СПОСОБ ПРИЕМА ШУМОПОДОБНЫХ ЧАСТОТНО-МАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ С НЕПРЕРЫВНОЙ ФАЗОЙ Российский патент 2008 года по МПК H04L27/14 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой.

Известен способ приема противоположных шумоподобных сигналов, заключающийся в перемножении принятого сигнала с точной копией полезного сигнала для «единичной» посылки, интегрировании результата перемножения на интервале, равном длительности шумоподобного сигнала, и принятии решения о значении информационного символа на основе знака корреляционного интеграла [1].

Способ обеспечивает потенциально достижимую помехоустойчивость приема, т.е. является оптимальным, при белом шуме, однако не реализуем на практике, так как требует формирования точной копии шумоподобного сигнала, совпадающей с принятым сигналом по времени, частоте и фазе.

Известен способ приема противоположных шумоподобных сигналов, заключающийся в разделении входного сигнала на квадратурные составляющие путем умножения его на две квадратурные копии шумоподобного сигнала, сдвинутые на фазовый угол π/2, выделении квадратурных низкочастотных составляющих с помощью фильтров нижних частот, формировании опорного гармонического сигнала с частотой, равной средней частоте принятого сигнала, с использованием кольца фазовой автоподстройки частоты, формировании двух квадратурных копий принимаемого шумоподобного сигнала путем перемножения сигнала средней частоты с опорной кодовой последовательностью, вырабатываемой кольцом автоподстройки по времени, причем опорный шумоподобный сигнал для квадратурного канала отличается фазовым сдвигом на π/2 относительно опорного сигнала для синхронного канала, с выхода которого снимается демодулированный сигнал [2].

Данный способ позволяет достичь помехоустойчивости, близкой к потенциальной, при высокой точности синхронизации по времени и фазе несущей.

Недостаток способа - сложность реализации в случае приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой из-за трудностей, связанных с формированием квадратурных копий принимаемого шумоподобного сигнала.

Известен способ приема ортогональных частотно-манипулированных сигналов, заключающийся в параллельной обработке принятого сигнала по каналу «логической единицы» и каналу «логического нуля», каждый из которых содержит в свою очередь два квадратурных канала, перемножении принятого сигнала с опорными сигналами частоты посылок «единицы» или «нуля», сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2, интегрировании результатов перемножения в каждом канале на интервале, равном длительности сигнала, принятии решения о значении информационного символа на основе результата сравнения квадратов модулей выходных сигналов каналов приема посылок «единицы» и «нуля» [3].

Недостаток способа - низкая помехоустойчивость вследствие некогерентного метода приема и использования ортогональных сигналов вместо противоположных, а также сложность реализации приемного устройства в случае шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой.

Предлагаемое изобретение призвано решить задачу повышения помехоустойчивости приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой при простоте аппаратурной реализации способа приема.

Поставленная задача решается тем, что в способе приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой, включающем разложение входного сигнала на квадратурные составляющие раздельно по каждой из двух символьных частот путем перемножения входного сигнала с опорными гармоническими сигналами каждой из символьных частот, сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2, осуществляют коммутацию и декодирование квадратурных составляющих сигнала раздельно по каждой из символьных частот путем умножения на модифицированные кодовые последовательности, попарное объединение синфазных и квадратурных составляющих сигнала по двум частотным каналам, формирование опорных когерентных гармонических ортогональных сигналов каждой из двух символьных частот с использованием сигнала фазового рассогласования, полученного перемножением квадратурной составляющей взаимной корреляционной функции принимаемого и синхронного опорного шумоподобных сигналов с информационным символом, полученным путем определения знака синфазной составляющей взаимной корреляционной функции, формирование опорных кодовых последовательностей, совпадающих по времени с принятым сигналом, с использованием сигнала временного рассогласования, полученного вычитанием модуля взаимной корреляционной функции принятого сигнала и задержанного опорного сигнала из модуля взаимной корреляционной функции принятого сигнала и опережающего опорного сигнала, формирование синфазной и квадратурной составляющих взаимной корреляционной функции принимаемого и синхронного опорного шумоподобных сигналов путем интегрирования результатов объединения синфазных и квадратурных составляющих сигнала по двум частотным каналам на интервале, равном длительности шумоподобного сигнала, с последующим выделением информационных символов на основе определения знака синфазной составляющей взаимной корреляционной функции.

Сущность предлагаемого способа приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой поясняется описанием функциональной схемы реализующего предлагаемый способ устройства, включающего корреляционный приемник (фиг.1), блок кодовой синхронизации (фиг.2), а также временными диаграммами (фиг.3).

