СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ УХОДА ЧАСТОТЫ НЕСУЩЕЙ В СИГНАЛЕ ДАЛЬНЕГО ЭХА В КОММУТИРУЕМОМ ДВУХПРОВОДНОМ КАНАЛЕ ТЕЛЕФОННОЙ СЕТИ ОБЩЕГО ПОЛЬЗОВАНИЯ Российский патент 2009 года по МПК G01R23/00 

Предлагаемый способ относится к технике связи и может быть использован для измерения и контроля параметров каналов передачи данных (ПД), а также при решении задач быстрой инициализации эхо-компенсаторов высокоскоростных дуплексных модемов.

При организации дуплексной передачи данных по коммутируемым двухпроводным каналам телефонной сети общего пользования одним из наиболее значимых мешающих факторов (помех) являются эхосигналы (ЭС). Природа возникновения этих сигналов иллюстрируется упрощенной структурной схемой коммутируемого абонентского телефонного канала, используемого для передачи данных, изображенной на фиг.1.

Центральная часть схемы представляет 4-проводный участок, соответствующий каналам с разделенными направлениями передачи и приема. С каждой стороны посредством дифференциальных систем ДС2 и ДСЗ эта часть сопрягается с двухпроводными участками тракта, представляющими собой коммутируемые городские абонентские линии. Сопряжение последних непосредственно с передатчиком и приемником сигнала данных осуществляется с помощью дифференциальных систем ДС1 и ДС4.

Ввиду полной симметрии схемы относительно обоих ее окончаний механизм возникновения ЭС будем рассматривать применительно к модему, расположенному слева. При идеальной сбалансированности всех дифференциальных систем путь прохождения сигнала, передаваемого слева направо, в обозначениях, принятых на фиг.1, является следующим: 1-3-4-5-7-9-10-12; в обратном направлении передача осуществляется по тракту: 11-10-9-8-6-4-3-2. Однако в силу априорной неопределенности затухания двухпроводных участков 3-4 и 9-10 случайным образом коммутируемых городских абонентских линий точная балансировка дифференциальных систем оказывается принципиально невозможной, вследствие чего развязка направлений передачи и приема при сопряжении четырех- и двухпроводного участков канала является неполной. В результате в точке 2 рассматриваемой схемы помимо полезного сигнала, переданного из точки 11, появляются эхосигналы, обусловленные прохождением информации из собственного тракта передачи в тракт приема. Различают сигналы ближнего и дальнего эха (соответственно БЭ и ДЭ). Тракт возникновения сигнала БЭ является наиболее коротким: 1-2; путь, проходимый сигналом первого ДЭ, выглядит так: 1-3-4-5-7-8-6-4-3-2. Помимо первого ДЭ существует второе ДЭ, формируемое трактом 1-3-4-5-7-8-6-5-7-8-6-4-3-2, очевидны также возможности возникновения третьего и т.д. ДЭ, однако эти сигналы обычно настолько малы, что не имеют практического значения.

Присутствие в тракте формирования ДЭ каналообразующей аппаратуры, осуществляющей преобразование спектров сигналов, обуславливает возможность изменения частоты несущего колебания в сигнале ДЭ по отношению к ее номинальному значению, имеющему место в передаваемом сигнале данных. Механизм возникновения этого эффекта проследим, рассматривая тракт возникновения ДЭ в схеме фиг.1.

При формировании линейного сигнала на передаче (в точке 5 на фиг.1) посредством модулятора М и несущего колебания с частотой f_м спектр исходного сигнала переносится в область верхних частот. В месте приема четырехпроводного тракта (точка 7 на фиг.1) с помощью демодулятора ДМ' и колебания с частотой f'_дм осуществляется обратное преобразование спектра. Поскольку модулятор М и демодулятор ДМ' входят в состав комплектов аппаратуры, территориально разделенных большими расстояниями, генераторы, вырабатывающие сигналы с частотами f_м и f'_дм обычно не синхронизированы, вследствие чего

