СПОСОБ КВАДРАТУРНОГО ПРИЕМА ЧАСТОТНО-МАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ С МИНИМАЛЬНЫМ СДВИГОМ Российский патент 2002 года по МПК H04L27/14 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и индексом манипуляции β=0.5 в системах передачи дискретной информации.

Известны следующие способы приема частотно-манипулированных сигналов.

1. Некогерентный способ приема частотно-манипулированных сигналов заключается в преобразовании ЧМ сигналов в амплитудно-манипулированные с последующим амплитудным детектированием. Этот способ наиболее просто реализуется на практике в виде устройства ЧМ (фиг.1) приемника с частотным детектором и устройства фильтрового приемника ЧМ сигналов (фиг.2). Основным достоинством данного способа приема ЧМ сигналов является простота реализации и сохранение работоспособности при отклонении рабочей частоты от номинального значения. Недостатком данного способа является низкая помехоустойчивость приема ЧМ сигналов.

2. Когерентный способ оптимального приема частотно-манипулированных сигналов предполагает формирование на приемной стороне копий сигнала при передаче "единичной" и "нулевой" элементарной посылок кодовой комбинации дискретного сообщения. Упрощенная схема устройства, реализующего данный способ, приведена на фиг.3. Входной частотно-манипулированный сигнал подается на два перемножителя, на вторые входы которых подаются сформированные на приемной стороне копии сигналов при "единичной" и "нулевой" посылках. Роль фильтрующих элементов выполняют идеальные интеграторы на выходе перемножителей. С выхода интегратора напряжения подаются на вычитающее устройство, на выход которого подключено решающее устройство. Для обеспечения наилучшей помехоустойчивости приема ЧМ сигналов решение о приеме "единичной" или "нулевой" посылки принимается решающим устройством в момент времени, соответствующий окончанию посылки. Это предполагает наличие тактовой синхронизации в устройстве, реализующем данный способ. Основным достоинством данного способа является обеспечение высокой помехоустойчивости приема частотно-манипулированных сигналов. Недостатком является сложность аппаратурной реализации устройств формирования копий сигналов на приемной стороне и устройства тактовой синхронизации.

3. Квазикогерентный оптимальный способ приема частотно-манипулированных сигналов. Данный способ также предполагает на приемной стороне формирование копий сигналов при передаче посылок логической единицы и логического нуля. Формирование копий сигналов на приемной стороне осуществляется с помощью систем фазовой автоподстройки частоты, поэтому данный способ называют квазикогерентным. Оптимальным способ называют потому, что алгоритм обработки сигналов получают исходя из критерия оптимальности различения двух сигналов по отношению апостериорных вероятностей передаваемых сигналов. Данный способ реализуется алгоритмом обработки сигнала, приведенным на схеме устройства (фиг. 4) и состоящем в раздельной одновременной обработке сигнала по двум каналам: каналу обработки логического нуля и каналу обработки логической единицы. Каждый из этих каналов строится по одинаковой схеме. Сигнал, поступающий в каждый из каналов, делится в свою очередь еще на два квадратурных канала за счет перемножения в перемножителях с копиями сигнала, сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2. Каждый квадратурный канал содержит последовательно соединенные перемножитель, интегратор и устройство возведения в квадрат (квадратор). С выхода квадраторов квадратурных каналов сигналы поступают на сумматор. К выходу сумматора каждого из каналов логического нуля и логической единицы подключены последовательно соединенные устройство извлечения квадратного корня, устройство умножения на масштабирующий коэффициент, устройство вычисления функции Бесселя нулевого порядка и усилитель с логарифмической амплитудной характеристикой. С выходов логарифмических усилителей каналов логического нуля и логической единицы сигналы подаются на вычитающее устройство, выход которого подключен к решающему пороговому устройству. При превышении напряжением на выходе вычитающего устройства порогового уровня принимается решение о передаче логической единицы, в противном случае принимается решение о передаче логического нуля. По своей сути квазикогерентный оптимальный способ приема частотно-манипулированных сигналов является алгоритмической или аппаратурной реализацией когерентного способа приема ЧМ сигналов и позволяет обеспечить помехоустойчивость приема, близкую к потенциальной. Однако реализация данного способа весьма сложна. На фиг. 4 не приведены еще устройства формирования копий сигналов и устройство тактовой синхронизации (в решающем устройстве решение о передаче логического нуля или логической единицы принимается в момент времени, соответствующий окончанию длительности элементарной посылки, т.е. тактового интервала).

Схемы устройств, реализующих некогерентный способ приема ЧМ сигналов, приведены в книгах Кантор Л.Я., Дорофеев В.М. Помехоустойчивость приема ЧМ сигналов. - М. : Связь, 1977 или Авиационные радиосвязные устройства. Под ред. В.И. Тихонова. - М.: изд. ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского, 1986.

