СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЦИФРОВОЙ СВЯЗИ Российский патент 2005 года по МПК H04J13/00 

Настоящее изобретение в основном относится к способу проводной и радиосвязи и, в частности, к способу и устройству для снижения отношения пиковой и средней мощностей (PAPR) в системе с ортогональным уплотнением с разделением частот (OFDM, ОЧУ).

В типичной системе параллельной обработки данных всю полосу частот сигнала разбивают на N частотных подканалов, не перекрывающихся между собой. Соответствующие символы модулируют при пропускании по подканалам и в N подканалах выполняют частотное уплотнение.

На фиг. 1 представлен пример схемы обычной системы с ортогональным уплотнением с разделением частот. Как показано на фиг. 1, обычная система с ортогональным уплотнением с разделением частот модулирует и демодулирует параллельно передаваемые данные с использованием дискретного Фурье-преобразования (ДФП).

Далее действие обычной системы с ортогональным уплотнением с разделением частот поясняется с помощью фиг. 1. Сначала, если поток последовательных данных предварительно заданной длины (например, X бит) подают в преобразователь 11 данных, то преобразователь 11 данных преобразует поток последовательных данных в параллельные данные. На данном этапе предполагается, что каждый набор параллельных данных, выводимых на выходные порты преобразователя данных, содержит X бит. Параллельные данные объемом X бит соответственно подают в блок 12 отображения сигнала, а блок 12 отображения сигнала модулирует параллельные данные по схеме фазовой манипуляции (PSK, СФМ) или квадратурной амплитудной модуляции (QAM, КАМ), или другой схеме, а затем выводит совокупность модулированных потоков символов d₀, d₁, …, d_n-1. Здесь n зависит от типа схемы модуляции. Если применяют двоичную фазовую манипуляцию (BPSK, ДФМ), то “n” равно “X”. Если применяют квадратурную фазовую манипуляцию (QPSK, КФМ), то “n” равно “X/2”. Если применяют 16-позиционную квадратурную амплитудную манипуляцию, то “n” равно “X/4”. Схема 13 обратного ДФП (ОДФП) выполняет обратное ОДФП на модулированных символах d₀, d₁, …, d_n-1, а затем выводит параллельные сигналы, ортогонально уплотненные с разделением частот (ортогонально частотно уплотненные или ОЧУ-сигналы). Параллельно-последовательный преобразователь 14 преобразует параллельные ОЧУ-сигналы в последовательные ОЧУ-сигналы. Последовательные ОЧУ-сигналы подают в блок 15 ввода маркерного интервала. Блок 15 ввода маркерного интервала вставляет маркерный интервал в последовательные ОЧУ-сигналы, а затем выводит последовательные ОЧУ-сигналы с вставленным в них маркерным интервалом в цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) с фильтром 16 нижних частот (ФНЧ). ЦАП с ФНЧ 16 преобразует цифровой сигнал, образованный последовательными ОЧУ-сигналами с вставленным в них маркерным интервалом, в аналоговый сигнал. Аналоговый сигнал, сформированный в результате преобразования в ЦАП с ФНЧ 16, передается по каналу через блок 17 сопряжения с радиоканалом и антенной. Под каналом понимается канал передачи данных в системах радиосвязи. К настоящему времени уже опубликованы работы с описанием порядка работы системы связи с ОЧУ.

Аналоговый сигнал, переданный блоком 17 сопряжения с радиоканалом, подают в аналого-цифровой преобразователь 18 (АЦП) с ФНЧ. АЦП 18 с ФНЧ преобразует аналоговый сигнал из блока 17 сопряжения с радиоканалом в цифровой сигнал и затем выдает цифровой сигнал в блок 19 удаления маркерного интервала. Блок 19 удаления маркерного интервала удаляет маркерный интервал, вставленный в цифровой сигнал, и затем выдает цифровой сигнал, из которого удален маркерный интервал, в последовательно-параллельный преобразователь 20. Последовательно-параллельный преобразователь 20 преобразует цифровой сигнал, из которого удален маркерный интервал, т.е. последовательные ОЧУ-сигналы, в параллельные ОЧУ-сигналы и затем выдает параллельные ОЧУ-сигналы в виде блока d₀, d₁, …, d_n-1 бит. Параллельные ОЧУ-сигналы вводят в схему 21 ДФП. Схема 21 ДФП выполняет ДФП на параллельных ОЧУ-сигналах и затем выдает Фурье-преобразованные символы. Символы подают в блок 22 восстановления исходного сигнала. Блок 22 восстановления исходного сигнала демодулирует символы и затем выдает параллельные данные, X бит. Параллельные данные подают в параллельно-последовательный преобразователь 23. Параллельно-последовательный преобразователь 23 преобразует параллельные данные в один поток последовательных данных и затем выдает поток последовательных данных.

Предполагается, что в системе связи с ОЧУ, использующей N несущих частот, k-й ОЧУ-сигнал представлен модулированным сигналом A_i,k (i=0, 1, …, N-1), распределенным для i-й несущей частоты в течение данного интервала T символа. Каждый модулированный сигнал A_i,k является одним из символов на комплексной диаграмме соответственно схеме модуляции. С использованием модулированного сигнала A_i,k, огибающую, имеющую комплексное значение модулирующего ОЧУ-сигнала, находят из следующего выражения:

[Уравнение 1]

В приведенном выше уравнении 1, g(t) обозначает прямоугольный импульс с шириной T, а T - интервал символа с ОЧУ. Чтобы выдержать ортогональность между несущими частотами с ОЧУ, i-я несущая частота f_i должна быть таким образом связана с центральной частотой f_c, как показано в уравнении 2.