В результате спектр демодулированного сигнала оказывается смещенным на величину Δf₁=f_м - f'_дм по отношению к исходному. Этот эффект называется сдвигом (уходом) частоты или частотной расстройкой несущего колебания и имеет место при передаче данных в одном направлении. В рассматриваемой ситуации демодулированный сигнал через не полностью сбалансированную дифференциальную систему ДСЗ проникает в четырехпроводный участок тракта передачи правого модема (точка 8 на фиг.1). Здесь вновь осуществляется его модуляция (модулятор М') и демодуляция (демодулятор ДМ) с частотами f'_м и f_дм, причем по изложенным выше причинам

и

Суммарный уход частоты несущего колебания сигнала первого ДЭ f_rДЭ можно определить как

В общем случае и вследствие чего в реальных каналах имеет место ненулевое значение f_rДЭ (2). Эта величина оказывает существенное влияние на работу двухпроводных дуплексных модемов с эхокомпенсаторами, поэтому актуальной является задача ее измерения.

Известен способ измерения частоты f_c замаскированного шумом сигнала в ситуации, когда [1]

где f_н - номинальное значение частоты, например, гармонического тестового сигнала, используемого в радиолокации для измерения радиальной скорости по доплеровскому сдвигу (эквивалент частоты несущей в предлагаемом изобретении);

Δf - приращение частоты теста, обусловленное доплеровским сдвигом (эквивалент ухода частоты несущей в сигнале ДЭ в предлагаемом изобретении).

Способ основан на использовании цифровой системы фазовой синхронизации с номинальным (начальным) значением частоты подстраиваемого (выходного) сигнала f_н, отслеживающей частотное приращение Δf. Сущность способа заключается в измерении суммарного набега нециклической (т.е. изменяющейся в пределах, не ограниченных интервалом длиной 2π) фазы выходного сигнала в режиме слежения ΔФ _вых (t)=Ф_вых(t)-Ф_вых(0) за определенное время t=Т. При этом оценка средней частоты сигнала f_с (по которой в соответствии с (4) нетрудно определить и Δf) получается как

Недостатком этого способа является то, что в рассматриваемой в предлагаемом изобретении ситуации, когда откликом на гармонический тест являются две гармоники, соответственно, ближнего и дальнего эха, с частотами, отличающимися на величину Δf (причем уровень информативной гармоники ДЭ с частотой f_ДЭ=f_н+Δf значительно ниже уровня гармоники БЭ с частотой f_БЭ=f_н), слежение посредством ЦСФС за фазой гармоники ДЭ оказывается невозможным: система будет ориентироваться то на одну, то на другую составляющую суммарного эхо-сигнала. Таким образом, данный способ в рассматриваемом случае является неработоспособным.

Известен способ измерения ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха в коммутируемом двухпроводном канале телефонной сети общего пользования, применяемый в процессе быстрой инициализации эхокомпенсаторов двухпроводных дуплексных модемов с квадратурной амплитудной модуляцией [2]. Способ основан на сопоставлении с помощью разработанного в [2] алгоритма двух наборов оценок комплексных коэффициентов эхокомпенсатора, вычисленных на смежных, прилегающих друг к другу интервалах времени корреляционным методом (т.е. получаемых в результате вычисления функции взаимной корреляции предложенной в [2] комплексной тестовой последовательности, передаваемой в канал, и отклика канала на этот тест). Недостатком этого способа является ограниченность динамического диапазона оцениваемого значения ухода частоты и сложность необходимых для его реализации измерительных процедур. По утверждению самих авторов [2] математические соотношения, заложенные в основу способа, остаются корректными лишь при незначительных значениях ухода частоты несущей (<1 Гц), при больших частотных расстройках способ не работоспособен.