Корреляционный приемник (фиг.1) содержит блок 1 формирования квадратурных сигналов, включающий первый, второй, третий и четвертый перемножители 2₁, 2₂, 2₃ и 2₄, сигнальные входы которых объединены и являются входом корреляционного приемника, а выходы подключены к сигнальным входам соответственно пятого, шестого, седьмого и восьмого перемножителей 2₅, 2₆, 2₇ и 2₈, при этом выходы перемножителей 2₅, 2₇ и 2₆, 2₈ объединены через первый и второй сумматоры 3₁ и 3₃ соответственно. Первый и второй интеграторы 4₁ и 4₂ со сбросом, подключенные соответственно к выходам сумматоров 3₁ и 3₂, решающий блок 5, вход которого подсоединен к выходу интегратора 4₁ со сбросом, а выход соединен с одним из входов перемножителя 2₉, подключенного по другому входу к выходу интегратора 4₂ со сбросом. Выход перемножителя 2₉ подключен к первому петлевому фильтру 6, последовательно соединенному с подстраиваемым генератором 7 несущей частоты и синтезатором 8 опорных сигналов, а первый, второй, третий и четвертый выходы последнего соединены соответственно с опорными входами перемножителей 2₁, 2₂, 2₃ и 2₄. К выходам перемножителей 2₁, 2₂, 2₃, 2₄ подключен блок 9 кодовой синхронизации, первый и второй выходы которого соединены с попарно объединенными опорными входами перемножителей 2₅, 2₆ и 2₇, 2₈ соответственно, а третий выход - с объединенными синхронизирующими входами интеграторов 4₁ и 4₂ со сбросом и решающего блока 5, выход которого является выходом демодулятора.

Блок 9 кодовой синхронизации (фиг.2) содержит два канала 10₁ и 10₂ временного дискриминатора, каждый из которых включает десятый, одиннадцатый, двенадцатый, тринадцатый перемножители 2₁₀, 2₁₁, 2₁₂, 2₁₃, сигнальные входы которых подсоединены к выходам перемножителей 2₁, 2₂, 2₃ и 2₄ соответственно блока 1 формирования квадратурных сигналов, выходы перемножителей 2₁₀ и 2₁₂, 2₁₁ и 2₁₃ объединены соответственно через третий и четвертый сумматоры 3₃ и 3₄, выходы последних соответственно подсоединены ко входам третьего и четвертого интеграторов 4₃ и 4₄ со сбросом, выходы интеграторов 4₃ и 4₄ через четырнадцатый и пятнадцатый перемножители 2₁₄ и 2₁₅ соответственно подсоединены к входам пятого сумматора 3₅, к выходу которого подключено устройство 11 извлечения квадратного корня. Выход устройства 11 извлечения квадратного корня каждого канала 10₁ и 10₂ подключен к вычитателю 12, который подключен к последовательно соединенным второму петлевому фильтру 13, управляемому тактовому генератору 14, генератору 15 кодовой последовательности, к выходу которого подключены преобразователь 16 кодовых последовательностей и формирователь 17 импульсов. Первый и второй выходы преобразователя 16 кодовых последовательностей соединены с объединенными опорными входами перемножителей 2₅, 2₆ и 2₇, 2₈ соответственно, третий и четвертый, пятый и шестой выходы преобразователя 16 кодовых последовательностей соединены соответственно с объединенными опорными входами перемножителей 2₁₀, 2₁₁ и 2₁₂, 2₁₃ каналов 10₁ и 10₂ временного дискриминатора, выход формирователя 17 импульсов подключен к синхронизирующим входам интеграторов 4₁, 4₂, 4₃ и 4₄ со сбросом. Управляющий вход генератора 15 кодовой последовательности подсоединен через блок 18 управления задержкой к выходу блока 19 поиска, первый, второй, третий и четвертый входы блока 19 поиска подключены к выходам перемножителей 2₁, 2₂, 2₃ и 2₄ соответственно блока 1 формирования квадратурных сигналов.

Способ приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой осуществляется следующим образом. Корреляционный приемник осуществляет функции демодулятора принятого сигнала, а также устройства синхронизации и может работать в двух режимах: поиска по времени запаздывания (начальный режим) и слежения за задержкой и фазой принимаемого сигнала. В режиме поиска осуществляется кодовая синхронизация принимаемого и опорного шумоподобных сигналов (ШПС) с точностью до половины длительности элемента ШПС. В режиме слежения осуществляется точная синхронизация по времени запаздывания и фазе несущей частоты, выделение цифровой информации (демодуляция).

