СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ МГНОВЕННЫХ И СРЕДНИХ ЗНАЧЕНИЙ АБСОЛЮТНОЙ И ОТНОСИТЕЛЬНОЙ МОЩНОСТИ АКУСТИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ Российский патент 2012 года по МПК G01N29/00 

Изобретение относится к технике связи, в частности к цифровым способам и устройствам измерения мощности акустических сигналов.

Известен цифровой способ (Мирский Г.Я. Электронные измерения: М.: Радио и связь, 1986, рис.8.10.) измерения средней мощности акустических сигналов, принятый за прототип. Данный способ включает преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, цифровое квадрирование, формирование значения средней мощности измеряемого сигнала путем цифрового суммирования и усреднения и цифровую индикацию.

Известно устройство (Мирский Г.Я. Электронные измерения: М.: Радио и связь, 1986, рис.8.10.) для осуществления способа измерения средней мощности акустических сигналов, содержащее последовательно соединенные: входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, цифровой квадратор, цифровой сумматор-усреднитель, блок индикации с дисплеем, а также блок управления, первый, второй, третий и четвертый выходы которого соединены с управляющими входами, соответственно, входного блока, линейного аналого-цифрового преобразователя, цифрового квадратора и цифрового сумматора-усреднителя.

Недостатком известного способа и устройства является существенное снижение точности измерения мощности сигнала при цифровом его представлении на коротких временных интервалах (мгновенных значениях мощности), соизмеримых с длительностью существования отдельных звуковых объектов. На больших длительностях сигнала точность известного метода и устройства повышается, однако вследствие особенностей самого способа измерения мощности, имеют место погрешности, которые оказываются приемлемыми при одних видах измерений и неприемлемы при других видах измерений. Дело в том, что существующие цифровые способы измерения мощности дискретизированного сигнала вносят ошибку, особенно существенную на коротких интервалах, что обусловлено самим способом представления. Действительно, операция цифрового суммирования с усреднением, соответствует выражению [Мирский]:

где n_i - числовой эквивалент мгновенной амплитуды сигнала при i-й выборке,

N - количество дискретных отсчетов на данном отрезке времени.

Из формулы (1) видно, что, чем короче временной интервал, на котором измеряется мощность сигнала, при цифровом его представлении (малое количество дискретных отсчетов), тем больше будет величина ошибки. Для примера рассмотрим случай, когда частота дискретизации больше наиболее высокой частоты акустического сигнала в 4 раза и половина отсчетов соответствует нулю, а половина - максимальному значению амплитуды сигнала. Измерение мощности такого сигнала на длительности в несколько периодов колебания сигнала с использованием его программной реализации в среде звукового редактора «COOL» приводит к достаточно большим ошибкам (рис.1). На рисунке приведены примеры расчета мощности процесса на длительности 0,5, 1, 2, 9 периодов колебания акустического сигнала. Из рис.1 видно, что наибольшая погрешность измерения мощности будет при использовании наиболее коротких временных интервалов сигнала, однако данная погрешность вследствие самого способа представления имеет место и на длительных временных интервалах. Т.е. известный способ не пригоден для измерения абсолютных и относительных значений мощности сигнала на коротких временных интервалах (мгновенной мощности), а следовательно, и для оценки характера изменения мгновенных абсолютных и относительных значений мощности на сравнительно длительных временных отрезках.

Задачами предлагаемого изобретения являются

1. Повышение точности цифрового метода измерения средней мощности акустических сигналов.

2. Расширение функциональных возможностей для измерения абсолютной и относительной мощности акустических сигналов на коротких (мгновенная мощность) и длинных временных интервалах.

Предлагаемый способ измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов включает преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, цифровое квадрирование, формирование значения средней мощности измеряемого сигнала путем цифрового суммирования и усреднения, цифровую индикацию. В отличие от прототипа после линейного аналого-цифрового преобразования сигнала и перед цифровым квадрированием осуществляют в цифровом виде гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, полученного после аналого-цифрового преобразования, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала, формирование К сегментов цифрового сигнала из N кодовых комбинаций в каждом сегменте из выделеннного в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала. А после цифрового квадрирования осуществляют формирование в каждом из К сегментов, путем суммирования и усреднения, цифрового отсчета, соответствующего значению пиковой мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, после чего в каждом из полученных К=K₁ цифровых отсчетов путем деления на два в цифровом виде осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, а далее полученные К=K₁₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К₁₂ цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке, после чего осуществляют цифровую индикацию K₁₂ запомненных цифровых отсчетов и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке. А также осуществляют формирование в каждом из К сегментов цифрового сигнала цифрового отсчета, соответствующего пиковому значению амплитуды измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, после чего в каждом из полученных К=К₂ цифровых отсчетов, путем квадрирования и деления на два, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому или номинальному значению измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, после этого в каждом из полученных K=K₂₁ цифровых отсчетов, путем деления цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, на цифровой отсчет, соответствующий значению мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому или номинальному значению измеряемого аналогового сигнала на этом же коротком временном отрезке, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, а далее полученные К=К₂₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из K₂₂ цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке, после чего осуществляют цифровую индикацию К₂₂ запомненных цифровых отсчетов и цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке.

Поставленная в предлагаемом способе задача решается за счет того, что для измерения используются не быстро изменяющиеся в широком диапазоне цифровые значения мгновенной амплитуды измеряемого аналогового сигнала, а выделенный в цифровом виде на основе гильбертовского преобразования медленно изменяющийся сигнал, соответствующий амплитудной огибающей этого аналогового сигнала. Когда имеется такой сигнал, соответствующий огибающей, то данный медленно меняющийся сигнал можно измерять с минимальной ошибкой в том числе и на коротких временных интервалах. Для этого после преобразования входного аналогового сигнала, линейного аналого-цифрового преобразования и выделения в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала, осуществляют формирование К сегментов цифрового сигнала из N кодовых комбинаций в каждом сегменте, соответствующих медленно меняющимся значениям амплитудной огибающей аналогового сигнала. Далее в каждом из К сегментов после квадрирования осуществляют суммирование и усреднение медленно меняющегося цифрового сигнала и получают значение цифрового отсчета, соответствующего значению пиковой мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. После этого в каждом из полученных К₁ цифровых отсчетов путем деления на два в цифровом виде осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. Далее эти полученные K₁₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из K₁₂ цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке. И, наконец, осуществляют цифровую индикацию K₁₂ запомненных цифровых отсчетов и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке.

Такая индикация позволяет с большой точностью оценить как отдельные значения средней мощности на коротких временных отрезках, так и характер изменения значений средней мощности на сравнительно длительном временном отрезке, содержащем К сегментов.

Для измерения относительной средней мощности сигнала осуществляют формирование в каждом из К сегментов цифрового сигнала цифрового отсчета, соответствующего пиковому значению амплитуды измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. Далее, в каждом из этих полученных К₂ цифровых отсчетов, путем квадрирования и деления на два, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому или номинальному значению измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. После этого в каждом из этих полученных К₂₁ цифровых отсчетов, путем деления цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, на цифровой отсчет, соответствующий значению мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому или номинальному значению измеряемого аналогового сигнала на этом же коротком временном отрезке, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. Эти полученные К₂₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К₂₂ цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке. И, наконец, осуществляют цифровую индикацию К₂₂ запомненных цифровых отсчетов и цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке.

Такая индикация позволяет с большой точностью оценить как отдельные значения относительной средней мощности на коротких временных отрезках, так и характер изменения относительной средней мощности на сравнительно длительном временном отрезке, содержащем К сегментов.