Из известных наиболее близким по технической сущности является способ [3], согласно которому на вход передачи четырехпроводного локального окончания канала, являющийся входом тракта возникновения эха, подают тестовый сигнал, в качестве которого используют периодически повторяющуюся псевдослучайную последовательность с σ-функцией автокорреляции; сигнал, поступающий на вход приема четырехпроводного локального окончания канала, являющийся откликом тракта возникновения эха на передаваемый тест, подвергают аналого-цифровому преобразованию и полосовой фильтрации последовательно во времени на интервале, большем чем где f_{rДЭ min} - нижний порог измерения частотного рассогласования несущей, определяют отсчеты различных реализаций импульсной характеристики тракта эха как периодическую функцию взаимной корреляции между передаваемым тестовым сигналом и свободными от влияния переходных процессов в канале вторым и последующими периодами соответствующих ему откликов тракта эха; находится максимальное значение отсчета в первой полученной оценке импульсной характеристики всего тракта эха определяют номер отсчета, соответствующего наибольшему значению импульсной характеристики тракта дальнего эха, далее отслеживается закон изменения выбранного отсчета на всех периодах принятого отклика на тест и определяется период Т_rДЭ его колебаний, которому затем рассчитывают обратную ему искомую величину частотного рассогласования несущей.

В основе этого способа лежит тот факт, что, как показано в работе [4], наличие сдвига частоты несущего колебания f_rДЭ в конечном итоге эквивалентно изменению во времени параметров тракта возникновения ДЭ. В частности, каждый отчет импульсной характеристики этого тракта можно рассматривать как значение амплитудно-модулированного гармонического сигнала с частотой f_rДЭ. Если последовательно во времени на интервале Т_а>Т_rДЭ=1/f_rДЭ с помощью корреляционного метода получить набор оценок импульсной характеристики, а затем проследить характер изменения одного отсчета (имевшего, например, в первой оценке наибольшее значение), то, применив интерполяцию, можно с необходимой точностью восстановить гармоническое колебание с периодом Т_rДЭ. Определив по экспериментальным данным значение T_rДЭ, нетрудно рассчитать величину f_rДЭ=1/T_rДЭ.

Очевидно, что при реализации данного метода длительность периода тестовой последовательности Т_п=N_п/f_д (где N_п - число отсчетов, содержащееся в одном периоде тестового сигнала, f_д - частота дискретизации) с одной стороны должна оставаться гарантированно большей ожидаемой суммарной длительности Т_ЭС импульсной реакции тракта возникновения ЭС, а с другой - быть в несколько раз меньше периода Т_rДЭ. Последнее необходимо, поскольку отношение Т_rДЭ/Т_п определяет количество дискретных отсчетов, по которым с помощью интерполяции восстанавливается гармоническое колебание с периодом Т_rДЭ. При малых частотных расстройках, когда значение Т_rДЭ велико, отмеченное условие выполняется при относительно больших N_п, и метод обеспечивает возможность достаточно точной оценки f_rДЭ. Однако с ростом f_rДЭ и соответствующим уменьшением N_п появляется ряд факторов, делающих данный подход практически неработоспособным. Во-первых, при f_rДЭ=6÷8 Гц для того, чтобы на периоде Т_rДЭ получить хотя бы два предписываемых теоремой Котельникова отсчета анализируемого колебания, величина N_п должна быть столь малой, что может оказаться невыполненным условие Т_п>Т_ЭС. Кроме того, следует отметить, что поскольку ширина полосы пропускания полосового фильтра на входе приема четырехпроводного локального окончания модема равна ширине полосы пропускания канала ТЧ (т.к. спектр передаваемого теста расположен во всем этом частотном диапазоне), то мощность шума σ² на выходе этого фильтра является достаточно большой. При этом можно показать, что мощность шума σ² _их, наложенного на каждый отсчет импульсной характеристики канала, определяемой корреляционным методом, связана с мощностью (дисперсией) шума σ₂ следующим соотношением σ² _их=σ²/N_п. Поэтому при уменьшении N_п увеличивается мешающее влияние шума канала, а следовательно, и погрешность оценки f_rДЭ. Дополнительными трудностями, сопряженными с применением данного метода, являются необходимость накопления большого объема первичной измерительной информации (в значительной степени избыточной) и сложность ее обработки (необходимо точно определять отсчеты импульсной реакции, имеющие отношение непосредственно к гармоникам ДЭ, что усложняет измерительные процедуры).