[Уравнение 2]

В уравнении означает ширину частотной полосы, относящейся к одной несущей частоте, и имеет значение, кратное частоте ОЧУ-символов 1/T.

Рассмотрение нескольких особенно важных характеристик системы с ОЧУ на примере сравнения системы с ОЧУ и такой системы с одной несущей частотой, которая идентична системе с ОЧУ по ширине полосы пропускания и скорости передачи данных, показывает, что длительность одного символа, передаваемого в системе с ОЧУ, является величиной, приблизительно N-кратной длительности одного символа, передаваемого в системе с одной несущей частотой, если передаваемые данные распределяют по N несущим частотам. В результате, длительность одного символа в системе с ОЧУ больше, чем длительность одного символа в системе с одной несущей частотой. Кроме того, если во временной области добавляют защитный интервал, то обусловленное задержкой снижение характеристик передачи становится даже меньше, несмотря на повышение показателя многолучевости.

Далее, поскольку передаваемые данные распределены по всей ширине полосы пропускания, то сигнал взаимных помех повреждает только часть данных в случае, когда сигнал взаимных помех присутствует только в ограниченной полосе частот, и технические характеристики системы с ОЧУ можно эффективно повысить посредством использования блока интерливинга и кода с исправлением ошибок.

Способ передачи с несколькими несущими частотами характеризуется тем, что пиковое значение мощности огибающей многочастотного сигнала возрастает пропорционально числу несущих частот. Если в системе с ОЧУ перекрываются N сигналов с одинаковой фазой, то пиковое значение мощности огибающей возрастает на величину, N-кратную средней мощности. Под отношением пиковой и средней мощностей (PAPR) понимают отношение пиковой мощности к средней мощности многочастотного сигнала. Возрастание этого отношения приводит к усложнению аналого-цифрового или цифроаналогового преобразования и снижению эффективности усилителя мощности высокой частоты.

Поэтому активно ведутся исследования для снижения отношения пиковой и средней мощностей, а снижение этого отношения является одной из проблем, которые приходится решать для успешной реализации системы с ОЧУ с предельно высокими рабочими характеристиками с целью применения в радио- и оптической связи.

Если последовательность символов {A₀, A₁, …, A_N-1}, имеющих комплексные значения, передается на N несущих частотах, то модулирующий ОЧУ-сигнал s(t) определяется уравнением 3 относительно времени t∈[0,T].

[Уравнение 3]

Отношение пиковой и средней мощностей (PAPR) модулирующего ОЧУ-сигнала s(t) определяется уравнением 4.

[Уравнение 4]

PAPR(s)=Макс. мгновенная мощность s(t)/Средняя мощность s(t)

Как видно из уравнения 4, если A_i является символом, модулированным методом многоуровневой фазовой манипуляции, а значение средней мощности равно N, то максимальная мгновенная мощность может принимать значение N², и отношение пиковой и средней мощностей (PAPR) равно N.

Поэтому, если ОЧУ-сигнал формируется последовательностью символов, то этот сигнал имеет очень высокую максимальную мгновенную мощность и характеризуется высоким отношением пиковой и средней мощностей. Поскольку для модуляции и демодуляции в системе с ОЧУ используют ОДФП и прямое ДФП, то модулирующие ОЧУ-символы на протяжении произвольной длительности символа представляются в виде N отсчетов, вследствие чего модулирующие ОЧУ-символы можно представить следующим образом.

[Уравнение 5]

, n=0,1, …, N-1

Как видно из уравнения 5, считается, что L*N-точечное ОДФП представляет отношение пиковой и средней мощностей. Здесь L является коэффициентом избыточной дискретизации. Если последовательность N модулированных входных символов имеет вид A={A₀, A₁, …, A_N-1), то считается, что последовательность Aґ={A₀ґ, A₁ґ, …, A_LN-1ґ}={A₀, A₁, …, A_N-1, 0, 0, …, 0}, содержащая (L–1)N нулей является LN-точечным ОДФП. После того как L*N-точечное ОДФП последовательности A взята на протяжении длительности одного символа с использованием последовательности Aґ, n-й отсчет представлен следующим выражением:

, n=0,1, …, LN-1

Поскольку вычисление отношения пиковой и средней мощностей применительно к непрерывным сигналам является сложной задачей, то такое отношение вычисляют только по LN отсчетам ОЧУ-сигналов, имеющих отношение к последовательности A. В этом случае отношение пиковой и средней мощностей (PAPR), вычисленное с учетом только отсчетов LN-точечного ОДФП на последовательности A, определяется следующим выражением:

[Уравнение 6]

Как видно из уравнения 6, s[n] равно отсчету, полученному посредством LN-точечного ОДФП, где L обозначает коэффициент избыточной дискретизации. Далее, E обозначает оператор взятия среднего значения ОЧУ-сигнала s[n] по всем n. Случай L=1 известен как дискретизация с интервалом Найквиста. Специалистам известно, что отношение пиковой и средней мощностей можно получить с достаточной точностью, если выбрать коэффициент избыточной дискретизации L равным 4, чтобы получить отношение пиковой и средней мощностей, представленное уравнением 5, которое дает функцию фактически непрерывного времени.