Решение задачи по повышению точности цифрового метода измерения мощности акустических сигналов позволяет измерять как абсолютную, так и относительную мощности данных сигналов на коротких (мгновенная мощность) и длинных временных интервалах, а также оценивать характер изменения мгновенных абсолютных и относительных значений мощности на этих длинных временных интервалах.

Поставленная задача решается также тем, что в устройство измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов, содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, цифровой квадратор, цифровой сумматор-усреднитель, блок индикации с дисплеем, а также блок управления, первый, второй, третий и четвертый выходы которого соединены с управляющими (вторыми) входами, соответственно, входного блока, линейного аналого-цифрового преобразователя, цифрового квадратора и цифрового сумматора-усреднителя, в отличие от прототипа дополнительно включены блок гильбертовского ортогонального преобразования, блок вычисления амплитудной огибающей, блок сегментации, блок деления на два, первый блок памяти, анализатор пиковых значений на длительности сегмента, формирователь мощности гармонического колебания с заданной амплитудой, формирователь оценки относительной средней мощности, второй блок памяти. При этом первый выход линейного аналого-цифрового преобразователя соединен с первым входом блока гильбертовского ортогонального преобразования, а его второй выход соединен со вторым входом блока сегментации и вторым входом блока гильбертовского ортогонального преобразования, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входом блока вычисления амплитудной огибающей, выход которого соединен с первым входом блока сегментации, первый выход которого соединен с первым входом цифрового квадратора и входом анализатора пиковых значений на длительности сегмента, а его второй выход соединен со вторым входом первого блока памяти и вторым входом второго блока памяти, выход цифрового квадратора соединен с первым входом сумматора-усреднителя, выход которого соединен со входом блока деления на два, выход которого соединен со вторым входом формирователя оценки относительной средней мощности и первым входом первого блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока индикации с дисплеем, при этом выход анализатора пиковых значений на длительности сегмента соединен с первым входом формирователя мощности гармонического колебания с заданной амплитудой, второй вход которого подключен к пятому выходу блока управления, а выход анализатора пиковых значений на длительности сегмента соединен с первым входом формирователя оценки относительной средней мощности, выход которого соединен с первым входом второго блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами блока индикации с дисплеем.

Предложенный способ и устройство поясняются рисунками, где:

Рис.1. Зависимость погрешности измерения у прототипа от временного интервала, на котором измеряется мощность сигнала, при цифровом его представлении.

Рис.2. Структурная схема устройства измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов.

Рис.3. Блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Рис.4. Блок вычисления амплитудной огибающей.

Рис.5. Блок сегментации.

Рис.6. Сумматор-усреднитель.

Рис.7. Первый и второй блоки памяти.

Рис.8. Анализатор пиковых значений на длительности сегмента.

Рис.9. Формирователь мощности гармонического колебания с заданной амплитудой.

Рис.10. Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Рис.11. Временные диаграммы работы схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Рис.12. Схема перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Рис.13. Временные диаграммы работы схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Способ измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов реализуется следующим образом.

Входной акустический сигнал в зависимости от его амплитуды подвергается преобразованию в виде усиления или ослабления. Далее осуществляют линейное аналого-цифровое преобразование сигнала и полученный сигнал подвергают в цифровом виде гильбертовскому преобразованию с формированием ортогонального сигнала. Это преобразование соответствует тому, что все спектральные составляющие, входящие в измеряемый акустический сигнал, сдвигаются по фазе на 90°. После этого осуществляют выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала A(t). Для этого используют цифровой сигнал, соответствующий исходному акустическому сигналу u(t), и цифровой сигнал после гильбертовского преобразования, соответствующий исходному акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими u₁(t). Выделение амплитудной огибающей осуществляют в соответствии с формулой A(t)=[u²(t)+u₁ ²(t)]^1/2.

Далее из выделенного в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала, осуществляют формирование К сегментов цифрового сигнала из N кодовых комбинаций в каждом сегменте. Такая сегментация позволяет измерять мощность сигнала на коротких временных интервалах (мгновенную мощность). После этого осуществляют квадрирование и формирование в каждом из К сегментов путем суммирования и усреднения в цифровом виде медленно меняющегося цифрового сигнала и получают значение цифрового отсчета, соответствующего значению пиковой мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке (сегменте). При этом получается К=K₁ таких цифровых отсчетов. После этого в каждом из K₁ цифровых отсчетов путем деления на два в цифровом виде осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. При этом получается К=K₁₂ таких цифровых отсчетов. Далее эти K₁₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из K₁₂ цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке. И, наконец, осуществляют цифровую индикацию K₁₂ запомненных цифровых отсчетов и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке.

Такая индикация позволяет с большой точностью оценить как отдельные значения средней мощности на коротких временных отрезках, так и характер изменения значений средней мощности на сравнительно длительном временном отрезке, содержащем К сегментов.

Для измерения относительной средней мощности сигнала осуществляют формирование в каждом из К сегментов цифрового сигнала цифрового отсчета, соответствующего пиковому значению амплитуды измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. При этом получается К=К₂ таких цифровых отсчетов. Далее, в каждом из этих К₂ цифровых отсчетов, путем квадрирования и деления на два, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому или номинальному значению измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. При этом получается К=K₂₁ таких цифровых отсчетов. После этого в каждом из этих К₂₁ цифровых отсчетов, путем деления цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, на цифровой отсчет, соответствующий значению мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому или номинальному значению измеряемого аналогового сигнала на этом же коротком временном отрезке, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. При этом получается К=К₂₂ таких цифровых отсчетов. Эти К₂₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К₂₂ цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке. И, наконец, осуществляют цифровую индикацию К₂₂ запомненных цифровых отсчетов и цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке.

Такая индикация позволяет с большой точностью оценить как отдельные значения относительной средней мощности на коротких временных отрезках, так и характер изменения относительной средней мощности на сравнительно длительном временном отрезке, содержащем К сегментов.

Описанный способ обеспечивает повышение точности измерения мощности акустических сигналов и позволяет измерять как абсолютную, так и относительную мощности данных сигналов на коротких временных интервалах (мгновенная мощность), а также оценивать характер изменения мгновенных абсолютных и относительных значений мощности на сравнительно длительных временных отрезках.

Устройство измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов (рис.2) состоит из: входного блока 1, линейного аналого-цифрового преобразователя 2, блока гильбертовского ортогонального преобразования 3, блока вычисления амплитудной огибающей 4, блока сегментации 5, цифрового квадратора 6, сумматора-усреднителя 7, блока деления на два 8, первого блока памяти 9, анализатора пиковых значений на длительности сегмента 10, формирователя мощности гармонического колебания с заданной амплитудой 11, формирователя оценки относительной средней мощности 12, второго блока памяти 13, блока индикации с дисплеем 14, блока управления 15.

Первый (информационный) вход входного блока 1 соединен со входом устройства, а выход - с первым входом линейного аналого-цифрового преобразователя 2. Первый выход линейного аналого-цифрового преобразователя 2 соединен с первым входом блока гильбертовского ортогонального преобразования 3, а его второй выход соединен со вторым входом блока сегментации 5 и вторым входом блока гильбертовского ортогонального преобразования 3. Первый и второй выходы блока гильбертовского ортогонального преобразования 3 соединены, соответственно, с первым и вторым входом блока вычисления амплитудной огибающей 4, выход которого соединен с первым входом блока сегментации 5. Первый выход блока сегментации 5 соединен с первым входом цифрового квадратора 6 и входом анализатора пиковых значений на длительности сегмента 10. Второй выход блока 5 соединен со вторым входом первого блока памяти 9 и вторым входом второго блока памяти 13. Выход цифрового квадратора 6 соединен с первым входом сумматора-усреднителя 7, выход которого соединен со входом блока деления на два 8. Выход блока 8 соединен со вторым входом формирователя оценки относительной средней мощности 12 и первым входом первого блока памяти 9, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока индикации с дисплеем 14.