Входной шумоподобный частотно-манипулированный сигнал (ЧМ-ШПС) с непрерывной фазой можно представить в виде

где D - информационный символ, принимающий значения ±1; f₀ - средняя частота; ϕ - начальная фаза (амплитуда полагается равной единице); Т_П - период повторения, равный длительности информационного символа; θ(t) - функция, определяющая закон частотной манипуляции (фиг.3, а, б):

,

где d₁ - элемент кодовой последовательности d₀, d₁, ..., d_N-1, принимающий значения ±1; N - длина кодовой последовательности; rect(t) - прямоугольный импульс единичной амплитуды и длительности Т.

Входные перемножители 2₁, 2₂, 2₃, 2₄ блока 1 формирования квадратурных сигналов осуществляют перемножение сигнала (1) с когерентными гармоническими ортогональными сигналами символьных частот f₁=f₀+1/4T и f₂=f₀-1/4Т (индекс манипуляции m_f=0,5), вырабатываемыми синтезатором 8 опорных сигналов.

На выходах перемножителей 2₁, 2₂, 2₃ и 2₄ соответственно образуются квадратурные компоненты входного сигнала раздельно по каждой из символьных частот f₁ и f₂ (фиг.3, в-к):

При записи (3) учтено, что составляющие суммарных частот f_j+f_k(j=1, 2; k=1, 2) полностью подавляются последующим трактом обработки сигнала.

Функции и в (3) описывают изменение фазы опорных сигналов частот f₁ и f₂ соответственно относительно фазы сигнала средней частоты f₀. При совпадении частоты i-го элемента ШПС и частоты опорного сигнала квадратурные низкочастотные составляющие (3) имеют вид прямоугольных импульсов длительности Т и амплитудой, равной (полярность импульсов определяется структурой кодовой последовательности). При несовпадении частот элемента ШПС и опорного сигнала на выходе перемножителя формируется колебание в виде полупериода частоты f_T/2=1/2T, начальная фаза которого равна либо ϕ, либо ϕ+π в соответствии со структурой кодовой последовательности.

Квадратурные составляющие (3) сигнала поступают на входы перемножителей 2₅, 2₆, 2₇, 2₈, где производится их коммутация и декодирование путем умножения на модифицированные кодовые последовательности (фиг.3, л, м):

соответственно для каналов частоты f₁ и частоты f₂. Элементы последовательностей (4) связаны с элементами исходной кодовой последовательности (2), определяющей закон частотной манипуляции, следующими зависимостями:

где l и m - соответственно число символов d_j=-1 и d_j=1 в последовательности d₀, d₁,_{..., di-1. Элементы модифицированных кодовых последовательностей (5) могут принимать значения 0, ±1, причем если элемент аi=±1, то элемент bi=0 и наоборот, если bi=±1, то аi=0.}

Декодирование квадратурных сигналов (3) осуществляется путем умножения i-го элемента на -1, если число посылок альтернативной частоты на предыдущих позициях (от 0 до i-1) является нечетным, вследствие чего разность фаз θ(t)-θ_j(t)=π (j=1,2; t∈[(i-1)T,iT]).

Формирование кодовых последовательностей (4) производится блоком 9 кодовой синхронизации. Выходные сигналы перемножителей 2₅, 2₆ и 2₇, 2₈ соответственно попарно объединяются в сумматорах 3₁ и 3₂, образуя полные квадратурные составляющие сигнала (фиг.3, н, о):

Интеграторы 4₁ и 4₂ со сбросом, стробируемые импульсами, вырабатываемыми блоком 9 кодовой синхронизации, вычисляют корреляционные интегралы вида

Выходная величина z₁ синфазного канала поступает на решающий блок 5, который формирует оценку информационного символа , sign(x) - знаковая функция.

Выходная величина z₂ квадратурного канала используется для формирования сигнала фазового рассогласования в соответствии с алгоритмом

реализуемым перемножителем 2₉. Петлевой фильтр 6 осуществляет сглаживание флуктуации сигнала ошибки (7), обусловленных воздействием шума на входе приемника, и формирование управляющего сигнала для подстраиваемого генератора 7, вырабатывающего сигнал несущей частоты f₀, синфазный с принимаемым сигналом (1). Сигнал несущей частоты используется для формирования когерентных опорных сигналов символьных частот f₁ и f₂ (блок 8).