Предложено несколько способов снижения отношения пиковой и средней мощностей в системах связи с ОЧУ. Простейший способ снижения этого отношения состоит в ограничении сигнала, т.е. ограничении его максимальной величины до предварительно заданной величины или еще меньшей величины.

Традиционное ограничение амплитуды сигнала является простейшим способом снижения отношения пиковой и средней мощностей, однако сопряжено с рядом проблем. Во-первых, ограничение приводит к искажению амплитуды ОЧУ-сигнала и тем самым к формированию взаимных помех, что является причиной повышения частоты появления ошибочных битов (BER). Далее, поскольку искажение ОЧУ-сигнала имеет нелинейный характер, то оно приводит к ухудшению внеполосных частотных характеристик.

Напротив, в соответствии с другим способом снижения отношения пиковой и средней мощностей в системе с ОЧУ, важным фактором снижения отношения пиковой и средней мощностей в системе с ОЧУ становится использование последовательности Голея. Использование только последовательности Голея способствует ограничению значения отношения пиковой и средней мощностей до 2 (3 дБ). Однако недостатком этого способа является резкое снижение кодовой скорости с увеличением числа несущих частот.

Чтобы снизить отношение пиковой и средней мощностей в системе с ОЧУ, можно применить традиционный метод на основе кодов с исправлением ошибок. При использовании традиционного метода выбирают только такое кодовое слово, у которого пиковая мощность огибающей имеет небольшое значение, чтобы можно было сформировать ОЧУ-сигнал, обеспечивающий снижение отношения пиковой и средней мощностей в целом. Однако в этом случае возникает проблема значительного снижения кодовой скорости с увеличением числа сигналов несущей частоты.

Другим традиционным методом является селективное отображение (SLM). Суть метода селективного отображения заключается в формировании множества ОЧУ-сигналов с одинаковым информационным содержанием. То есть метод селективного отображения состоит в формировании U последовательностей с одинаковым информационным содержанием и передаче последовательности с наименьшим отношением пиковой и средней мощностей среди этих U последовательностей.

На фиг. 2 представлен пример схемы обычной системы с ОЧУ, использующей метод селективного отображения. Если входную последовательность обозначить A, то U независимых последовательностей, содержащих упомянутую входную последовательность, формируется умножением последовательности P^(u) на входную последовательность A, где u=1, 2, …, U. В результате ОДФП каждой последовательности A^(u) формирует U временных последовательностей a^(u), при u=1, 2, …, U.

Далее действие передатчика обычной системы с ОЧУ, использующей метод селективного отображения, поясняется ниже с помощью фиг. 2. Сначала поток последовательных данных A, состоящий из n цифровых значений (1 или -1), из источника 31 данных подается в последовательно-параллельный преобразователь 32. Последовательно-параллельный преобразователь 32 преобразует поток последовательных данных в параллельные данные (n) и затем выдает параллельные данные. Каждый из потоков параллельных данных подается в соответствующий этому потоку один из умножителей 33-1, 33-2, …, 33-U. Каждый из умножителей 33-1, 33-2, …, 33-U умножает каждый элемент параллельных данных (n) на соответствующий элемент внешней входной последовательности. Первый умножитель 33-1 умножает поэлементно параллельные данные (n) на первую последовательность P⁽¹⁾, состоящую из “n” элементов, и затем выдает последовательность A⁽¹⁾, состоящую из “n” элементов. Второй умножитель 33-2 умножает поэлементно параллельные данные (n) на вторую последовательность P⁽²⁾, состоящую из “n” элементов, и затем выдает последовательность A⁽²⁾, состоящую из “n” элементов. U-й умножитель 33-U умножает поэлементно параллельные данные (n) на U-ю последовательность P^(U), состоящую из “n” элементов, и затем выдает последовательность A^(U), состоящую из “n” элементов. Умножители с третьего по (U-1)-й действуют аналогично вышеописанным умножителям. Каждая из последовательностей A⁽¹⁾, A⁽²⁾, …, A^(U), которые выдаются умножителями 33-1, 33-2, …, 33-U, подается соответственно в одну из U схем ОДФП 34-1, 34-2, …, 34-U. Схемы ОДФП 34-1, 34-2, …, 34-U выполняют ОДФП последовательностей A⁽¹⁾, A⁽²⁾, …, A^(U) и затем выдают полученные в результате ОДФП сигналы, т.е. временные последовательности a⁽¹⁾, a⁽²⁾, …, a^(U). Временные последовательности a⁽¹⁾, a⁽²⁾, …, a^(U) подаются в селектор 35. Селектор вычисляет значения отношения пиковой и средней мощностей для последовательностей a⁽¹⁾, a⁽²⁾, …, a^(U) и затем выбирает наименьшее значение среди вычисленных значений отношения пиковой и средней мощностей. Если наименьшее значение отношения пиковой и средней мощностей выбрано, то поток полученного в результате ОДФП сигнала с наименьшим отношением пиковой и средней мощностей выдается как окончательный передаваемый сигнал . Одновременно с потоком полученного в результате ОДФП сигнала с выбранным отношением пиковой и средней мощностей передается служебная информация.