Техническим результатом предлагаемого способа является повышение точности оценки ухода частоты несущей сигнала ДЭ f_rДЭ в расширенном динамическом диапазоне и упрощение измерительных процедур.

Поставленная цель достигается за счет того, что в способ измерения ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха в коммутируемом двухпроводном канале телефонной сети общего пользования, по которому на вход передачи четырехпроводного локального окончания канала, являющийся входом тракта возникновения эха, подают тестовый сигнал; тестовый сигнал, поступающий на вход приема четырехпроводного локального окончания канала, являющийся выходом тракта возникновения эха, подвергают аналогово-цифровому преобразованию и полосовой фильтрации, дополнительно введены следующие операции: в качестве тестового сигнала используют гармонический сигнал, перед передачей тестового сигнала производят измерение мощности преобразованного в тракте подавления ближнего эха шума канала, для осуществления которого на вход тракта возникновения эха подают нулевой уровень, а имеющий место при этом сигнал на выходе тракта возникновения эха подвергают аналого-цифровому преобразованию, полосовой фильтрации и задерживают на N тактов дискретизации, после этого на каждом такте дискретизации задерживаемый отсчет вычитают из вновь поступившего отсчета того же сигнала, определяют мощность сформированного таким образом разностного сигнала путем квадратирования и суммирования всех его отсчетов на некотором фиксированном интервале времени, после этого на вход тракта возникновения эха подают тестовый сигнал и определяют мощность получаемого аналогичным образом разностного сигнала, из этой мощности вычитают определенную ранее мощность преобразованного в тракте подавления ближнего эха канального шума, извлекают корень и определяют значение нормирующего коэффициента как отношение номинального значения уровня сигнала к значению, полученному после извлечения квадратного корня, далее каждый отсчет полученного разностного сигнала умножают на нормирующий коэффициент, обеспечивающий номинальное значение амплитуды сформированного таким образом гармонического цифрового сигнала, который затем подают на вход цифровой системы фазовой синхронизации первого порядка, номинальная частота опорного сигнала которой равна частоте тестового сигнала, с помощью цифровой системы фазовой синхронизации первого порядка осуществляют измерение отношения отклонения круговой частоты поданного на ее вход гармонического тестового сигнала (ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха) от ее номинального значения к частоте дискретизации как результат усреднения отсчетов выходного сигнала цифрового фильтра этой системы синхронизации в установившемся режиме работы.

Такое сочетание новых признаков с известными позволяет улучшить качество оценки частотного сдвига по сравнению с прототипом, т.к. повышается точность оценки и упрощаются измерительные процедуры.

Предлагаемый способ измерения ухода частоты несущей отклика канала на специальный тестовый сигнал иллюстрируется чертежом (фиг.2), на котором представлена структурная схема устройства, его реализующая.

