СПОСОБ ПОИСКА ШУМОПОДОБНЫХ СИГНАЛОВ С МИНИМАЛЬНОЙ ЧАСТОТНОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ Российский патент 2013 года по МПК H04L7/10 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для кодовой синхронизации приемников шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией.

Известен способ параллельного поиска шумоподобных сигналов по времени запаздывания [Радиотехнические системы / Ю.П.Гришин, В.П.Ипатов, Ю.М.Казаринов и др. Под ред. Ю.М. Казаринова. - М.: Высшая школа, 1990, с.64 (рис.3.16), с.99 (рис.4.6)], заключающийся в перемножении принятого сигнала с N парами опорных шумоподобных сигналов, являющихся квадратурными копиями принятого сигнала для N дискретных значений времени запаздывания, интегрировании результатов перемножения в 2N квадратурных каналах на интервале, равном длительности шумоподобного сигнала, выделении N значений модуля взаимной корреляционной функции (ВКФ) и выборе в качестве оценки времени запаздывания значения задержки опорного сигнала в канале с максимальным значением ВКФ.

Способ поиска обеспечивает потенциально достижимую помехоустойчивость, минимально возможное время поиска, однако трудно реализуем при числе каналов N>>1.

Известен способ быстрого поиска шумоподобного сигнала (ШПС) [Патент RU №2206180, МКИ H04L 7/10, опубл. 10.06.2003], заключающийся в последовательной оценке символов псевдослучайной последовательности (ПСП), позволяющий по любому неискаженному сегменту ПСП длиной в m символов синтезировать в приемном устройстве сигнал с требуемой задержкой. В регистр опорного генератора ШПС корреляционного накопителя записывают m оценок принятых двоичных символов псевдослучайной последовательности и затем проверяют принадлежность данной m-значной комбинации символов искомому шумоподобному сигналу. Если принятая m-значная комбинация символов не принадлежит шумоподобному сигналу (ложная тревога), то регистр обнуляется и вновь заполняется очередными оценками символов псевдослучайной последовательности искомого шумоподобного сигнала для последующей проверки с помощью корреляционного накопителя.

Недостаток способа быстрого поиска - низкая помехоустойчивость.

Известен способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией [Патент RU №2420005, МПК H04L 27/14, опубл. 27.05.2011], заключающийся в том, что на каждом цикле поиска осуществляют накопление отсчетов квадратурных составляющих входного шумоподобного сигнала на тактовых интервалах, запоминают, формируют 4N отсчетов квадратурных компонент входного шумоподобного сигнала z_1k и z_2k, производят знаковую двухступенчатую аппроксимацию формы квадратурных опорных видеосигналов I_k и Q_k, попарно объединяют результаты перемножения квадратурных компонент z_1k и z_2k с отсчетами аппроксимированных квадратурных опорных видеосигналов I_k и Q_k, вычисляют 2N отсчетов квадратурных составляющих функции взаимной корреляции, выделяют N значений модуля этой функции, определяют значение задержки элемента кодовой последовательности для установки синхронизма генератора кода с принятым сигналом.

Недостатком известного способа является сложность реализации и значительный объем вычислительных операций. Кроме того, известный способ поиска не применим при наличии дополнительной цифровой модуляции шумоподобного сигнала.

Наиболее близким техническим решением к заявляемому изобретению является способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией. [Патент RU №2353064, МКИ H04L 27/14, опубл. 20.04.2009], заключающийся в том, что на каждом цикле поиска осуществляют разделение входного шумоподобного сигнала на квадратурные составляющие, дискретизацию, оцифровку и интегрирование квадратурных составляющих на тактовых интервалах, в m раз меньших длительности элемента кодовой последовательности. Результаты интегрирования запоминают на время, равное длительности элемента кодовой последовательности, в течение которого их перемножают с отсчетами соответствующих опорных шумоподобных сигналов, формируемых с частотой, в М раз большей тактовой частоты кодовой последовательности входного сигнала. При этом за время, равное одному периоду повторения кодовой последовательности, формируют М значений модуля функции взаимной корреляции, которые затем накапливают на интервале, равном фиксированному числу периодов повторения кодовой последовательности. Решение о значении времени запаздывания входного сигнала принимают путем выбора максимального из М значений накопленных модулей функции взаимной корреляции, запоминания максимального значения, его адреса и номера цикла и повторения процедуры поиска фиксированное число раз со сдвигом на М элементов последовательности при переходе на каждый последующий цикл поиска.