Каждая из U временных последовательностей a^(u), где u=1, 2, …, U, полученных посредством ОДФП каждой из последовательностей A^(u), описывается уравнением 7

[Уравнение 7]

, u=1, 2, …, U

Все последовательности от a⁽¹⁾ до a^(U) содержат одинаковую информацию A, а фактически передаваемый сигнал имеет наименьшее значение отношения пиковой и средней мощностей среди последовательностей от a⁽¹⁾ до a^(U).

Теоретически, с увеличением числа независимых последовательностей, т.е. величины U, происходит повышение характеристики по отношению пиковой и средней мощностей. Однако с увеличением величины U система становится сложнее.

Кроме того, здесь существует другой значительный недостаток.

Из передатчика в приемник приходится передавать служебную информацию, так как для восстановления исходной информации в приемнике необходимо определить, какая последовательность из U последовательностей фактически применяется в передатчике. Более того, если в служебной информации появляется ошибка в процессе передачи, то это может привести к пачке ошибок, что значительно ухудшает рабочие характеристики системы. Таким образом, требуется обеспечить высокую степень защиты служебной информации в процессе передачи.

Способ частичной передачи последовательности (PTS) является еще одним традиционным техническим решением. Традиционный способ частичной передачи последовательности состоит в том, что последовательность разбивают на M независимых неполных блоков и затем сдвигают фазу каждого неполного блока, тем самым формируя множество последовательностей и снижая отношение пиковой и средней мощностей. Требуется также передавать служебную информацию, связанную с фазовым сдвигом, чтобы приемник мог восстановить исходную информацию.

Настоящее изобретение направлено на устранение вышеуказанных недостатков, и задачей настоящего изобретения является создание способа и устройства связи с ортогональным уплотнением с разделением частот (ОЧУ), которые способны снизить отношение пиковой и средней мощностей без снижения эффективности передачи информации.

Другая задача настоящего изобретения заключается в создании способа и устройства связи с ОЧУ, которые способны снизить отношение пиковой и средней мощностей, независимо от числа несущих частот и без передачи дополнительной служебной информации.

В соответствии с особенностью настоящего изобретения, указанные и другие задачи изобретения могут быть решены посредством предлагаемого передатчика с ОЧУ, содержащего линейный блоковый кодер (n, k), который выводит n-разрядное кодовое слово c=(c₀, c₁, …, c_n-1), когда на вход поступает k-разрядный информационный блок d=(d₀, d₁, …, d_k-1); U сумматоров, которые формируют сигналы a₁, a₂, …, a_U (U^n-k) посредством выполнения поразрядного сложения по модулю 2 множества лидеров смежного класса e₁, e₂, …, e_U с кодовым словом c, где лидеры смежного класса, связанные с разными синдромами, выбираются в зависимости от матрицы H контроля по четности для кода (n, k); U m-ричных блоков отображения сигнала, каждый из которых отображает выходные данные соответствующего сумматора в символ сигнала в блоке из m бит и затем формирует дискретный сигнал x_i, содержащий N символов; U схем LN-точечного ОДФП (обратного дискретного Фурье-преобразования), каждая из которых преобразует дискретный сигнал x_i, поступающий из соответствующего m-ричного блока отображения сигнала, в дискретный сигнал y_i, содержащий LN отсчетов по времени, где L является коэффициентом избыточной дискретизации; пиковый детектор, который осуществляет поиск сигнала y_j с наименьшим максимальным значением среди LN отсчетов для определения сигнала с минимальной пиковой мощностью среди U дискретных сигналов y₁, y₂, …, y_U, поступающих из схем LN-точечного ОДФП.

Указанные и другие задачи, признаки и преимущества настоящего изобретения очевидны из следующего далее подробного описания, сопровождаемого ссылками на прилагаемые чертежи, на которых:

фиг. 1 представляет пример схемы обычной системы с ортогональным уплотнением с разделением частот (ОЧУ);

фиг. 2 представляет пример схемы обычной системы с ОЧУ, использующей метод селективного отображения;

фиг. 3 представляет таблицу, содержащую в качестве примера стандартный массив блоковых кодов (n, k) в соответствии с настоящим изобретением; и

фиг. 4A и 4B представляют примеры системы с ОЧУ, использующей способ снижения отношения пиковой и средней мощностей на основе стандартного массива линейных блоковых кодов в соответствии с предпочтительными вариантами осуществления настоящего изобретения.

Далее способ снижения отношения пиковой и средней мощностей в соответствии с настоящим изобретением подробно поясняется ниже с помощью фиг. 3, 4A и 4B.

Фиг. 3 представляет таблицу, содержащую в качестве примера стандартный массив блоковых кодов (n, k) в соответствии с настоящим изобретением. В таблице, c_i представляет собой кодовое слово блокового кода (n, k). Вектор c_i имеет длину n. Сначала ниже приведено подробное описание стандартного массива линейных блоковых кодов, в основу которых положен способ снижения отношения пиковой и средней мощностей в соответствии с настоящим изобретением.

Если шумы в канале при передаче кодового слова c линейных блоковых кодов (n, k) обозначить через e, то принятый вектор определяется как r=c+e или r₁=c_i+e_i, при i=1, 2, …, n. Если H представляет собой матрицу контроля по четности (n-k)×n, тогда Hc^t=0, где t является транспонированной матрицей. Синдром s принятого вектора r определяется следующим образом:

[Уравнение 8]

На синдром воздействует ошибка, наведенная в канале, а не передаваемое кодовое слово. Если e+C={x| x=e+c, c∈C} обозначает смежный класс кода C с вектором e, то синдром вектора x, принадлежащего к смежному классу e+C, определяется следующим выражением.