Выход анализатора пиковых значений на длительности сегмента 10 соединен с первым входом формирователя мощности гармонического колебания с заданной амплитудой 11, выход которого соединен с первым входом формирователя оценки относительной средней мощности 12. Выход блока 12 соединен с первым входом второго блока памяти 13, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами блока индикации с дисплеем 14. Первый, второй, третий, четвертый и пятый выходы блока управления 15 соединены со вторыми входами, соответственно входного блока 1, линейного аналого-цифрового преобразователя 2, цифрового квадратора 6, сумматора-усреднителя 7 и формирователя мощности гармонического колебания с заданной амплитудой 11.

Предлагаемый способ осуществляется при помощи предлагаемого устройства следующим образом (рис.2). Акустический аналоговый сигнал подается на вход устройства и далее поступает на первый вход входного блока 1, где в зависимости от его амплитуды подвергается преобразованию в виде усиления или ослабления. Затем акустический сигнал с выхода входного блока 1 подается на вход линейного аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 2. В данном блоке осуществляется линейное аналого-цифровое преобразование сигнала. Цифровой сигнал в параллельном коде поступает с выхода АЦП 2 на первый вход блока гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3, на второй вход которого подаются импульсы с частотой дискретизации со второго выхода АЦП 2. В блоке 3 осуществляется в цифровом виде гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала. Это преобразование соответствует тому, что все спектральные составляющие, входящие в исходный акустический сигнал, сдвигаются по фазе на 90°.

Далее цифровой сигнал с первого и второго выходов блока 3 в параллельных кодах поступает, соответственно, на первый и второй входы блока вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4. В блоке 4 осуществляется выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала A(t). Для этого используется цифровой сигнал, с первого выхода БГОП 3, соответствующий измеряемому акустическому сигналу u(t), и цифровой сигнал со второго выхода БГОП 3, соответствующий измеряемому акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими U₁(t). Выделение амплитудной огибающей в блоке 4 осуществляется в соответствии с формулой A(t)=[u²(t)+u₁ ²(t)]^1/2.

Цифровой сигнал с выхода блока 4 в параллельном коде поступает на первый вход блока сегментации 5, на второй вход которого подаются импульсы с частотой дискретизации со второго выхода АЦП 2. В данном блоке 5 из выделенного в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала, осуществляется формирование К сегментов цифрового сигнала из N кодовых комбинаций в каждом сегменте. Такая сегментация позволяет измерять мощность сигнала на коротких временных интервалах (мгновенную мощность). После этого цифровой сигнал в виде сегментов с первого выхода блока 5 поступает на вход анализатора пиковых значений на длительности сегмента (АПЗДС) 10 и на первый вход цифрового квадратора 6. В блоке 6 осуществляется возведение в квадрат поступившего в виде сегментов цифрового сигнала.

Далее цифровой сигнал в виде сегментов с выхода блока 6 поступает на первый вход сумматора-усреднителя 7, где в каждом сегменте осуществляется суммирование и усреднение медленно меняющегося цифрового сигнала и формируется значение цифрового отсчета, соответствующего значению пиковой мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке (сегменте). При этом получается К=K₁ таких цифровых отсчетов.

После этого K₁ цифровых отсчетов поступают с выхода блока 7 на вход блока деления на два 8. В данном блоке в каждом из K₁ цифровых отсчетов путем деления на два в цифровом виде осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. При этом получается К=K₁₂ таких цифровых отсчетов.

Далее K₁₂ цифровых отсчетов поступают с выхода блока 8 на первый вход первого блока памяти 9, на второй вход которого подаются импульсы с частотой сегментации со второго выхода блока сегментации 5. В блоке 9 К₁₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из K₁₂ цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке.

После этого K₁₂ запомненных цифровых отсчетов с первого выхода блока 9 и цифровой отсчет, соответствующий значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке со второго выхода блока 9, подаются, соответственно, на первый и второй входы блока индикации с дисплеем 14. Данный блок 14 позволяет с большой точностью измерять как набор отдельных значений средней мощности на коротких временных отрезках, так и характер изменения значений средней мощности на сравнительно длительном временном отрезке, содержащем К сегментов.

Для измерения относительной средней мощности сигнала осуществляется подача цифрового сигнала в виде сегментов с первого выхода блока 5 на вход анализатора пиковых значений на длительности сегмента (АПЗДС) 10. В данном блоке осуществляют формирование в каждом из К сегментов цифрового сигнала цифрового отсчета, соответствующего пиковому значению амплитуды измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. При этом получается К=К₂ таких цифровых отсчетов. После этого К₂ цифровых отсчетов с выхода блока 10 поступает на первый вход формирователя мощности гармонического колебания с заданной амплитудой (ФМГСЗА) 11. На второй вход данного блока подаются управляющие сигналы с пятого выхода блока управления 15. В блоке 11 в каждом из этих К₂ цифровых отсчетов, путем квадрирования и деления на два, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому (при подаче «лог.0» на 2 вход блока 11) или номинальному (при подаче «лог.1» на 2 вход блока 11) значению измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. При этом получается К=К₂₁ таких цифровых отсчетов.

Далее К₂₁ цифровых отсчетов с выхода ФМГСЗА 11 подаются на первый вход формирователя оценки относительной средней мощности (ФООСМ) 12. На второй вход блока 12 с выхода блока 8 деления на два подаются K₁₂ цифровых отсчетов, соответствующих значениям средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротких временных отрезках. В блоке 12 в каждом из цифровых отсчетов, путем деления цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, на цифровой отсчет, соответствующий значению мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому или номинальному значению измеряемого аналогового сигнала на этом же коротком временном отрезке, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке. При этом получается К=К₂₂ цифровых отсчетов.

После этого К₂₂ цифровых отсчетов с выхода ФООСМ 12 подаются на первый вход второго блока памяти 13, на второй вход которого поступают импульсы с частотой сегментации со второго выхода блока сегментации 5. В блоке 13 К₂₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К₂₂ цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке.

В заключение К₂₂ запомненных цифровых отсчетов с первого выхода блока 13 и цифровой отсчет, соответствующий значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке со второго выхода блока 13, подаются, соответственно на третий и четвертый входы блока индикации с дисплеем 14. Данный блок 14 позволяет с большой точностью измерять как набор отдельных значений относительной средней мощности на коротких временных отрезках, так и характер изменения значений относительной средней мощности на сравнительно длительном временном отрезке, содержащем К сегментов

Пример реализации блока гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 показан на рис.3 Данный блок содержит последовательно соединенные: схему сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), схему прямого дискретного преобразования Фурье (СПДПФ), схему поворота фазы коэффициентов преобразования (СПФКП), схему обратного дискретного преобразования Фурье (СОДПФ), схему перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОФН). Кроме того, БГОП 3 содержит схему удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД) и линию задержки. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен с первым (кодовым) входом БГОП 3 и первым (кодовым) входом линии задержки, а кодовый выход ССНОФН подключен через последовательно соединенные СПДПФ, СПФКП, СОДПФ к кодовому входу СПСКНОФН, кодовый выход которой соединен со вторым кодовым выходом БГОП 3. Второй вход БГОП 3 соединен со вторым входом ССНОФН, вторым входом СПСКНОФН, вторым входом линии задержки и входом СУЧИД, выход которой соединен с третьим входом ССНОФН, третьим входом СПСКНОФН, вторым входом СПДПФ, вторым входом СПФКП и вторым входом СОДПФ. Кодовый выход линии задержки соединен с первым кодовым выходом БГОП 3

Работа блока гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 основана на выражении для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье (ДПФ)

где x(n) - последовательность из В временных отсчетов, X(k) - последовательность из В частотных отсчетов.