Недостатком известного способа является значительное время поиска при большой базе шумоподобного сигнала (длине псевдослучайной последовательности N>>1), обусловленное необходимостью многократного повторения процедуры поиска.

Предлагаемое изобретение призвано решить задачу сокращения времени поиска шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией при высокой помехоустойчивости и малых аппаратурных затратах.

Поставленная задача решается тем, что в способе поиска шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией, в котором осуществляют разделение входного шумоподобного сигнала на квадратурные составляющие путем его перемножения с опорными гармоническими сигналами несущей частоты, сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2, интегрирование элементов квадратурных составляющих, запоминают результаты интегрирования элементов квадратурных составляющих, формируют опорные квадратурные видеочастотные сигналы, вычисляют N значений модуля функции взаимной корреляции входного и опорного шумоподобных сигналов, выбирают максимальное из N значений модуля функции взаимной корреляции, оценивают задержку кодовой последовательности, соответствующую максимальному значению модуля функции взаимной корреляции, устанавливают генератор кода в состояние синхронизма с принятым шумоподобным сигналом, используя оценку задержки кодовой последовательности, согласно изобретению на каждом из n периодов повторения шумоподобного сигнала, начиная со второго, в каждом канале поиска формируют периодическую кодовую последовательность длиной N элементов и опорные квадратурные кодовые последовательности путем знаковой аппроксимации отсчетов опорных квадратурных видеочастотных сигналов, перемножают результаты интегрирования элементов квадратурных составляющих с элементами соответствующих опорных квадратурных кодовых последовательностей, попарно объединяют результаты перемножения интегрально накопленных квадратурных составляющих и элементов соответствующих опорных квадратурных кодовых последовательностей, вычисляют значения квадратурных составляющих функции взаимной корреляции путем интегрирования N объединенных результатов перемножения, вычисляют модуль функции взаимной корреляции, накапливают значения модуля функции взаимной корреляции за n периодов повторения шумоподобного сигнала, причем интегрирование элементов квадратурных составляющих проводят на интервалах, равных длительности элемента периодической кодовой последовательности, результаты интегрирования элементов квадратурных составляющих запоминают на интервал времени, равный периоду повторения шумоподобного сигнала, а формирование периодической кодовой последовательности, отсчетов опорных квадратурных кодовых последовательностей и чтение результатов интегрирования элементов квадратурных составляющих производят с тактовой частотой, в М раз превышающей тактовую частоту периодической кодовой последовательности входного шумоподобного сигнала.

На фиг.1 приведена схема устройства для реализации заявляемого способа поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией, а на фиг.2 - блок-схема алгоритма поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией.