[Уравнение 9]

Таким образом, все векторы в смежном классе e+C имеют синдромы, зависимые от вектора e.

Простейший способ декодирования блокового кода заключается в использовании стандартного массива. Как показано на фиг. 3, форма ошибки, которая, по расчетам, должна наиболее часто появляться в каждом смежном классе e+C стандартного массива, определяется как лидер (образующий элемент) смежного класса. То есть вектор, имеющий наименьший вес в смежном классе e+C, становится лидером смежного класса. Поэтому, если e_u определено как лидер смежного класса в смежном классе e+C, то e_u+C=e+C.

В соответствии со способом формирования общего стандартного массива стандартный массив блоковых кодов (n, k) формируется, как показано на фиг. 3. На данном этапе число векторов, которые содержат n, равно, соответственно, 2ⁿ, а число кодовых слов, т.е., 2^k определяется как K. Поэтому число смежных классов равно 2ⁿ/2^k=2^n-k. На фиг. 3 e_u при u=1, 2, …, U становится лидером каждого смежного класса.

Поскольку можно выбрать вектор в смежном классе в качестве соответствующего лидера смежного класса, то лидером смежного класса назначают вектор, предназначенный для минимизации отношения пиковой и средней мощностей в смежном классе. На основании лидера смежного класса можно снизить отношение пиковой и средней мощностей с использованием сформированного стандартного массива.

В предпочтительном примере осуществления настоящего изобретения, в котором кодовым словом, соответствующим передаваемой информации, является c_i, формируются U векторов смежного класса c_i+e_u при u=1, 2, …, U с использованием назначенных ранее лидеров смежных классов e_u при u=1, 2, …, U и передается вектор, имеющий наименьшее отношение пиковой и средней мощностей среди векторов. Таким образом, если приемник определяет информацию, зависимую от синдрома и лидера смежного класса, то исходный передаваемый сигнал c_i можно легко восстановить с использованием только синдрома принятого вектора.

Фиг. 4A и 4B представляют примеры системы с ОЧУ, использующей способ снижения отношения пиковой и средней мощностей на основе стандартного массива линейных блоковых кодов в соответствии с предпочтительными примерами осуществления настоящего изобретения. На фиг. 4A показан передатчик с ОЧУ. Передатчик формирует отношения пиковой и средней мощностей с использованием LN-точечного ОДФП, чтобы выбрать для передачи последовательность из U последовательностей, и затем в качестве модулирующих ОЧУ-символов передает N отсчетов в последовательности с минимальным отношением пиковой и средней мощностей, соответствующим результату ОДФП. Если передаваемый вектор обозначить c_i, а лидер смежного класса, используемый в сигнале с минимальным отношением пиковой и средней мощностей, обозначить e_u, то соответствующее уравнение имеет следующий вид:

[Уравнение 10]

Как показано на фиг. 4A, если k-разрядный информационный блок d=(d₀, d₁, …, d_k-1) подается в кодер (n, k) 100, то кодер выдает n-разрядное кодовое слово c=(c₀, c₁, …, c_n-1).

Тогда лидеры 105 смежных классов, т.е. e₁, e₂, …, e_U имеют разные синдромы в зависимости от матрицы H контроля по четности для кода (n, k), и лидеры смежных классов сохраняются в приемнике и передатчике для последующего использования или вычисления синдромов. Сигналы a₁, a₂, …, a_U формируются посредством выполнения поразрядного сложения по модулю 2 лидеров смежного класса с кодовым словом c, где (U^n-k). Код (n, k) обладает исправляющей способностью за счет удерживания значения U меньше значения 2^n-k и ограниченного выбора лидеров смежного класса e₁, e₂, …, e_U.

В предпочтительном примере осуществления настоящего изобретения кодеры 110 с исправлением ошибок можно дополнительно использовать для соответствующего исправления ошибки в канале. В данном случае, если каждый n-разрядный сигнал a_i подается в соответствующий (mN, n)-позиционный кодер 110 с исправлением ошибок, то на выходе кодера формируется mN-разрядный выходной сигнал b_i. Если код с исправлением ошибок не применяется, то выполняются равенства b_i=a_i и n=mN.

С другой стороны, mN-разрядный выходной сигнал b_i подается в m-ричный блок 120 отображения сигнала, и затем формируется дискретный сигнал x_i, содержащий N символов, в котором каждый символ соответствует m битам. Затем дискретный сигнал x_i, содержащий N символов, преобразуется в схеме 130 LN-точечного ОДФП в дискретный сигнал y_i, содержащий LN отсчетов по времени, где L является коэффициентом избыточной дискретизации.

Пиковый детектор 140 определяет сигнал с минимальной пиковой мощностью среди U дискретных сигналов y₁, y₂, …, y_U посредством выявления сигнала y_j с наименьшим максимальным значением среди LN отсчетов. Дискретный сигнал x_j, соответствующий сигналу y_j, направляется в схему N-точечного ОДФП, дискретный сигнал x_j, направленный в схему N-точечного ОДФП, фильтруется полосовым фильтром низких частот, и затем формируется ОЧУ-сигнал для информационного блока d=(d₀, d₁, …, d_k-1).

