984 |
|
SU1218472A2 |
| US 5631610, 20.05.1997 | |||
| US 6134268, 17.10.2000 | |||
| US 3573380, 06.04.1971 | |||
| US 4131766, 26.12.1978. | |||