Устройство для реализации способа поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией содержит первый и второй перемножители 1₁ и 1₂, сигнальные входы которых объединены и являются входом устройства, а опорный вход каждого подключен к соответствующему выходу опорного генератора 2. К выходам перемножителей 1₁ и 1₂ подключены входы соответственно первого и второго интеграторов 3₁ и 3₂, выходы которых соединены с информационными входами первого и второго оперативных запоминающих устройств 4₁ и 4₂ соответственно. Выходы запоминающих устройств 4₁ и 4₂ соединены с попарно объединенными сигнальными входами третьего 1₃ и пятого 1₅ и четвертого 1₄ и шестого 1₆ перемножителей соответственно. Выходы третьего и шестого (1₃, 1₆) и четвертого и пятого (1₄, 1₅) перемножителей объединены соответственно через вычитатель 5 и первый сумматор 6₁, к выходам которых подключены соответствующие входы блока 7 формирования модулей функции взаимной корреляции. Этот блок 7 содержит третий и четвертый интеграторы 3₃ и 3₄, первый и второй квадраторы 8₁ и 8₂, а также последовательно соединенные второй сумматор 6₂, элемент 9 извлечения квадратного корня, пятый интегратор 3₅ и третье оперативное запоминающее устройство 4₃. Выход оперативного запоминающего устройства 4₃ соединен со входом решающего блока 10, к выходу которого подключены последовательно соединенные блок 11 управления, элемент 12 управляемой задержки, генератор 13 кода и синтезатор 14 отсчетов. Причем тактируемый вход элемента 12 управляемой задержки объединен с тактируемым входом синтезатора 14 отсчетов и синхронизирующими входами первого и второго оперативных запоминающих устройств 4₁ и 4₂ и подключен к первому выходу блока 15 формирования временных интервалов. Синхронизирующие входы первого и второго интеграторов 3₁ и 3₂ объединены между собой и подключены ко второму выходу блока 15 формирования временных интервалов, синхронизирующие входы третьего 3₃, четвертого 3₄ и пятого 3₅ интеграторов и третьего оперативного запоминающего устройства 4₃ соединены между собой и подключены к третьему выходу блока 15 формирования временных интервалов. Тактируемый вход блока 11 управления подключен к четвертому выходу блока 15 формирования временных интервалов. Опорные входы третьего 1₃ и четвертого 1₄ и пятого 1₅ и шестого 1₆ перемножителей попарно соединены между собой и с выходами синтезатора 14 отсчетов соответственно через знаковые элементы 16₁ и 16₂.

Выход генератора 13 кода, соединенный с управляющим входом синтезатора 14 отсчетов, является и выходом устройства поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией.

Способ поиска шумоподобных сигналов осуществляется следующим образом. На вход устройства поиска (фиг.1) после дискретизации и оцифровки поступают с шагом Т_д отсчеты принимаемого периодического шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией:

$$\begin{array}{l}s(t_i)=D(t_i-\tau )\cos \left[{\omega }_0{t}_i+\Theta (t_i-\tau )-\varphi \right]=\\ =D(t_i-\tau )\left[I(t_i-\tau )\cos ({\omega }_0{t}_i-\varphi )-Q(t_i-\tau )\sin ({\omega }_0{t}_i-\varphi )\right],\\ I(t_i)=\cos \Theta (t_i),Q(t_i)=\sin \Theta (t_i),i=\mathrm{1,2,}\dots ,\text{ (1)}\\ \Theta \text{(t)}=\frac{\pi }{\text{2T}}{\displaystyle \underset{0}{\overset{t}{\int }}d(t^{\prime })d{t}^{\prime },d(t)={\displaystyle \sum _{j=0}^{N-1}{d}_{j}rect(t-jT)}}\end{array}$$

где ω₀ - средняя частота;

τ - время запаздывания;

φ - начальная фаза (амплитуда полагается равной единице);

Θ(t) - функция, определяющая закон угловой модуляции;

I(t_i) и Q(t_i) - квадратурные видеочастотные ШПС;

t_i=iT_д, i=1, 2, … - моменты дискретизации входного и опорных сигналов;

D(t) - функция, определяющая закон дополнительной цифровой модуляции;

d(t) - двоичный сигнал, соответствующий кодовой псевдослучайной последовательности d₀, d₁, …, d_N-1;

Т - длительность элемента ПСП;

rect(t) - прямоугольная функция (импульс единичной амплитуды и длительности Т);

N - длина ПСП, определяющая период T_п=NT повторения ШПС.