Схемы устройств, реализующих когерентный и квазикогерентный способы приема ЧМ сигналов, приведены в книгах В.И. Тихонов. Оптимальный прием сигналов. - М.: Радио и связь, 1983 и В.И. Тихонов, Н.К. Кульман. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов. - М.: Сов. радио, 1975.

Известны также устройства приема частотно-манипулированных сигналов, принцип действия которых описан в ряде работ. Например, Murota К., Hirade U. "GMSK - modulation for digital mobile radiotelephony" IEEE Transactions on Communications, v. com - 29, 1081, 7, р. 1047.; Приемное устройство разнесенных сигналов частотной телеграфии (Авт. свид. СССР 663117, МПК Н 04 В 15/00, от 25.11.77. Автор В.А. Алипов); Приемник частотно-манипулированных сигналов (Авт.свид. 1003729, МПК Н 04 L 27/14 от 17.09.81. Автор В.В. Неронов); Устройство приема частотно-манипулированных сигналов (Авт. свид. 1003368, МПК Н 04 В 15/00 от 08.10.81. Авторы В.В. Базыкин, В.С. Билик); Демодулятор частотно-манипулированных сигналов (Авт.свид. 1311585, MПК Н 04 L 27/14 от 29.12.84. Автор А.С. Гаранин).

Сущность предлагаемого способа будет понятна из описания и приведенной на фиг. 5 функциональной схемы устройства, реализующего предлагаемый способ квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов. На фиг. 5 приняты следующие обозначения:
1 - блок формирования синфазной составляющей;
2 - блок формирования квадратурной составляющей;
3 - блок формирования опорных сигналов;
4 - фазовый дискриминатор;
5 - первый перемножитель;
6 - первая дифференцирующая цепь;
7 - вторая дифференцирующая цепь;
8 - вычитающее устройство;
9 - сумматор;
10 - блок тактовой синхронизации;
11 - второй перемножитель;
12 - линия задержки;
13 - третий перемножитель;
14 - фазовращатель;
15 - вторая линия задержки;
16 - смесители блоков формирования синфазной и квадратурной составляющих;
17 - фильтры нижних частот блоков формирования синфазной и противофазной составляющих;
18 - фильтр нижних частот блока формирования опорных сигналов;
19 - подстраиваемый генератор опорного сигнала;
20 - фазовращатель блока формирования опорных сигналов;
21 - полосовой усилитель;
22 - вычитающее устройство;
23 - фильтр нижних частот.

Сущность предлагаемого способа квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом состоит в разделении входного сигнала на квадратурные составляющие: синфазную (блок 1) и квадратурную (блок 2) путем смешения сигнала с опорными сигналами, сдвинутыми друг относительно друга на π/2 и выделения низкочастотной огибающей (блоки 16 и 17); перемножении квадратурных составляющих (блок 5) и формировании из результата перемножения напряжения полутактовой частоты (блок 10); формировании системой фазовой автоподстройки частоты опорных сигналов (блоки 3 и 4); дифференцировании квадратурных составляющих (блоки 6 и 7); вычислении разности продифференцированных квадратурных составляющих (блок 8); вычислении суммы квадратурных составляющих (блок 9); перемножении вычисленной разности продифференцированных квадратурных составляющих и вычисленной суммы квадратурных составляющих (блок 11); вычитании напряжения полутактовой частоты из результата перемножения разности продифференцированных квадратурных составляющих и суммы квадратурных составляющих (блок 22) и последующей фильтрации полученного напряжения.

Входной сигнал можно представить суммой ЧМ сигнала и шума

где ϕ_м(t) = ±ω_дt = ±βΩ_мt изменение фазы сигнала на интервале времени, равном длительности посылки Т_п; ω_д - девиация частоты ЧМ сигнала; β - индекс частотной манипуляции; Ω_м - частота манипуляции (полутактовая частота); ω₀ - средняя частота принимаемого сигнала.

Второе слагаемое в (1) определяет шумы, воздействующие вместе с сигналом. Блоком формирования опорных сигналов формируются гармонические колебания с частотой, равной средней частоте принимаемого сигнала, и сдвинутые друг относительно друга на π/2

На выходе блоков формирования синфазной и квадратурной составляющей после смешивания входного сигнала и опорных сигналов и фильтрации сигналов с удвоенной частотой 2ω₀ получим низкочастотные напряжения синфазной составляющей

и квадратурной составляющей

где E_c(t) = E(t)cosϕ(t); E_s(t) = E(t)sinϕ(t) - квадратурные составляющие шума.