Далее действие приемника с ортогональным уплотнением с разделением частот (ОЧУ) в соответствии с настоящим изобретением поясняется с помощью фиг. 4B. Сигнал, сформированный посредством дискретизации принятого модулирующего ОЧУ-сигнала, преобразуется в сигнал x=(x₀, x₁, …, x_N-1), содержащий N отсчетов по частоте в схеме 200 N-точечного ДФП. Затем сигнал x подается в m-ричный блок 210 восстановления исходного сигнала, сигнал x, поданный в m-ричный блок 210 восстановления исходного сигнала, декодируется декодером 220 с исправлением ошибок, и затем формируется n-разрядный двоичный вектор r=(r₀, r₁, …, r_n-1). Схема 230 вычисления синдрома вычисляет синдром вектора r, а затем селектор 240 лидеров смежного класса выбирает лидера смежного класса e_i, соответствующего вычисленному синдрому.

И, наконец, формируется n-разрядное кодовое слово c посредством коррекции лидера смежного класса e_i, связанного с вектором r уравнением c=r-e_i. Из кодового слова c получают k-разрядный информационный блок d. Иначе говоря, приемник может формировать синдром принятого сигнала с целью определения лидера смежного класса, использованного при передаче, и затем формировать исходный переданный вектор посредством прибавления лидера смежного класса к принятому вектору.

При использовании традиционного метода селективного отображения в приемник требуется передавать служебную информацию, связанную с передаваемым сигналом, но если приемник определяет только данные лидера смежного класса с использованием стандартного массива в соответствии с настоящим изобретением, то дополнительную служебную информацию передавать необязательно. Несмотря на то, что для двух вышеописанных способов, использующих стандартный массив в соответствии с настоящим изобретением, характерно небольшое снижение эффективности использования полосы частот, это снижение эффективности использования полосы частот можно до некоторой степени компенсировать за счет применения линейных блоковых кодов с высокой информационной скоростью.

Вышеприведенные признаки и преимущества настоящего изобретения в целом показаны так, чтобы можно было лучше понять следующую ниже формулу изобретения. Далее следует подробное описание других отличительных признаков и преимуществ, входящих в состав следующей ниже формулы настоящего изобретения. Специалистам в данной области техники очевидно, что описанные выше принцип и конкретные варианты осуществления настоящего изобретения могут быть реализованы в конструкции или модификации с другой схемой для осуществления настоящего изобретения.

Кроме того, специалистам в данной области техники очевидно, что описанные выше принцип и конкретные варианты осуществления настоящего изобретения могут быть реализованы путем разработки или изменения другой схемы для достижения технического результата, аналогичного настоящему изобретению. Несмотря на то, что описанные выше предпочтительные варианты осуществления настоящего изобретения приведены для пояснения, специалистам в данной области техники очевидно, что могут быть внесены различные изменения, дополнения и замены в пределах объема настоящего изобретения. Соответственно, настоящее изобретение не ограничивается вышеописанными вариантами, а определяется объемом прилагаемой ниже формулы изобретения.

Из приведенного выше описания очевидно, что передатчик в соответствии с настоящим изобретением устанавливает в общем стандартном массиве вектор, способный минимизировать отношение пиковой и средней мощностей, в качестве лидера смежного класса и передает последовательность с минимальным отношением пиковой и средней мощностей на основании лидера смежного класса. Также в соответствии с настоящим изобретением приемник способен восстановить исходный передаваемый сигнал с использованием синдрома принятого вектора, если приемник определяет информацию, относящуюся к синдрому и лидеру смежного класса.

Кроме того, в соответствии с настоящим изобретением систему с ОЧУ можно создать независимо от числа несущих частот, т.е. N, а рабочие характеристики системы можно повысить посредством увеличения значения U(≤2^n-k). Более того, система с ОЧУ в соответствии с настоящим изобретением превосходит традиционную систему, использующую метод селективного отображения благодаря тому, что не нуждается в передаче информации, указывающей выбранный сигнал.

Изобретение относится к проводной и радиосвязи. Технический результат заключается в снижении отношения пиковой и средней мощностей (PAPR) в системе с ортогональным уплотнением с разделением частот (ОЧУ). Передатчик системы с ОЧУ устанавливает в общем стандартном массиве линейных блоковых кодов (n, k) вектор, способный минимизировать отношение пиковой и средней мощностей, в качестве лидера смежного класса и передает последовательность с минимальным отношением пиковой и средней мощностей посредством прибавления лидера смежного класса к n-разрядному кодовому слову, соответствующему k-разрядной информации, и формирования векторов. Затем приемник системы с ОЧУ может легко восстановить исходный передаваемый сигнал с использованием синдрома принятого вектора, если приемник определяет информацию, относящуюся к синдрому и лидеру смежного класса. 6 н. и 14 з.п. ф-лы, 5 ил.