Входные перемножители 1₁ и 1₂ осуществляют перемножение отсчетов сигнала (1) с отсчетами опорных сигналов несущей частоты cosω₀t_i и sinω₀t_i, вырабатываемыми опорным генератором 2. На выходах перемножителей 1₁ и 1₂ образуются отсчеты видеочастотных составляющих входного сигнала соответственно:

$$\begin{array}{c}{x}_i=\frac{1}{2}\left[I(t_i-т)\cos \varphi -Q(t_i-т)\sin \varphi \right],\\ y_i=\frac{1}{2}\left[I(t_i-т)\sin \varphi +Q(t_i-т)\cos \varphi \right],\end{array}\text{ (2)}$$

а также составляющие частоты 2ω₀, которые отфильтровываются последующим трактом обработки.

Отсчеты видеочастотных составляющих (2) входного сигнала x_i и y_i поступают на сигнальные входы интеграторов 3₁ и 3₂ соответственно, на выходах которых формируются величины:

$$X_j={\displaystyle \sum _i{x}_i,Y_j={\displaystyle \sum _i{y}_i}.\text{ (3)}}$$

Суммирование по i в (3) ведется по m=Т/Т_д отсчетам в пределах каждого j-го элемента принимаемого ШПС: j=1, 2, ….

Стробирование интеграторов 3₁, 3₂ производится синхроимпульсами, вырабатываемыми блоком 15 формирования временных интервалов.

Результаты поэлементной обработки (3), полученные на интервалах, равных длительности T элемента ПСП, запоминаются в оперативных запоминающих устройствах 4₁ и 4₂, после чего осуществляется сброс интеграторов 3₁, 3₂ и интегрирование следующего элемента ШПС длительностью Т. Запись результатов интегрирования в оперативные запоминающие устройства 4₁, 4₂ и сброс интеграторов 3₁, 3₂ производятся с тактовой частотой ПСП f_т=1/Т.

Результаты поэлементной обработки (3), массивы величин {X_j} и {Y_j} объема N каждый, полученные за время наблюдения, равное периоду повторения ШПС, хранятся в оперативных запоминающих устройствах 4₁ и 4₂ до окончания последующего периода повторения ШПС.

На каждом периоде повторения ШПС, начиная со второго, синтезатор 14 отсчетов формирует отсчеты опорных квадратурных видеочастотных сигналов I(t_j) и Q(t_j), которые поступают на входы знаковых элементов 16₁ и 16₂ соответственно. В перемножителях 1₃, 1₄, 1₅, 1₆ производится умножение результатов (3) поэлементной обработки, хранящихся в запоминающих устройствах 4₁ и 4₂, на элементы C_j=sign(I(t_j)) и S_j=sign(Q(t_j)) опорных квадратурных кодовых последовательностей, формируемые знаковыми элементами 16₁ и 16₂. Операция sign(•) соответствует знаковой аппроксимации опорных квадратурных видеочастотных сигналов I(t_j) и Q(t_j). На опорные входы перемножителей 1₃ и 1₄ поступают элементы C_j, а на опорные входы перемножителей 1₅ и 1₆ - элементы S_j.

Частота поступления данных с выходов оперативных запоминающих устройств 4₁ и 4₂ на соответствующие входы перемножителей 1₃, 1₅ и 1₄, 1₆ определяется тактовой частотой Mf_T, которая выбирается из условия обеспечения возможности вычисления N значений модуля функции взаимной корреляции в режиме реального времени: в первом приближении М≈4N. С такой же частотой Mf_T формируют опорные квадратурные кодовые последовательности {C_j} и {S_j}.