Блок БГОП 3 функционирует следующим образом (рис.3). На первый (кодовый) вход БГОП 3 поступают параллельные кодовые комбинации с выхода АЦП 2. Эти кодовые комбинации подаются на первый (кодовый) вход линии задержки и на первый (кодовый) вход ССНОФН, на второй и третий входы которой поступают, соответственно, импульсы частоты дискретизации и импульсы с удвоенной частотой дискретизации. В ССНОФН осуществляют формирование сегментов, состоящих из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте, соответствующих В временным дискретным отсчетам звукового сигнала. На каждый сегмент далее налагают оконную функцию Наттолла. Цифровой сигнал в виде сегментов из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте с кодового выхода ССНОФН поступает на кодовый вход СПДПФ, где осуществляют В точечное прямое дискретное преобразование Фурье этих В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте.

Необходимость наложения оконной функции Наттолла вызвана тем, что при дискретном преобразовании Фурье (ДПФ) используется прямоугольное окно без перекрытия, что приводит к появлению разрывов анализируемых функций. Возникающие вследствие этого в спектре боковые лепестки преобразования окна, называемые просачиванием, будут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих. Для снижения уровня искажений и помех необходимо минимизировать такое просачивание энергии боковых лепестков в основные компоненты сигнала. Очевидно, что, чем ниже уровень боковых лепестков функции окна в частотной области, тем выше точность прямого дискретного преобразования Фурье. Наименьшим уровнем боковых лепестков, из существующих оконных функций, обладает именно окно Наттолла.

В результате В точечного прямого дискретного преобразования Фурье В кодовых комбинаций в СПДПФ формируют В пар коэффициентов, соответствующих представлению цифрового звукового сигнала в спектральной области. Далее цифровой сигнал с кодового выхода СПДПФ подается на кодовый вход СПФКП, где осуществляют поворот фазы коэффициентов преобразования путем изменения в каждой паре коэффициентов знака коэффициента при jsin 2πnk/В, что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.

Затем цифровой сигнал с кодового выхода СПФКП подается на кодовый вход СОДПФ, где осуществляется В точечное обратное дискретное преобразование Фурье из В пар коэффициентов в В кодовых комбинаций в каждом сегменте.

После этого цифровой сигнал с кодового выхода СОДПФ поступает на кодовый вход СПСКНОФН. Данная схема необходима для более качественного восстановления сигнала в случае использования окна Наттолла, для чего дополнительно осуществляют сложение с 50% перекрытием. С этой целью в СПСКНОФН осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента. Поскольку окно Наттолла не относится к числу окон, обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то дополнительное увеличение точности восстановленного цифрового звукового сигнала осуществляют путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ, что существенно для повышения точности измерительного устройства.

Цифровой сигнал с кодового выхода СПСКНОФН подается далее на второй кодовый выход БГОП 3.

Таким образом, в БГОП 3 было осуществлено гильбертовское ортогональное преобразование цифрового сигнала, соответствующее повороту фазы всех спектральных составляющих аналогового сигнала на 90°. Однако данный цифровой сигнал после прохождения через ССНОФН, СПДПФ, СПФКП, СОДПФ и СПСКНОФН прибрел временную задержку. Для нормальной работы блока вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4 необходимо, чтобы исходный цифровой сигнал, поступивший на кодовый вход БГОП 3, имел бы на первом кодовом выходе данного блока точно такую же временную задержку, как и цифровой сигнал на его втором кодовом выходе. Для этой цели в БГОП 3 служит линия задержки.

Особенностью БГОП 3 является то, что нестандартными в нем являются ССНОФН и СПСКНОФН, которые требуют дополнительного раскрытия. Данные блоки и временные диаграммы их работы показаны на рис.10-13.

Схема удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД), входящей в БГОП 3, может быть выполнена в виде последовательно включенных: формирователя меандра, дифференциальной схемы, двухполупериодного выпрямителя и формирователя коротких импульсов.

Пример реализации блока вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4 показан на рис.4. Блок 4 состоит из первой и второй схем возведения в квадрат, сумматора и схемы извлечения квадратного корня. Кодовый вход первой схемы возведения в квадрат подключен к первому входу БВАО 4, а кодовый вход второй схемы возведения в квадрат (СВК) подключен ко второму входу БВАО 4, а кодовые выходы данных схем соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора. Кодовый выход сумматора соединен с кодовым входом схемы извлечения квадратного корня, кодовый выход которой подключен к кодовому выходу БВАО 4.

Функционирование БВАО 4, т.е. выделение амплитудной огибающей, осуществляется в соответствии с выражением A(t)=[u²(t)+u₁ ²(t)]^1/2. Для этого используется цифровой сигнал, с первого выхода БГОП 3, соответствующий исходному акустическому сигналу u(t), и цифровой сигнал со второго выхода БГОП 3, соответствующий исходному акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими u₁(t). В первой и второй СВК осуществляется в цифровом виде возведение в квадрат числовых значений каждой параллельной кодовой комбинации (соответствующих отсчетам мгновенных амплитуд исходного аналогового сигнала). Далее цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов первой и второй СВК подается на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. В данной схеме в цифровом виде осуществляется суммирование числовых значений кодовых комбинаций, поступающих на 1 кодовый вход сумматора с соответствующими им кодовыми комбинациями, поступающими на 2 кодовый вход сумматора. Эта операция соответствует выражению u²(t)+u₁ ²(t), После этого цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодового выхода сумматора поступает на кодовый вход схемы извлечения квадратного корня (СИКК). В данной схеме в цифровом виде осуществляется операция извлечения квадратного корня из числовых значений кодовых комбинаций, полученных после суммирования. Эта операция соответствует выражению [u²(t)+u₁ ²(t)]^1/2. Цифровой сигнал, соответствующий выделенной амплитудной огибающей аналогового сигнала, с кодового выхода СИКК поступает на кодовый выход БВАО 4.

Пример реализации блока сегментации 5 показан на рис.5. Блок 5 состоит из первой буферной памяти, второй буферной памяти и счетчика N импульсов. Первый (кодовый) вход первой буферной памяти подключен к первому (кодовому) входу блока сегментации 5, ее кодовый выход - к первому (кодовому) входу второй буферной памяти. Второй вход блока 5 соединен со вторым входом первой буферной памяти и входом счетчика N импульсов, выход которого соединен с 3 входом первой буферной памяти, со вторым входом второй буферной памяти и со вторым выходом блока сегментации 5. Кодовый выход второй буферной памяти подключен к первому выходу блока сегментации 5.

Функционирование блока сегментации 5 осуществляется следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик N импульсов обнулены. На 1 кодовый вход первой буферной памяти с 1 входа блока сегментации 5 поступают параллельные кодовые комбинации (от БВАО 4). Одновременно на 2 вход первой буферной памяти и вход счетчика N импульсов с 2 входа блока сегментации 5 поступают импульсы частоты дискретизации (от АЦП 2). Под действием данных импульсов параллельные кодовые комбинации записываются в первую буферную память и появляются на ее кодовом выходе, но не записываются во вторую буферную память. В это же время счетчик N импульсов подсчитывает импульсы частоты дискретизации и после N импульса на выходе данного счетчика появляется короткий импульс. Под действием переднего фронта этого импульса N параллельных кодовых комбинаций, которые были на кодовом выходе первой буферной памяти, записываются во вторую буферную память и одновременно появляются на ее кодовом выходе (1 выходе блока сегментации 5).

Таким образом, оказался сформирован первый сегмент цифрового сигнала. Под действием спада этого же импульса с выхода счетчика первая буферная память обнуляется и оказывается готовой для формирования второго сегмента цифрового сигнала. Далее работа блока сегментации 5 происходит аналогичным образом. Короткие импульсы сегментации с выхода счетчика N импульсов поступают на 2 выход блока сегментации 5 и служат для управления первым 9 и вторым 13 блоками памяти.