Кодовая синхронизация корреляционного приемника осуществляется блоком 9 кодовой синхронизации (фиг.2). Алгоритмы обработки сигналов в линейной части каждого из каналов 10₁ и 10₂ временного дискриминатора блока 9 (до входов перемножителей 2₁₄ и 2₁₅ аналогичны алгоритмам обработки сигналов в корреляционном приемнике (фиг.1). Различие заключается лишь в том, что опорные кодовые последовательности в каналах 10₁ и 10₂ смещены относительно синхронных кодовых последовательностей (4) соответственно на +Т/2 и -Т/2.

Квадратурные составляющие сигнала на выходах сумматоров 3₃ и 3₄ каналов 10₁ и 10₂ соответственно имеют вид

I₊(t)=a(t+T/2)I₁(t)+b(t+T/2)I₂(t),

Q₊(t)=a(t+T/2)Q₁(t)+b(t+T/2)Q₂(t),

I_-(t)=a(t-T/2)I₁(t)+b(t-T/2)I₂(t),

Q_-(t)=a(t-T/2)Q₁(t)+b(t-T/2)Q₂(t),

где a(t±T/2) и b(t±T/2) - опорные кодовые последовательности (знак «+» соответствует каналу 10₁, а «-» - каналу 10₂ временного дискриминатора).

Выходные величины интеграторов 4₃ и 4₄ каналов 10₁ и 10₂ образуются как

где R(τ) - модуль нормированной автокорреляционной функции ЧМ-ШПС (1); τ - ошибка синхронизации (ошибка совмещения по времени комплексных огибающих принятого и опорного сигналов).

Сигнал временного рассогласования формируется вычитателем 12 путем сравнения модулей выходных сигналов каналов 10₁ и 10₂ дискриминатора:

Управление задержкой опорных кодовых последовательностей осуществляется посредством подачи управляющего сигнала с выхода петлевого фильтра 13 на управляемый тактовый генератор 14. Генератор 15 кодовой последовательности вырабатывает периодическую псевдослучайную последовательность длины N, которая преобразуется затем в синхронные опорные кодовые последовательности, предназначенные для корреляционного приемника, а также опережающие и задержанные опорные последовательности для каналов 10₁ и 10₂ временного дискриминатора.

В режиме поиска управление генератором 15 кодовой последовательности осуществляется посредством подачи управляющего сигнала от блока 19 поиска на блок 18 управления задержкой.

Блок 19 поиска осуществляет поиск ШПС по времени запаздывания и начальную установку генератора 15 кодовой последовательности. Примеры реализации устройства поиска в виде многоканального корреляционного приемника, вычисляющего взаимнокорреляционную функцию (ВКФ) комплексной огибающей входного сигнала со всеми возможными ее копиями для дискретных значений времени запаздывания и выбора в качестве оценки значения задержки опорного сигнала в канале с максимальным значением ВКФ, приведены в [4]. Сигналы на вход блока 19 поиска поступают с выходов перемножителей 2₁, 2₂, 2₃, 2₄ блока 1 формирования квадратурных сигналов. Каждый канал М-канального блока 19 поиска (М≤N) выполнен по той же схеме (фиг.2), что и каналы 10₁, 10₂ временного дискриминатора (дискрет по задержке опорных кодовых последовательностей составляет Т).

Предлагаемый способ приема ЧМ-ШПС с непрерывной фазой обеспечивает помехоустойчивость, близкую к потенциально достижимой.

Помехоустойчивость демодулятора характеризуется вероятностью Р_ош ошибочного приема, которая в случае идеальной синхронизации (оптимальный когерентный прием) определяется как [5]

P_ош=1-Ф(q),

где Ф(q) - интеграл вероятности, - отношение сигнал/шум на выходе синфазного канала (выходная величина z₁ в (6) при фазовой ошибке ϕ=0 равна DE); - энергия сигнала (1); N₀/2 - спектральная плотность мощности белого шума.

Точность синхронизации можно характеризовать значениями дисперсий и установившихся флуктуационных ошибок (соответственно по задержке и фазе).

При высокой точности синхронизации дисперсии ошибок можно определить как [6]

где N_τ и N_ϕ - спектральная плотность соответственно эквивалентных временных и фазовых флуктуации, приведенных ко входу дискриминатора (временного и фазового для блоков кодовой и фазовой синхронизации соответственно); F_Шτ, F_Шϕ - шумовая полоса систем слежения за задержкой и фазой (блоков кодовой и фазовой синхронизации соответственно).

Можно показать, что дисперсии эквивалентных флуктуаций определяются выражениями

При высокой точности синхронизации (q>>1) формулы (8) совпадают с известными результатами для дисперсий оценок максимального правдоподобия для задержки и фазы сигнала [7]:

где F_э=1/4T - эффективная ширина спектра сигнала (1).