Сигналы с выходов перемножителей 1₃ и 1₆, 1₄ и 1₅ попарно объединяют в вычитателе 5 и сумматоре 6₁, образуя поэлементные квадратурные корреляции. Последние поступают на соответствующие входы блока 7 формирования модулей функции взаимной корреляции принятого и опорного ШПС. Блок 7 содержит интеграторы 3₃ и 3₄, квадраторы 8₁ и 8₂, а также сумматор 6₂, элемент 9 извлечения квадратного корня (выделения модуля), пятый интегратор 3₅ и оперативное запоминающее устройство 4₃ для хранения N значений модуля функции взаимной корреляции. Интеграторы 3₃, 3₄ осуществляют интегрирование на интервалах, равных периоду Т_п повторения ШПС, соответствующих поэлементных квадратурных корреляций, поступающих на их входы, формируя величины

$$\begin{array}{c}{z}_{1kl}={\displaystyle \sum _{j=1}^N(C_j{X}_{j+(l-1)N+k}-S_j{Y}_{j+(l-1)N+k}),}\\ z_{2kl}={\displaystyle \sum _{j=1}^N(S_j{X}_{j+(l-1)N+k}-C_j{Y}_{j+(l-1)N+k}),}\end{array}\text{ (4)}$$

где k - номер канала поиска: k=0, 1, 2, …, N-1;

l - номер периода повторения ШПС: l=1, 2, …, n.

Суммирование по j в (4) проводится по N отсчетам соответствующих квадратурных составляющих {X_j} и {Y_j} с учетом знака элементов C_j=±1 и S_j=±1 в пределах каждого из n периодов повторения ШПС.

Результаты (4) интегрирования, представляющие собой значения квадратурных составляющих функции взаимной корреляции каждого из N каналов поиска для каждого из n периодов повторения ШПС, возводятся в квадрат и объединяются в сумматоре 6₂. Модуль функции взаимной корреляции формируется на выходе элемента 9 извлечения квадратного корня:

$$z_{kl}=\sqrt{z_{1kl}^2+z_{2kl}^2},k=\mathrm{0,1,2,}\dots ,N-1;l=\mathrm{1,2,}\dots ,n.\text{ (5)}$$

Интегратор 3₅ осуществляет накопление значений модуля функции взаимной корреляции (5) в каждом канале поиска:

$$Z_k={\displaystyle \sum _{i=1}^n{z}_{kl}},k=\mathrm{0,1,2,}\dots ,N-1.\text{ (6)}$$

Число n периодов повторения ШПС в (6) на единицу меньше общего числа периодов повторения ШПС на интервале наблюдения входного сигнала.

Значения Z_k запоминаются в оперативном запоминающем устройстве 4₃, формируя массив объема N. Решающий блок 10 производит выбор максимального значения модуля функции взаимной корреляции из N значений:

$$Z_{\max }=\underset{k}{\max }{Z}_k,k=\mathrm{0,1,2,}\dots ,N-1.\text{ (7)}$$

Номеру k_m канала поиска, в котором наблюдается значение Z_max модуля функции взаимной корреляции, соответствует оценка задержки $$\widehat{\tau }=k_{m}T$$ принятого ШПС относительно временной шкалы, задаваемой блоком 15 формирования временных интервалов. Эта оценка используется блоком 11 управления для установки генератора 13 кода с использованием элемента 12 управляемой задержки в состояние синхронизма с принятым ШПС с точностью не хуже ±T/2 (при условии, что аномальные ошибки отсутствуют).