Пример реализации сумматора-усреднителя 7 показан на рис.6. Блок 7 состоит из последовательно соединенных сумматора и схемы деления на N. Кодовый вход сумматора соединен с кодовым входом сумматора-усреднителя 7, а кодовый выход схемы деления на N подключен к кодовому выходу блока 7.

Функционирование сумматора-усреднителя 7 и формирование значений цифрового сигнала, соответствующих средним значениям величины пиковой мощности измеряемого сигнала на длительностях сегментов, осуществляется в соответствии с выражением

где n_i ² - числовое значение i кодовой комбинации (соответствующей i отсчету амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала).

На кодовый вход сумматора с кодового входа сумматора-усреднителя 7 поступают N параллельных кодовых комбинаций, входящих в первый сегмент (соответствующих N отсчетам амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала). В сумматоре эти N параллельных кодовых комбинаций, входящих в первый сегмент, складываются и на его выходе появляется кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая суммарному значению данных кодовых комбинаций. Эта кодовая комбинация далее поступает на схему деления на N. В данной схеме осуществляется операция деления на число N, равное количеству кодовых комбинаций (отсчетов), составляющих сегмент. На кодовом выходе схемы деления на N появляется кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению пиковой мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке (длительности первого сегмента)

После этого на кодовый вход сумматора с кодового входа сумматора-усреднителя 7 поступают N параллельных кодовых комбинаций, входящих во второй сегмент. Эти N параллельных кодовых комбинаций складываются в сумматоре и делятся на N в схему деления на N. Вследствие этого на кодовом выходе схемы деления на N появляется кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению пиковой мощности измеряемого аналогового сигнала на втором коротком временном отрезке (длительности второго сегмента). Далее работа сумматора-усреднителя 7 происходит аналогичным образом.

Пример реализации первого 9 и второго 13 блоков памяти показан на рис.7. Блок состоит из первой и второй буферных памятей, счетчика К импульсов, сумматора и схемы деления на К. Первый (кодовый) вход первой буферной памяти соединен с первым (кодовым) входом блока памяти 9, 13, а кодовый выход первой буферной памяти соединен с первым (кодовым) входом второй буферной памяти. Второй вход первой буферной памяти соединен со вторым входом блока памяти 9, 13 и со входом счетчика К импульсов, выход которого соединен с третьим входом первой буферной памяти и со вторым входом второй буферной памяти. Кодовый выход второй буферной памяти соединен с первым кодовым выходом блока памяти 9, 13 и с кодовым входом сумматора, кодовый выход которого соединен с кодовым входом схемы деления на К, кодовый выход которого подключен ко второму кодовому выходу блока памяти 9, 13.

Функционирование первого 9 и второго 13 блоков памяти осуществляется следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти, а также счетчик К импульсов - обнулены. На 1 кодовый вход первой буферной памяти с 1 входа блока памяти 9, 13 поступают цифровые отсчеты в виде параллельных кодовых комбинаций (от блока деления на два 8 или от формирователя оценки ОСМ 12). Одновременно на 2 вход первой буферной памяти и вход счетчика К импульсов с 2 входа блока памяти 9, 13 поступают импульсы сегментации (от блока сегментации 5). Под действием данных импульсов параллельные кодовые комбинации (цифровые отсчеты) записываются в первую буферную память и появляются на ее кодовом выходе, но не записываются во вторую буферную память.

В это же время счетчик К импульсов начинает подсчет импульсов частоты сегментации и после К импульса на выходе данного счетчика появляется первый короткий импульс. Под действием переднего фронта этого импульса К параллельных кодовых комбинаций (К числовых значений отсчетов сегментов), которые присутствовали на кодовом выходе первой буферной памяти, записываются во вторую буферную память и появляются на ее кодовом выходе (1 выходе блока памяти 9, 11).

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика первая буферная память обнуляется и оказывается готовой для формирования второго набора из К числовых значений сегментов цифрового сигнала. Таким образом, оказался сформирован (запомнен) первый набор из К числовых значений сегментов цифрового сигнала (К цифровых отсчетов), который присутствует на кодовом выходе второй буферной памяти до появления на выходе счетчика второго короткого импульса. Далее работа первой и второй буферных памятей происходит аналогичным образом.

Функционирование сумматора совместно со схемой деления на К для формирования значений цифрового сигнала, соответствующих средним значениям мощности измеряемого аналогового сигнала (в блоке 9) или средним значениям ОСМ измеряемого аналогового сигнала (в блоке 13) на длительном временном отрезке (на длительностях набора из К числовых значений сегментов), осуществляется в соответствии с выражением

где m_i - числовое значение i кодовой комбинации (соответствующей i цифровому отсчету набора из К числовых значений сегментов).

В сумматоре К параллельных кодовых комбинаций в виде первого набора из числовых значений сегментов складываются и на его выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая суммарному значению данных кодовых комбинаций. Эта кодовая комбинация далее поступает на схему деления на К. В данной схеме осуществляется операция деления на число К, равное количеству кодовых комбинаций, составляющих набор сегментов. На кодовом выходе схемы деления на К (2 выходе блока памяти 9, 11) появляется кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала (в блоке 9) или среднему значению ОСМ измеряемого аналогового сигнала (в блоке 13) на длительном временном отрезке (на длительности первого набора из К числовых значений сегментов).

После этого под действием второго короткого импульса с выхода счетчика на кодовый вход сумматора с кодового выхода второй буферной памяти поступают параллельные кодовые комбинации в виде второго набора из К числовых значений сегментов. Эти К параллельных кодовых комбинаций складываются в сумматоре и делятся на К в схеме деления на К. Вследствие этого на кодовом выходе схемы деления на К (2 выходе блока памяти 9, 11) появляется кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала (в блоке 9) или среднему значению ОСМ измеряемого аналогового сигнала (в блоке 13) на длительном временном отрезке (на длительности второго набора из К числовых значений сегментов).

Далее работа сумматора совместно со схемой деления на К происходит аналогичным образом.

Пример реализации анализатора пиковых значений на длительности сегмента (АПЗДС) 10 показан на рис.8. Блок 10 состоит из m схем сравнения. Первый и второй, третий и четвертый … N-1 и N кодовые входы, составляющие кодовый вход АПЗДС 10 (кодовый выход блока сегментации 5), соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами первой схемы сравнения, первым и вторым кодовыми входами второй схемы сравнения … первым и вторым кодовыми входами N/2 схемы сравнения. Кодовые выходы первой и второй схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 2₁, кодовые выходы третьей и четвертой схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 2₂ … кодовые выходы (N-2)/2 и N/2 схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 2_N/4. Кодовые выходы 2₁ и 2₂ схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 3₁. Первый и второй кодовые входы последней m схемы сравнения соединены с кодовыми выходами двух предпоследних схем сравнения, а кодовый выход последней m схемы сравнения соединен с кодовым выходом АПЗДС 10.

Функционирование АПЗДС 10 осуществляется следующим образом. На первом (нижнем) уровне сравнения пары из первой и второй, третьей и четвертой … N-1 и N кодовых комбинаций, соответствующих значениям отсчетов амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала на длительности сегмента, поступают с кодового входа АПЗДС 10, соответственно, на первый и второй кодовые входы первой схемы сравнения, на первый и второй кодовые входы второй схемы сравнения, … на первый и второй кодовые входы N/2 схемы сравнения. В каждой из этих схем сравнения осуществляется сравнение числовых значений двух соседних кодовых комбинаций (отсчетов амплитуды огибающей) и на кодовом выходе каждой из данных схем появляется только кодовая комбинация, имеющая большее числовое значение из данной пары. При равенстве числовых значений кодовых комбинаций в какой-либо паре, на кодовом выходе схемы сравнения, соответствующей этой паре, появляется кодовая комбинация, равная числовому значению, имеющему место в данной паре.