Таким образом, предлагаемый способ приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой позволяет достичь помехоустойчивости приема, близкой к потенциально достижимой, при незначительных аппаратурных затратах на его реализацию. В этом заключается технико-экономический эффект по сравнению с известными способами квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов.

Источники информации

1. Г.И.Тузов. Статистическая теория приема сложных сигналов. - М.: Сов. Радио, 1977, с.301 (рис.6.11).

2. Радиотехнические системы / Ю.П.Гришин, В.П.Ипатов, Ю.М.Казаринов и др. Под ред. Ю.М.Казаринова. - М.: Высш. шк., 1990, с.314 (рис.14.10).

3. Б.Р.Левин. Теоретические основы статистической радиотехники. Кн.2. - М.: Сов. Радио, 1968, с.394 (рис.29).

4. Радиотехнические системы / Ю.П.Гришин, В.П.Ипатов, Ю.М.Казаринов и др. Под ред. Ю.М.Казаринова. - М.: Высш. шк., 1990, с.64 (рис.3.16).

5. Радиотехнические системы / Ю.П.Гришин, В.П.Ипатов, Ю.М.Казаринов и др. Под ред. Ю.М.Казаринова. - М.: Высш. шк., 1990, с.63 (ф-ла 3.43).

6. Радиотехнические системы / Ю.П.Гришин, В.П.Ипатов, Ю.М.Казаринов и др. Под ред. Ю.М.Казаринова. - М.: Высш. шк., 1990, с.332 (ф-лы 15.17, 15.18).

7. Радиотехнические системы / Ю.П.Гришин, В.П.Ипатов, Ю.М.Казаринов и др. Под ред. Ю.М.Казаринова. - М.: Высш. шк., 1990, с.127 (ф-ла 5.2), с.139 (ф-ла 5.14).

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой. Технический результат - повышение помехоустойчивости приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой. Для этого осуществляют разложение входного сигнала на квадратурные составляющие раздельно по каждой из двух символьных частот, декодирование квадратурных составляющих сигнала, попарное объединение синфазных и квадратурных составляющих сигнала по двум частотным каналам, формирование синфазной и квадратурной составляющих взаимной корреляционной функции принимаемого и синхронного опорного шумоподобных сигналов путем интегрирования результатов объединения синфазных и квадратурных составляющих сигнала по двум частотным каналам на интервале, равном длительности шумоподобного сигнала, с последующим выделением информационных символов на основе определения знака синфазной составляющей взаимной корреляционной функции. 3 ил.

Способ приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой, заключающийся в разложении входного сигнала на квадратурные составляющие раздельно по каждой из двух символьных частот путем перемножения входного сигнала с опорными гармоническими сигналами каждой из символьных частот, сдвинутыми относительно друг друга на фазовый угол π/2, отличающийся тем, что осуществляют декодирование квадратурных составляющих сигнала раздельно по каждой из символьных частот путем умножения на соответствующие модифицированные кодовые последовательности, элементы которых принимают значения (0,1,-1) и однозначно связаны с элементами двоичной кодовой последовательности, определяющей закон частотной манипуляции принимаемого шумоподобного сигнала, попарное объединение синфазных и квадратурных составляющих сигнала по двум частотным каналам, формирование сигнала с частотой, равной несущей частоте принимаемого шумоподобного сигнала с использованием сигнала фазового рассогласования, полученного перемножением квадратурной составляющей взаимной корреляционной функции принимаемого и синхронного опорного шумоподобных сигналов с информационным символом, полученным путем определения знака синфазной составляющей взаимной корреляционной функции, формирование опорных гармонических сигналов каждой из символьных частот, сдвинутых относительно друг друга на фазовый угол π/2, формирование опорных кодовых последовательностей, совпадающих по времени с принятым сигналом, с использованием сигнала временного рассогласования, полученного вычитанием модуля взаимной корреляционной функции принятого сигнала и задержанного опорного сигнала из модуля взаимной корреляционной функции принятого сигнала и опережающего опорного сигнала, формирование синфазной и квадратурной составляющих взаимной корреляционной функции принимаемого и синхронного опорного шумоподобных сигналов путем интегрирования результатов объединения синфазных и квадратурных составляющих сигнала по двум частотным каналам на интервале, равном длительности шумоподобного сигнала, с последующим выделением информационных символов на основе определения знака синфазной составляющей взаимной корреляционной функции.