1. Передатчик с ортогональным уплотнением с разделением частот (ОЧУ), содержащий линейный блоковый кодер (n, k), который выводит n-разрядное кодовое слово с=(с₀, c₁, ..., c_n-1), когда на вход поступает k-разрядный информационный блок d=(d₀, d₁, ..., d_k-1); U сумматоров, которые формируют сигналы a₁, а₂, ..., a_U (U≤2^n-k) посредством выполнения поразрядного сложения по модулю 2 множества лидеров смежного класса e₁, е₂, ..., е_U с кодовым словом с, где лидеры смежного класса, связанные с разными синдромами, выбираются в зависимости от матрицы Н контроля по четности для кода (n, k); U m-ричных блоков отображения сигнала, каждый из которых отображает выходные данные соответствующего сумматора в символ сигнала в блоке из m бит и затем формирует дискретный сигнал х_i, содержащий N символов; U схем LN-точечного обратного дискретного Фурье-преобразования (ОДФП), каждая из которых преобразует дискретный сигнал x_i, поступающий из соответствующего m-ричного блока отображения сигнала, в дискретный сигнал у_i, содержащий LN отсчетов по времени, где L является коэффициентом избыточной дискретизации; и пиковый детектор, который осуществляет поиск сигнала y_j с наименьшим максимальным значением среди LN отсчетов для определения сигнала с минимальной пиковой мощностью среди U дискретных сигналов y₁, у₂, ..., у_U, поступающих из схем LN-точечного ОДФП.2. Передатчик с ОЧУ по п.1, который далее содержит схему N-точечного ОДФП, которая обрабатывает сигнал x_j методом ОДФП, где сигнал x_j соответствует сигналу y_j, поиск которого осуществляет пиковый детектор, и полосовой фильтр низких частот, который фильтрует выходные данные схемы N-точечного ОДФП и затем формирует ОЧУ-сигнал для информационного блока d=(d₀, d₁, ..., d_k-1).3. Передатчик с ОЧУ по п.1, который далее содержит кодеры с исправлением ошибок, расположенные между сумматорами и m-ричными блоками отображения сигнала, при этом каждый кодер с исправлением ошибок формирует mN-разрядный выходной сигнал b_i при поступлении в кодер n-разрядного выходного сигнала a_i с выхода каждого сумматора.4. Приемник с ортогональным уплотнением с разделением частот (ОЧУ), содержащий схему N-точечного дискретного Фурье-преобразования (ДФП), которая преобразует сигнал, сформированный посредством дискретизации принятого модулирующего ОЧУ-сигнала, в сигнал х=(х₀, x₁, ..., x_N-1), составленный из N отсчетов по частоте, методом N-точечного ДФП; m-ричный блок восстановления исходного сигнала, который формирует n-разрядный двоичный вектор r=(r₀, r₁, ..., r_n-1) при поступлении сигнала х с выхода схемы N-точечного ДФП, и сумматор, который принимает синдром двоичного вектора r=(r₀, r₁, ..., r_n-1), сформированный с использованием матрицы Н контроля по четности для кода (n, k) и, вследствие этого, формирует лидера смежного класса e_i, выполняет сложение по модулю 2 двоичного вектора r с лидером смежного класса e_i и формирует n-разрядное кодовое слово с.5. Приемник с ОЧУ по п.4, который далее содержит декодер с исправлением ошибок, подсоединенный к выходу m-ричного блока восстановления исходного сигнала.6. Способ кодирования ортогонально частотно уплотненного сигнала (ОЧУ-сигнала) в системе с ОЧУ для разбиения всей полосы частот сигнала на N подканалов, которые не перекрываются между собой, и осуществления уплотнения с разделением частот, содержащий следующие этапы: (а) на выходе линейного блокового кодера (n, k) получают n-разрядное кодовое слово c=(c₀, c₁, ..., c_n-1), когда на вход поступает k-разрядный информационный блок d=(d₀, d₁, ..., d_k-1); (b) осуществляют выбор лидеров смежного класса, связанных с разными синдромами, в зависимости от матрицы Н контроля по четности для кода (n, k), поразрядное сложение по модулю 2 лидеров смежного класса e₁, е₂, ..., е_U с кодовым словом с и формирование сигналов a₁, а₂, ..., а_U (U≤2^n-k); (с) осуществляют подачу n-разрядных сигналов a₁, а₂, ..., а_U в соответствующие m-ричные блоки отображения сигнала, отображение каждого из сигналов a₁, а₂, ..., а_U в символ сигнала в блоке из m бит и затем формирование дискретных сигналов x_i, для каждого a_i, где i=1...U, при этом каждый сигнал х_i содержит N символов; (d) осуществляют преобразование каждого дискретного сигнала x_i в дискретный сигнал у_i, содержащий LN отсчетов по времени, где L является коэффициентом избыточной дискретизации; и (е) осуществляют поиск такого сигнала y_j из сигналов у_i, который имеет наименьшее максимальное значение среди LN отсчетов, для определения сигнала с минимальной пиковой мощностью среди U дискретных сигналов y₁, у₂, ..., у_U, выполнение на дискретном сигнале x_j, соответствующем сигналу y_j, N-точечного обратного дискретного Фурье-преобразования (ОДФП) и затем формирование ОЧУ-сигнала для информационного блока d=(d₀, d₁, ..., d_k-1).7. Способ по п.6, по которому на этапе (е) после выполнения на дискретном сигнале x_j, соответствующем сигналу у_j, N-точечного ОДФП, осуществляют полосовую фильтрацию нижних частот.8. Способ по п.6, по которому после этапа (b) осуществляют ввод n-разрядных сигналов а_i в соответствующие (mN, n)-позиционные кодеры с исправлением ошибок, формирование mN-разрядных выходных сигналов b_i и затем ввод mN-разрядных выходных сигналов b_i в соответствующие m-ричные блоки отображения сигнала, упомянутые на этапе (с).9. Способ декодирования