Далее на втором уровне сравнения пары кодовых комбинаций с кодовых выходов первой и второй, третьей и четвертой, … (N-2)/2 и N/2 схем сравнения поступают, соответственно, на первый и второй кодовые входы схемы сравнения 2₁, на первый и второй кодовые входы схемы сравнения 2₂, … на первый и второй кодовые входы схемы сравнения 2_N/4. В каждой из этих схем сравнения осуществляется сравнение числовых значений пар кодовых комбинаций, которые имели максимальные значения после первого уровня сравнения. На кодовом выходе каждой из данных схем сравнения второго уровня появляется кодовая комбинация, имеющая большее числовое значение из данной пары.

Аналогичным образом на третьем уровне осуществляется сравнение числовых значений пар кодовых комбинаций, которые имели максимальные значения после второго уровня сравнения.

На вершине такой «пирамидальной конструкции» находится последняя m схема сравнения, в которой осуществляется сравнение числовых значений последней пары кодовых комбинаций, которые имели максимальные значения после предпоследнего уровня сравнения.

Т.о., в результате проведенных операций на кодовом выходе АПЗДС 10 появляется кодовая комбинация (цифровой отсчет), имеющая максимальное числовое значение и соответствующая пиковому значению амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала на длительности сегмента.

При поступлении кодовых комбинаций, соответствующих следующим сегментам цифрового сигнала, работа АПЗДС 10 происходит аналогичным образом.

Пример реализации формирователя мощности гармонического колебания с заданной амплитудой (ФМГСЗА) 11 показан на рис.9. Блок 11 состоит из коммутатора, квадратора, схемы деления на 2 и схемы задания номинального значения измеряемого сигнала (СЗНЗС). Первый (кодовый) вход коммутатора соединен с первым (кодовым) входом ФМГСЗА 11, второй вход коммутатора подключен ко второму входу ФМГСЗА 11, а третий (кодовый) вход коммутатора соединен с кодовым выходом СЗНЗС. Кодовый выход коммутатора соединен с кодовым входом квадратора, кодовый выход которого подключен к кодовому входу схемы деления на 2, кодовый выход которой соединен с кодовым выходом ФМГСЗА 11.

Функционирование ФМГСЗА 11 осуществляется в соответствии с выражением

P_sin=U² _sin/R=(0,707 А_пик)²/R=(А² _пик/2)/R.

Где P_sin - мощность гармонического колебания с заданной амплитудой и частотой 1000 Гц,

U - напряжение гармонического колебания

А_пик - амплитуда гармонического колебания, равная пиковому значению измеряемого аналогового вещательного сигнала на длительности сегмента,

R - сопротивление нагрузки, которое для удобства считается равным 1 Ом.

Параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая пиковому значению аналогового сигнала на длительности первого сегмента, подается с 1 (кодового) входа ФМГСЗА 11 на 1 (кодовый) вход коммутатора, на третий (кодовый) вход которого подается параллельная кодовая комбинация, соответствующая номинальному значению амплитуды аналогового сигнала. На второй вход коммутатора подается с блока управления 15 либо сигнал «лог.0», под действием которого кодовый выход коммутатора соединяется со своим первым кодовым входом, либо подается сигнал «лог.1», под действием которого кодовый выход коммутатора соединяется со своим третьим кодовым входом.

В случае соединения выхода коммутатора со своим 1 входом параллельная кодовая комбинация, соответствующая пиковому значению измеряемого аналогового сигнала на длительности первого сегмента, подается на кодовый вход квадратора, в котором осуществляется операция возведение в квадрат. После этого параллельная кодовая комбинация с кодового выхода квадратора поступает на кодовый вход схемы деления на 2, в которой осуществляется операция деления на 2. В результате, на кодовом выходе схемы деления на 2 появляется кодовая комбинация, соответствующая мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому значению измеряемого аналогового сигнала на длительности первого сегмента. Аналогичным образом формируются кодовые комбинации, соответствующие мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому значению измеряемого аналогового сигнала на длительности второго, третьего и т.д. сегментов.

В случае соединения выхода коммутатора со своим 3 входом работа ФМГСЗА 11 происходит аналогичным образом. Отличие заключается только в том, что значение параллельной кодовой комбинации на 3 входе коммутатора и значение параллельной кодовой комбинации на выходе схемы деления на 2 остаются неизменными. При этом кодовая комбинация на выходе ФМГСЗА 11 соответствует номинальному значению амплитуды аналогового сигнала, которая, в свою очередь, связана ограничениями амплитудной характеристики канала связи, по которому передается данный аналоговый сигнал.

Пример реализации схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), входящей в состав БГОП 3, показан на рис.10. Данная схема содержит первую и вторую буферные памяти, схему умножения, счетчик и схему памяти. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен с первым (кодовым) входом первой буферной памяти, кодовый выход которой соединен через вторую буферную память с кодовым входом схемы умножения, второй (кодовый) вход которой соединен с кодовым выходом схемы памяти, а выход подключен к кодовому выходу ССНОФН. Второй вход ССНОФН соединен со вторым входом первой буферной памяти и со входом счетчика, выход которого подключен к третьему входу первой буферной памяти, ко второму входу второй буферной памяти и к первому входу схемы памяти. Третий вход ССНОФН соединен с третьим входом второй буферной памяти и со вторым входом схемы памяти.

Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла (рис.10) работает следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик обнулены. Схема памяти также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Наттолла для первой из В кодовых комбинаций (дискретных отсчетов) цифрового сигнала в сегменте.

На первый (кодовый) вход ССНОФН с первого (кодового) входа БГОП 3 поступают параллельные кодовые комбинации, которые подаются на первый (кодовый) вход первой буферной памяти (рис.10). Одновременно на второй вход ССНОФН со второго входа БГОП 3 поступают импульсы частоты дискретизации, которые подаются на вход счетчика и второй вход первой буферной памяти (рис.10). На третий вход ССНОФН с выхода схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БГОП 3, поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые подаются на третий вход второй буферной памяти и второй вход схемы памяти (рис.10). При этом счетчик в ССНОФН предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента), на который затем накладывается оконная функция Наттолла. Например, из цифрового сигнала, имеющего частоту дискретизации 48 кГц, нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя, например, 16-разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов частоты дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (рис.11а, б). Импульсы с выхода счетчика подаются на третий вход первой буферной памяти, на второй вход второй буферной памяти и на первый вход схемы памяти.

Первая буферная память в ССНОФН вмещает в себя В/2=480 кодовых комбинаций (полусегмент), а вторая буферная память состоит из двух половин и вмещает в себя В=960 кодовых комбинаций (два полусегмента по 480 кодовых комбинаций).

По мере поступления параллельных кодовых комбинаций на 1 кодовый вход первой буферной памяти, они записываются в нее под действием импульсов с частотой дискретизации. Эти кодовые комбинации появляются на кодовом выходе первой буферной памяти и прикладываются к кодовому входу второй буферной памяти, но не записываются в нее.

В это же время из второй буферной памяти считываются В=960 нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации последовательно поступают на первый кодовый вход схемы умножения. На второй кодовый вход данной схемы в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи окна Наттолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы схемы умножения, на ее выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.