На выходе дифференцирующих цепей 6 и 7 напряжение можно записать в виде


где



Напряжение на выходе сумматора 9 будет равно

Напряжение на выходе вычитающего устройства 8 определяется разностью напряжений u₄(t) и u₃(t)

В результате перемножения напряжений u₅(t) и u₆(t) на выходе перемножителя 11 получим

Первое слагаемое в (2) является информационным. При передаче "единичной" и "нулевой" посылок оно принимает значение

Таким образом, предлагаемый квадратурный способ приема ЧМ сигналов преобразует ортогональные частотно-манипулированные сигналы в импульсы противоположной полярности.

Второе слагаемое в (2) является мешающим и представляет собой синусоидальное колебание полутактовой частоты. На фиг.6 приведены временные диаграммы изменения фазы ϕ(t) и произведения

при передаче кодовой комбинации 101100101. При индексе частотной манипуляции β=0.5 за время, равное длительности посылки, фаза сигнала ϕ(t) изменяется на π/2. Колебание

является фазоманипулированным колебанием полутактовой частоты. В результате умножения

на фазовая манипуляция снимается и получается чисто гармоническое синусоидальное колебание. Таким образом, второе слагаемое можно записать в виде

На фиг.6 приведена временная диаграмма напряжения на выходе первого умножителя 5

которое также является фазоманипулированным колебанием полутактовой частоты. В результате перемножения этого напряжения с демодулированным сигналом с выхода фильтра нижних частот 23 на выходе перемножителя 13 также получается гармоническое колебание полутактовой частоты. Это колебание через полосовой усилитель 21 и линию задержки 15 подается на вычитающее устройство 22. На второй вход вычитающего устройства 22 подается напряжение u₇(t) ) с выхода второго перемножителя. Коэффициент усиления полосового усилителя 21 и время задержки сигнала в линии задержки 15 выбирается так, что второе слагаемое в u₇(t) и напряжение с выхода линии задержки 15 компенсируются. Таким образом, на выходе вычитающего устройства получим напряжение

Первое слагаемое в (3) является демодулированным информационньм сообщением, остальные слагаемые определяют шумы на выходе устройства квадратурного приема ЧМ сигнала.

Для оценки помехоустойчивости предлагаемого способа квадратурного приема ЧМ сигналов определим функцию корреляции, энергетический спектр выходных шумов и отношение сигнал/шум на выходе. Для функции корреляции шума на выходе можно записать

где < > - угловые скобки обозначают операцию усреднения, u_ш(t) определяется вторым, третьим и четвертым слагаемыми в (3).

В результате несложных преобразований для функции корреляции шума получим

где E_c=E_c(t);
E_s=E_s(t);
E_cτ = E_c(t+τ);
E_sτ = E_s(t+τ).
Квадратурные составляющие входного шума являются нормальными случайными процессами с функцией корреляции k(τ) = σ²ρ(τ). На основании этого можно показать, что справедливы следующие равенства [5]

где


Подставив (5) в (4) для функции корреляции шума получим

Энергетический спектр выходного шума можно вычислить по формуле [5]

Будем считать, что входной шум в (1) имеет гауссовскую спектральную плотность. Тогда коэффициент корреляции квадратурных составляющих входного шума можно записать в виде

После подстановки (6) в (7) с учетом (8) в результате интегрирования для энергетического спектра выходного шума получим

Будем считать, что полоса пропускания УПЧ на входе устройства квадратурной обработки ЧМ сигнала выбирается из условия

тогда для спектральной плотности шума можно записать выражение

где - нормированное к полосе пропускания УПЧ значение частоты;
a = A/σ - отношение сигнал/шум на входе.

На фиг.7 приведены графики зависимости нормированной к

спектральной плотности выходного шума при различных отношениях сигнал/шум на входе и β=0.5. Из графиков видно, что в области низких частот

спектральная плотность шума имеет квадратичную зависимость от частоты.

Определим отношение сигнал/шум на выходе фильтра нижних частот 23. Для простоты вычислений будем считать, что фильтр нижних частот имеет идеальную амплитудно-частотную характеристику с полосой пропускания Ω_м. Мощность шума можно получить, проинтегрировав S_ш(ω) в пределах полосы пропускания ФНЧ.

где

Амплитуда импульсов при приеме "единичной" и "нулевой" посылок на выходе устройства квадратурного приема ЧМ сигналов равна

Тогда с учетом (9) для отношения амплитуды импульса к среднеквадратическому значению шума получим

В данном выражении

отношение сигнал/шум на входе устройства квадратурного приема ЧМ сигналов, пересчитанное к полосе пропускания Ω_м фильтра нижних частот 23.

На фиг. 8 приведены графики зависимости отношения сигнал/шум на выходе устройства квадратурного приема ЧМ сигналов от отношения сигнал/шум a_Ω на его входе. Из графиков видно, что данная зависимость имеет практически линейный характер и не обладает явно выраженными пороговыми свойствами по сравнению с обычным частотным детектором (фиг.1).