ортогонально частотно уплотненного сигнала (ОЧУ-сигнала) в системе с ОЧУ для разбиения всей полосы частот сигнала на N подканалов, которые не перекрываются между собой, и осуществления уплотнения с разделением частот, содержащий следующие этапы: (а) осуществляют преобразование сигнала, сформированного посредством дискретизации принятого модулирующего ОЧУ-сигнала, в сигнал х=(х₀, x₁, ..., x_N-1), содержащий N отсчетов по частоте, методом N-точечного дискретного Фурье-преобразования (ДФП); (b) в m-ричном блоке восстановления исходного сигнала осуществляют формирование n-разрядного двоичного вектора r=(r₀, r₁, ..., r_n-1) при поступлении сигнала х; (с) осуществляют вывод синдрома двоичного вектора r с использованием матрицы Н контроля по четности для кода (n, k) и вывод лидера смежного класса е_i; и (d) осуществляют формирование n-разрядного кодового слова с посредством коррекции методом сложения по модулю 2 двоичного вектора r с лидером смежного класса е_i и формирование k-разрядного информационного блока из кодового слова с.10. Способ по п.9, по которому на этапе (b) осуществляют формирование n-разрядного двоичного вектора r в декодере с исправлением ошибок, подсоединенном к выходу m-ричного блока восстановления исходного сигнала.11. Способ ввода кодированных двоичных потоков в множество схем обратного дискретного Фурье-преобразования (ОДФП) в передатчике с ортогональным уплотнением с частотным разделением (ОЧУ), содержащем кодер, который выдает поток n бит, кодированных методом кодирования k-разрядного потока двоичных данных с предварительно заданной кодовой скоростью (k/n), схемы ОДФП, которые выдают потоки символов, модулированных методом ортогонального уплотнения с разделением частот (ОЧУ-символов), соответствующие кодированному двоичному потоку, и пиковый детектор, который выбирает и выдает поток модулированных символов с минимальной пиковой мощностью из потоков модулированных символов, выдаваемых схемами ОДФП, при этом способ содержит следующие этапы: осуществляют выбор одного из векторов внутри каждого из U смежных классов в качестве лидера смежного класса, при этом стандартный массив кодированных бит представляется как U смежных классов; выполняют операцию поразрядного сложения по модулю 2 кодированного двоичного потока с каждым выбранным лидером смежного класса и затем осуществляют вывод U кодированных двоичных потоков с разными синдромами; и осуществляют формирование U потоков дискретных сигналов посредством отображения символов для каждого из U кодированных двоичных потоков в предварительно заданный блок бит и ввод каждого из потоков дискретных сигналов в соответствующую каждому потоку одну из схем ОДФП, при этом поток дискретных сигналов содержит множество символов.12. Способ по п.11, по которому вектор, выбираемый как лидер смежного класса, представляет собой форму ошибки, которая, по расчетам, должна наиболее часто появляться при передаче.13. Способ по п.11, по которому вектор, выбираемый как лидер смежного класса, предназначен обеспечить минимальное отношение пиковой и средней мощностей среди векторов в смежном классе.14. Способ по п.11, по которому вектор, выбираемый как лидер смежного класса, имеет наименьший вес среди векторов в смежном классе.15. Способ по п.11, по которому значение U равно 2^n-k или меньше.16. Устройство для ввода кодированных двоичных потоков в множество схем обратного дискретного Фурье-преобразования (ОДФП) в передатчике с ортогональным уплотнением с частотным разделением (ОЧУ), содержащем кодер, который выдает поток n бит, кодированных методом кодирования k-разрядного потока двоичных данных с предварительно заданной кодовой скоростью (k/n), схемы ОДФП, которые выдают потоки символов, модулированных методом ортогонального уплотнения с разделением частот (ОЧУ-символов), соответствующие кодированному двоичному потоку, и пиковый детектор, который выбирает и выдает поток модулированных символов с минимальной пиковой мощностью из потоков модулированных символов, выдаваемых схемами ОДФП, при этом устройство содержит сумматоры, которые принимают лидеров смежного класса для векторов, выбираемых по одному из векторов в каждом из смежных классов, соответствующих стандартному массиву кодированных бит, выполняют операцию поразрядного сложения по модулю 2 кодированного двоичного потока с каждым лидером смежного класса и затем выдают U кодированных двоичных потоков с разными синдромами, и блоки отображения, которые формируют U потоков дискретных сигналов посредством отображения символов для каждого из U кодированных двоичных потоков в предварительно заданный блок бит и вводят каждый из потоков дискретных сигналов в соответствующую каждому потоку одну из схем ОДФП, при этом поток дискретных сигналов содержит множество символов.17. Устройство по п.16, в котором вектор, выбираемый как лидер смежного класса, представляет собой форму ошибки, которая, по расчетам, должна наиболее часто появляться при передаче.18. Устройство по п.16, в котором вектор, выбираемый как лидер смежного класса, предназначен обеспечить минимальное отношение пиковой и средней мощностей среди векторов в смежном классе.19. Устройство по п.16, в котором вектор, выбираемый как лидер смежного класса, имеет наименьший вес среди векторов в смежном классе.20. Устройство по п.16, в котором значение U равно 2^n-k или меньше.