Алгоритм поиска (4)-(7) поясняет блок-схема (фиг.2). В первом канале поиска (k=0) используются данные (Х₁, Х₂, …, X_nN) и (Y₁, Y₂, …, Y_nN). В блоке вычисления квадратурных составляющих функции взаимной корреляции вычисляют значения z_10l и z_20l (4) для каждого периода повторения ШПС: l=1, 2, …, n. В блоке вычисления модуля функции взаимной корреляции получают модуль Z₀ (6) функции взаимной корреляции путем суммирования модулей z_0l (5) функции взаимной корреляции, вычисленных для каждого периода повторения ШПС: l=1, 2, …, n. Во втором канале (k=1) процедура поиска, включающая выполнение операций (4)-(6) в упомянутых блоках, выполняется аналогично первому каналу, отличаясь лишь тем, что для вычислений используют данные (X₂, X₃, …, X_nN+1) и (Y₂, Y₃, …, Y_nN+1). Описанная процедура повторяется N раз (с учетом сдвига массивов данных {X_j} и {Y_j} на одну позицию с переходом на следующий канал), и в канале поиска с номером k=N-1 используются данные (X_N, X_N+1, …, Х_(n+1)N-1) и (Y_N, Y_N+1, …, Y_(n+1)N-1). По завершении вычислений в канале с номером k=N-1 в блоке оценки задержки кодовой последовательности определяют задержку $$\widehat{\tau }=k_{m}T$$ , соответствующую значению Z_max (7) модуля функции взаимной корреляции.

Пример реализации синтезатора 14 отсчетов опорных квадратурных сигналов I(t_i)=cosΘ(t_i) и Q(t_i)=sinΘ(t_i) с использованием накапливающего сумматора (аккумулятора фазы) и постоянного запоминающего устройства для хранения отсчетов квадратурных сигналов приведен в монографии [Цифровые системы фазовой синхронизации / М.И.Жодзишский, С.Ю.Сила-Новицкий, В.А.Прасолов и др. Под ред. М.И.Жодзишского. - М.: Сов. Радио, 1980, с.55-57].

Качественные показатели описанного способа поиска ШПС характеризуются вероятностью Р_ош аномальных ошибок, превышающих значение T/2 (по абсолютной величине), а также временем поиска t_поиск. При длине кодовой ПСП N>>1 задачу поиска ШПС по времени запаздывания можно свести к задаче распознавания N ортогональных сигналов, применительно к которой вероятность ошибки можно оценить как [Л.Е.Варакин. Теория систем сигналов. - М.: Сов. Радио, 1978, с.60 (ф-ла (2.34))]:

$$P_{ош}\cong N\left[1-Ф\left(\raisebox{1ex}{$q$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$\sqrt{2}$}\right.\right)\right],\text{ (8)}$$

где Ф(х) - интеграл вероятности, q - отношение сигнал/шум на выходе "синхронного" канала (при относительной задержке принятого и опорного сигналов τ=0). Формула (8) записана в предположении, что число периодов повторения ШПС n>>1 (это позволяет аппроксимировать распределение выходной величины нормальным распределением).

Проигрыш в отношении сигнал/шум из-за знаковой аппроксимации опорных квадратурных сигналов I(t) и Q(t) по сравнению с оптимальной корреляционной обработкой не превышает 1 дБ [В.Н.Бондаренко / Оптимальный алгоритм поиска шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией. - М., «Радиотехника и электроника», 2008, т.53, №2. С.222-229], т.е. предлагаемый способ поиска обеспечивает помехоустойчивость, близкую к потенциально достижимой.

Благодаря применению знаковой аппроксимации опорных квадратурных сигналов операции умножения при вычислении функции взаимной корреляции заменяются операциями сложения и вычитания. Это сокращает вычислительные затраты и время вычислений. Время поиска для предлагаемого способа фиксированное и определяется временем накопления, требуемым для обеспечения заданной вероятности правильного завершения поиска:

t_поиск=(n+1)T_п.

При реализации устройства для осуществления способа поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией в режиме реального времени при числе периодов повторения ШПС n=25, длине ПСП N=16383, периоде повторения ШПС T_п=40 мс время поиска составляет t_поиск≈(n+1)T_п≈1 с, тогда как при использовании способа многоканального поиска с числом каналов К=100 оно составляет t_поиск=NnT_п/К≈160 с. При недостаточном быстродействии элементной базы время поиска превышает значение (n+1)Т_п на время постобработки. Например, при использовании программируемых логических интегральных схем серии Xilinx™ Virtex-4^® [Кнышев, Д.А. ПЛИС фирмы "XILINX": Описание структуры основных семейств / Д.А.Кнышев, М.О.Кузелин. - М.: Додэка XXI, 2007. - 238 с.] с максимально возможной тактовой частотой f_тм=400 МГц при тех же параметрах сигнала время поиска составляет t_поиск≈T_п+N²/f_тм≈17 с.