Для сравнения помехоустойчивости предлагаемого способа квадратурного приема ЧМ сигналов с потенциальной помехоустойчивостью когерентного способа приема ЧМ сигналов вычислим вероятность ошибки при приеме элементарной посылки кодовой комбинации.

Как было отмечено выше, способ квадратурного приема ЧМ сигналов преобразует ортогональный ЧМ сигнал в импульсы противоположной полярности. В этом случае вероятность ошибки в приеме элементарной посылки будет определяться формулой

гдe

Результаты расчетов вероятности ошибки квадратурного способа приема ЧМ сигналов по формуле (11) с учетом (10) приведены на фиг.9 (кривая 1).

При индексе частотной манипуляции β= 0.5 полоса пропускания фильтра нижних частот 23 выбирается равной

В этом случае для отношения сигнал/шум a_Ω можно записать

где Е - энергия сигнала; N - спектральная плотность шума.

С учетом (12) вероятность ошибки при оптимальном когерентном приема частотно-манипулированных сигналов (β=0.5) и фазоманипулированных сигналов определится по формуле[1, 4]

Результаты расчетов вероятности ошибки при оптимальном приеме, реализующем потенциальную помехоустойчивость приема ЧМ и ФМ сигналов, приведены на фиг.9 (кривая 2 для ЧМ и кривая 3 для ФМ). Из приведенных графиков видно, что при a_Ω>2 дБ способ квадратурного приема ЧМ сигналов обеспечивает помехоустойчивость выше, чем при оптимальном приеме. Это объясняется тем, что при данном способе приема ортогональные ЧМ сигналы преобразуются в противоположные биполярные импульсы. При отношении сигнал/шум a_Ω>8 дБ предлагаемый способ обеспечивает помехоустойчивость выше, чем при оптимальном приеме ФМ сигналов. Это объясняется параболической зависимостью в области нижних частот спектральной плотности выходного шума и уменьшением спектральной плотности шума на нулевой частоте. Трансформация спектральной плотности шума на низких частотах в параболическую зависимость осуществляется за счет введения операции дифференцирования (блоки 6 и 7) квадратурных низкочастотных составляющих, получающихся на выходе блоков 1 и 2 и их последующей обработки с целью выделения информационного сообщения к

Изобретение относится к радиотехнике. Технический результат - повышение помехоустойчивости приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и минимальным сдвигом. Для этого осуществляют разделение входного сигнала на квадратурные составляющие путем смешивания входного сигнала с опорными сигналами, сдвинутыми друг относительно друга на π/2, и выделение низкочастотных квадратурных составляющих; перемножение низкочастотных квадратурных составляющих, формирование из результата перемножения и выходного демодулированного сигнала напряжения полутактовой частоты; формирования из результатов перемножения квадратурных составляющих и напряжения полутактовой частоты напряжения рассогласования по частоте между несущей сигнала и опорными сигналами, формирование с помощью напряжения рассогласования опорных сигналов, совпадающих по частоте с несущей частотно-манипулированных сигналов и сдвинутых друг относительно друга на π/2, дифференцирование квадратурных составляющих, вычисление разности продифференцированных квадратурных составляющих, вычисление суммы квадратурных составляющих, перемножение разности продифференцированных квадратурных составляющих на сумму квадратурных составляющих; вычитание напряжения полутактовой частоты из результата перемножения разности продифференцированных квадратурных составляющих на сумму квадратурных составляющих и последующей фильтрации полученного напряжения с получением выходного демодулированного сигнала. 9 ил.

Способ квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом, заключающийся в разделении входного сигнала на квадратурные составляющие путем смешивания входного сигнала с опорными сигналами, сдвинутыми друг относительно друга на π/2, и выделения низкочастотных квадратурных составляющих, перемножении низкочастотных квадратурных составляющих, формировании из результата перемножения и выходного демодулированного сигнала напряжения полутактовой частоты, формировании из результатов перемножения квадратурных составляющих и напряжения полутактовой частоты напряжения рассогласования по частоте между несущей сигнала и опорными сигналами, формировании с помощью напряжения рассогласования опорных сигналов, совпадающих по частоте с несущей частотно-манипулированных сигналов и сдвинутых друг относительно друга на π/2, отличающийся тем, что осуществляется дифференцирование квадратурных составляющих, вычисление разности продифференцированных квадратурных составляющих, вычисление суммы квадратурных составляющих, перемножение разности продифференцированных квадратурных составляющих на сумму квадратурных составляющих, вычитание напряжения полутактовой частоты из результата перемножения разности продифференцированных квадратурных составляющих на сумму квадратурных составляющих и последующей фильтрации полученного напряжения, с получением выходного демодулированного сигнала.