Т.о., в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (1 п.с. на рис.11а), на выходе схемы умножения осуществляется формирование первого по счету сегмента (0₁-0₀ сегм. на рис.11в) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (рис.11б), под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации из первой буферной памяти записываются в первую половину второй буферной памяти (1 п.с. на рис.11а). Под действием этого же короткого импульса 480 нулевых кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти (0 п.с. на рис.11а). Таким образом, из нулевого и первого полусегментов формируется первый сегмент (1 сегм. на рис.11а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Наттолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в первом сегменте (1 сегм. на рис.11а). Следует заметить, что коэффициенты передачи окна Наттолла (и соответствующие им кодовые комбинации) для первой половины сегмента (например 0 п.с. в 1 сегм. на рис.11а) являются возрастающими, а для второй половины сегмента (например 1 п.с. в 1 сегм. на рис.11а) являются уменьшающимися.

Параллельные кодовые комбинации, продолжающие поступать на 1 кодовый вход первой буферной памяти, записываются в данную память под действием импульсов с частотой дискретизации. В это же время под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16-разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются нулевые кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) нулевого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на рис.11а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются только нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.

Далее начинают умножаться информационные кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) первого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на рис.11а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются перемноженные 16-разрядные кодовые комбинации, соответствующие исходным кодовым комбинациям, но с наложенными на них коэффициентами передачи окна Наттолла.

Т.о. в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими второму по счету полусегменту (1 п.с. на рис.11а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование второго по счету сегмента (1₁-0₂ сегм. на рис.11в), состоящего из второй раз используемого нулевого полусегмента и первый раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Наттолла являются уменьшающимися).

После заполнения следующими 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (рис.11б), под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти.

Таким образом, из первого и второго полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на рис.11а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Наттолла для первой из В=960 кодовых комбинаций во втором сегменте (2 сегм. на рис.11а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16-разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) первого полусегмента второго сегмента (2 сегм. на рис.11а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) второго полусегмента второго сегмента (2 сегм. на рис.11а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование третьего по счету сегмента (2₁-1₂ сегм. на рис.11в), состоящего из второй раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Наттолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Наттолла являются уменьшающимися).

Пока из второй буферной памяти осуществляется считывание 16-разрядных кодовых комбинаций, в первую буферную память записываются кодовые комбинации, соответствующие третьему полусегменту (3 п.с. на рис.11а).

После заполнения очередными 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (рис.11б), под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из второго и третьего полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на рис.11а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Наттолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в третьем сегменте (3 сегм. на рис.11а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16-разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) второго полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на рис.11а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) третьего полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на рис.11а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование четвертого по счету сегмента (3₁-2₂ сегм. на рис.11в), состоящего из второй раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Наттолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого третьего полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Наттолла являются уменьшающимися).

Далее работа ССНОФН происходит аналогичным образом.

Пример реализации схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОН), входящей в состав БГОП 3, показан на рис.12. Данная схема содержит: первую, вторую, третью и четвертую буферные памяти (БП), сумматор, схему памяти (СП), схему умножения (СУ), счетчик, триггер, формирователь, элемент задержки (ЭЗ). Первый (кодовый) вход первой буферной памяти (БП₁) соединен с первым (кодовым) входом СПСКНОН, а его кодовый выход - с первым (кодовым) входом второй буферной памяти (БП₂) и с первым (кодовым) входом третьей буферной памяти (БП₃). Второй вход БП₁ подключен к выходу элемента задержки ЭЗ, а третий вход БП₁ соединен со вторым входом СПСКНОН, к которому также подключен вход счетчика, выход которого соединен со входом триггера, входом ЭЗ и со вторым входом БП₂, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БП₄. Третий вход СПСКНОН соединен со вторым входом схемы памяти (СП), вторым входом БП₃ и вторым входом БП₄. Выход триггера подключен ко входу формирователя, выход которого соединен с первым входом СП, с третьим входом БП₃ и с третьим входом БП₄. Кодовые выходы БП₃ и БП₄ соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с первым кодовым входом схемы умножения (СУ), второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу СП, а кодовый выход СУ соединен с выходом СПСКНОН.

СПСКНОН (рис.12) работает следующим образом. В исходном состоянии БП₁, БП₂, БП₃, БП₄, счетчик, а также триггер обнулены. СП также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой из В кодовых комбинаций в первом сегменте.

На первый (кодовый) вход СПСКНОН (рис.12) и далее на первый (кодовый) вход БП₁ поступают параллельные кодовые комбинации. Одновременно на второй вход СПСКНОН поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые далее подаются на третий вход БП₁. Под действием данных импульсов кодовые комбинации, поступающие на вход БП₁, записываются в нее и появляются на кодовом выходе БП₁. Эти кодовые комбинации прикладываются к первым (кодовым) входам БП₂ и БП₃, но не записываются в них.

Одновременно счетчик начинает подсчет импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Данный счетчик предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента). Например, из цифрового сигнала, имеющего удвоенную частоту дискретизации, нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя 16-разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов с удвоенной частотой дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (рис.13а, б).

БП₁, БП₂, БП₃, БП₄ в нашем примере, вмещают в себя каждый по 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций (т.е. каждый - по полусегменту). Кодовые комбинации с кодовых выходов сумматора, СУ и СП также являются 16-разрядными.

СПСКНОН предназначена для формирования сегментов цифрового сигнала из В кодовых комбинаций в каждом сегменте и сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом. С целью избежания разрывов в последовательности цифрового сигнала, формирующегося после перекрытия сегментов, необходимо, чтобы запись кодовых комбинаций в БП₁ производилась с удвоенной частотой дискретизации, а считывание кодовых комбинаций из БП₃ и БП₄ производилось с частотой дискретизации.

Одновременно с записью кодовых комбинаций в БП₁, из БП₃ и БП₄ происходит считывание нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов на их вторых входах. Эти нулевые 16-разрядные кодовые комбинации поступают на первый и второй кодовые входы сумматора, на выходе которого также будут нулевые 16-разрядные кодовые комбинации, которые подаются на первый кодовый вход СУ. На второй кодовый вход данной схемы с кодового выхода СП в это время подаются 16-разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы СУ, на ее кодовом выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации

Т.о. в период заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (0₀ п.с. на рис.13а) на кодовом выходе СУ, осуществляется формирование полусегмента (0_н на рис.13г) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными нулевыми кодовыми комбинациями БП₁, соответствующими 0₀-полусегменту (рис.13а), на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (рис.13б), от которого срабатывает триггер, а на выходе формирователя также появляется короткий импульс.

Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₀-полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄ записываются тоже нулевые кодовые комбинации, которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0 и 0₀ полусегментов (рис.13а) формируется первый сегмент (1 сегм. на рис.13а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₀-полусегменту, записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₁-полусегменту (рис.13а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₀ п.с. + 0 п.с. на рис.13а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации с выхода СП. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование первого сегмента (0₀+0 сегм. на рис.13в).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется замедленное в 2 раза (по сравнению со скоростью записи в БП₁ считывание 16-разрядных кодовых комбинаций, в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 0₁ полусегменту.

После заполнения 480 нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (рис.13б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логический 0» («лог.0»), от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит, и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₀ и 0 полусегментам, и формируется 0₀-0 сегмент (рис.13в).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₁ - полусегменту, записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₂-полусегменту (рис.13а).

После заполнения нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ (0₂ п.с. на рис.13а) на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (рис.13б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логическая 1» («лог.1»), от которого на выходе формирователя появляется второй короткий импульс (рис.13в). Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₂ полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄ записываются тоже нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₁, и которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0₂ и 0₁ полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на рис.13а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₂-полусегменту, записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₁-полусегменту (рис.13а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₂ п.с. + 0₁ п.с. на рис.13а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. На кодовом выходе БУ появляются нулевые 16-разрядные кодовые комбинации. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование второго сегмента (0₂+0₁ сегм. на рис.13г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16-разрядных кодовых комбинаций (0₂ п.с. и 0₁ п.с. на рис.13а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 1₁ полусегменту (1₁ п.с. на рис.13а).