Таким образом, предлагаемый способ поиска ШПС с минимальной частотной манипуляцией позволяет почти в 10 и более раз сократить время поиска по сравнению со способом-прототипом. В этом заключается технико-экономический эффект по сравнению с известными способами поиска шумоподобных сигналов.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для кодовой синхронизации приемников шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией. Технический результат - сокращение времени поиска шумоподобных сигналов при высокой помехоустойчивости приема и малых аппаратурных затратах достигают тем, что на каждом цикле поиска разделяют входной сигнал на квадратурные составляющие, которые интегрируют на интервалах, равных длительности элемента кодовой последовательности, и запоминают результаты интегрирования на интервал времени, равный периоду повторения сигнала. В режиме реального времени проводят вычисления N значений модуля функции взаимной корреляции с тактовой частотой, выбираемой из условия обеспечения возможности вычисления N значений модуля функции взаимной корреляции в режиме реального времени. Результаты интегрирования элементов перемножают с элементами опорных квадратурных кодовых последовательностей. Вычисляют значения квадратурных составляющих функции взаимной корреляции путем интегрирования N объединенных результатов перемножения. Выбирают максимальное из N значений модуля функции взаимной корреляции, оценивают задержку кодовой последовательности, устанавливают генератор кода в состояние синхронизма с принятым шумоподобным сигналом с минимальной частотной манипуляцией. 2 ил.

Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией, заключающийся в том, что осуществляют разделение входного шумоподобного сигнала на квадратурные составляющие путем его перемножения с опорными гармоническими сигналами несущей частоты, сдвинутыми относительно друг друга на фазовый угол π/2, интегрирование элементов квадратурных составляющих, запоминают результаты интегрирования элементов квадратурных составляющих, формируют опорные квадратурные видеочастотные сигналы, вычисляют N значений модуля функции взаимной корреляции входного и опорного шумоподобных сигналов, выбирают максимальное из N значений модуля функции взаимной корреляции, оценивают задержку кодовой последовательности, соответствующую максимальному значению модуля функции взаимной корреляции, устанавливают генератор кода в состояние синхронизма с принятым шумоподобным сигналом, используя оценку задержки кодовой последовательности, отличающийся тем, что на каждом из n периодов повторения шумоподобного сигнала, начиная со второго, в каждом канале поиска формируют периодическую кодовую последовательность длиной N элементов и опорные квадратурные кодовые последовательности путем знаковой аппроксимации отсчетов опорных квадратурных видеочастотных сигналов, перемножают результаты интегрирования элементов квадратурных составляющих с элементами соответствующих опорных квадратурных кодовых последовательностей, попарно объединяют результаты перемножения интегрально накопленных квадратурных составляющих и элементов соответствующих опорных квадратурных кодовых последовательностей, вычисляют значения квадратурных составляющих функции взаимной корреляции путем интегрирования N объединенных результатов перемножения, вычисляют модуль функции взаимной корреляции, накапливают значения модуля функции взаимной корреляции за n периодов повторения щумоподобного сигнала, причем интегрирование элементов квадратурных составляющих проводят на интервалах, равных длительности элемента периодической кодовой последовательности, результаты интегрирования элементов квадратурных составляющих запоминают на интервал времени, равный периоду повторения шумоподобного сигнала, а формирование периодической кодовой последовательности, отсчетов опорных квадратурных кодовых последовательностей и чтение результатов интегрирования элементов квадратурных составляющих производят с тактовой частотой, в М раз превышающей тактовую частоту периодической кодовой последовательности входного шумоподобного сигнала.