После заполнения кодовыми комбинациями (1₁ п.с на рис.13а) на выходе счетчика появляется четвертый короткий импульс (рис.13б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит, и записи в БП₃ и БП₄ кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₂ и 0₁ полусегментам, и формируется 0₂-0₁ сегмент (рис.13г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₁ полусегменту, записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₂-полусегменту (рис.13а).

После заполнения кодовыми комбинациями БП₁ (1₂ п.с. и на рис.13а) на выходе счетчика появляется пятый короткий импульс (рис.13б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется третий короткий импульс (рис.13в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются, соответственно, в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 1₂ и 1₁ полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на рис.13а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в третьем сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₂-полусегменту, записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₁-полусегменту (рис.13а).

Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 1₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Наттолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 1₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Наттолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Наттолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (1₂ п.с. + 1₁ п.с. на рис.13а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (1₁-0₂) сегмент и (2₁-1₂) сегмент (вверху рис.13а) на входе СПСКНОН с 3 сегментом (3 сегм. на рис.13а или 1₂+1₁ сегм. на рис.13г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход БУ поступают 16-разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование третьего сегмента (1₂+1₁ сегм. на рис.13г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16-разрядных кодовых комбинаций (1₂ п.с. и 1₁ п.с. на рис.13а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 2₁ полусегменту (2₁ п.с. на рис.13а).

После заполнения кодовыми комбинациями (2₁ п.с на рис.13а) БП₁ на выходе счетчика появляется шестой короткий импульс (рис.13б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит, и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов БП₁ и БП₂ не происходит.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение кодовых комбинаций, соответствующих 1₂ и 1₁ полусегментам, и формируется 1₂-1₁ сегмент (рис.13г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₁ полусегменту, записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₂-полусегменту (рис.13а).

После заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими 2₂-полусегменту (2₂ п.с. на рис.13а), на выходе счетчика появляется седьмой короткий импульс (рис.13б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется четвертый короткий импульс (рис.13в).

Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 2₂ и 2₁ полусегментов формируется четвертый сегмент (4 сегм. на рис.13а внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в четвертом сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₂-полусегменту, записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 3₁-полусегменту (рис.13а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16-разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 2₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Наттолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 2i полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Наттолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Наттолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (2₂ п.с. + 2₁ п.с. на рис.13а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (2₁-1₂) сегмент и (3₁-2₂) сегмент (вверху рис.13а) на входе СПСКНОН с 4 сегментом (4 сегм. на рис.13а внизу или 2₂+2₁ сегм. на рис.13г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход БУ поступают 16-разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование четвертого сегмента (2₂+2₁ сегм. на рис.13г).

Далее работа БПСКНОН происходит аналогичным образом

Реализация формирователя оценки относительной средней мощности (ФООСМ) 12 представляет собой обычную схему деления. В данном блоке осуществляется деление цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, на цифровой отсчет, соответствующий значению мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому или номинальному значению измеряемого аналогового сигнала на этом же коротком временном отрезке.

Использование: для измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов. Сущность заключается в том, что для измерения используется выделенный в цифровом виде на основе гильбертовского преобразования медленно изменяющийся сигнал, соответствующий амплитудной огибающей этого аналогового сигнала. Данный медленно меняющийся сигнал можно измерять с минимальной ошибкой, в том числе и на коротких временных интервалах, что, в свою очередь, позволяет измерять как абсолютную, так и относительную мощности данных сигналов на коротких (мгновенная мощность) и длинных временных интервалах, а также оценивать характер изменения мгновенных абсолютных и относительных значений мощности на этих длинных временных интервалах. Технический результат: повышение точности цифрового метода измерения средней мощности акустических сигналов, а также расширение функциональных возможностей для измерения абсолютной и относительной мощности акустических сигналов на коротких (мгновенная мощность) и длинных временных интервалах. 2 н.п. ф-лы, 13 ил.

1. Способ измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов, включающий преобразование входного аналогового сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, цифровое квадрирование, формирование значения средней мощности измеряемого сигнала путем цифрового суммирования и усреднения, цифровую индикацию, отличающийся тем, что после линейного аналого-цифрового преобразования сигнала и перед цифровым квадрированием осуществляют в цифровом виде гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, полученного после аналого-цифрового преобразования, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала, формирование К сегментов цифрового сигнала из N кодовых комбинаций в каждом сегменте из выделеннного в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала, а после цифрового квадрирования осуществляют формирование в каждом из К сегментов путем суммирования и усреднения цифрового отсчета, соответствующего значению пиковой мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, после чего в каждом из полученных K=K₁ цифровых отсчетов путем деления на два в цифровом виде осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, и полученные K=K₁₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из K₁₂ цифровых отсчетов путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке, после чего осуществляют цифровую индикацию K₁₂ запомненных цифровых отсчетов и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке, а также осуществляют формирование в каждом из К сегментов цифрового сигнала цифрового отсчета, соответствующего пиковому значению амплитуды измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, после чего в каждом из полученных К=К₂ цифровых отсчетов путем квадрирования и деления на два осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковому или номинальному значению измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, после этого в каждом из полученных K=K₂₁ цифровых отсчетов путем деления цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, на цифровой отсчет, соответствующий значению мощности гармонического колебания, амплитуда которого равна пиковом или номинальному значению измеряемого аналогового сигнала на этом же коротком временном отрезке, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, и полученные К=К₂₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К₂₂ цифровых отсчетов путем суммирования и усреднения этих отсчетов цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке, после чего осуществляют цифровую индикацию K₂₂ запомненных цифровых отсчетов и цифрового отсчета, соответствующего значению относительной средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке.

2. Устройство для осуществления способа по п.1, содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, цифровой квадратор, цифровой сумматор-усреднитель, блок индикации с дисплеем, а также блок управления, первый, второй, третий и четвертый выходы которого соединены со вторыми входами соответственно входного блока, линейного аналого-цифрового преобразователя, цифрового квадратора и цифрового сумматора-усреднителя, отличающееся тем, что дополнительно введены блок гильбертовского ортогонального преобразования, блок вычисления амплитудной огибающей, блок сегментации, блок деления на два, первый блок памяти, анализатор пиковых значений на длительности сегмента, формирователь мощности гармонического колебания с заданной амплитудой, формирователь оценки относительной средней мощности, второй блок памяти, при этом первый выход линейного аналого-цифрового преобразователя соединен с первым входом блока гильбертовского ортогонального преобразования, а его второй выход соединен со вторым входом блока сегментации и вторым входом блока гильбертовского ортогонального преобразования, первый и второй выходы которого соединены соответственно с первым и вторым входами блока вычисления амплитудной огибающей, выход которого соединен с первым входом блока сегментации, первый выход которого соединен с первым входом цифрового квадратора и входом анализатора пиковых значений на длительности сегмента, а его второй выход соединен со вторым входом первого блока памяти и вторым входом второго блока памяти, выход цифрового квадратора соединен с первым входом сумматора-усреднителя, выход которого соединен со входом блока деления на два, выход которого соединен со вторым входом формирователя оценки относительной средней мощности и первым входом первого блока памяти, первый и второй выходы которого соединены соответственно с первым и вторым входами блока индикации с дисплеем, при этом выход анализатора пиковых значений на длительности сегмента соединен с первым входом формирователя мощности гармонического колебания с заданной амплитудой, второй вход которого подключен к пятому выходу блока управления, а его выход соединен с первым входом формирователя оценки относительной средней мощности, выход которого соединен с первым входом второго блока памяти, первый и второй выходы которого соединены соответственно с третьим и четвертым входами блока индикации с дисплеем.