Устройство, реализующее способ измерения ухода частоты несущей отклика канала на специальный тест, содержит (фиг.2): генератор тестового сигнала (ГТС) 1, переключатель (П1) 2, аналогово-цифровой преобразователь (АЦП) 3, узкополосный цифровой фильтр (УПЦФ) 4, линия задержки на N тактов дискретизации (ЛЗ) 5, инвертор (ИНВ) 6, сумматор (СМ) 7, переключатель (П2) 8, вычислитель мощности сигнала (ВМС) 9, переключатель (П3) 10, узел запоминания (УЗ) 11; узел управления (УУ) 12, умножитель (УМНОЖ) 13, узел извлечения квадратного корня (УИКК) 14, узел вычитания (УВ) 15, узел определения номинального коэффициента передачи (УОНК) 16, цифровая система фазовой синхронизации (ЦСФС) 17, коммутатор 18, узел определения частоты несущей (УОЧН) 19, причем выход ГТС 1 соединен с входом 1 переключателя П1, выход 1 УУ 12 подключается к входу 2 переключателя П1, выход 2 УУ 12 подключается к входу 2 переключателя П2, выход 3 УУ 12 подключается к входу 2 переключателя П3, выход переключателя П1 соединен с входом тракта возникновения эха, выход тракта возникновения эха подключен ко входу АЦП 3, выход АЦП 3 соединен с входом УПЦФ 4, выход 1 УПЦФ 4 подключается к входу ЛЗ 5, выход 2 УПЦФ 4 подключается к входу 1 CM 7, выход ЛЗ 5 связан с входом ИНВ 6, выход ИНВ 6 подключен к входу 2 CM 7, выход CM 7 соединен с входом 1 переключателя П2, выход 1 переключателя П2 подключен к входу ВМС 9, выход 2 переключателя П2 связан с входом 1 УМНОЖ 13, выход ВМС 9 соединен с входом 1 переключателя П3, выход 1 переключателя П3 соединен с входом УЗ 11, выход 2 переключателя П3 подключен к входу 1 УВ 15, выход УЗ 13 связан с входом 2 УВ 15, выход УВ 15 соединен с входом УИКК 14, выход УИКК 14 подключен к входу УОНК 16, выход УОНК 16 связан с входом 2 УМНОЖ 13, выход УМНОЖ 13 соединен с входом ЦСФС 17, выход ЦСФС 17 соединен с входом 1 коммутатора 18, выход 4 УУ 12 связан со входом 2 коммутатора 18, выход коммутатора 18 подключен к входу УОЧН 19.

Прежде чем описывать реализацию способа с помощью устройства, изображенного на фиг.2, отметим следующее.

При подаче на вход тракта формирования эха тестового колебания вида:

и наличии в сигнале дальнего эха ненулевой частотной расстройки несущего колебания отклик тракта в дискретном времени (после АЦП на фиг.3) можно описать выражением

где A_БЭ и А_ДЭ - амплитуды, ϕ_БЭ и ϕ_ДЭ - фазы гармоник соответственно БЭ и ДЭ; f_0н=f_Н/f_д; f_0rДЭ=f_rДЭ/f_д; n_к[k] - отсчеты дискретного белого гауссовского шума; k - номер текущего отсчета последовательности.

Для того чтобы можно было осуществить оценку величины f_0rДЭ с использованием ЦСФС, необходимо решить две задачи:

1) каким-либо способом устранить из сигнала у_Т[k] составляющую ближнего эха;

2) масштабировать с помощью некоторого нормирующего коэффициента оставшуюся в сигнале у_Т[k] гармонику дальнего эха таким образом, чтобы уровень этого сигнала стал равен номинальному, равному уровню опорного сигнала, используемому в ЦСФС.

Отметим, что поскольку предполагаемому диапазону f_rДЭ соответствуют чрезвычайно малые значения разницы относительных частот f_0rБЭ и f_0rДЭ гармоник БЭ и ДЭ (например, при f_д=9600 Гц и 0,1 Гц<f_rДЭ<10 Гц значения f_0rДЭ находятся в интервале 10^-5<f_0rДЭ<10^-3) и, как правило, А_БЭ>>А_ДЭ, решить первую из названных задач путем традиционной фильтрации не представляется возможным. Вместе с тем, особенностью данной задачи является тот факт, что значение f_0н является фиксированным, заранее известным. Это и позволило разработать излагаемый ниже алгоритм ее решения.

В реализации способа можно выделить 3 цикла.

В 1-м цикле осуществляется измерение мощности преобразованного в тракте подавления ближнего эха шума канала, необходимое для точной оценки значения нормирующего коэффициента, обеспечивающего номинальное значение уровня сигнала, подаваемого на вход ЦСФС. С этой целью в устройстве фиг.2 по команде УУ 12 переключатели 2, 8, 10 устанавливаются в положение 1. При этом на вход тракта возникновения эха подается нулевой уровень, вследствие чего на выходе этого тракта присутствует только аддитивный шум канала. Этот шум преобразуется в отсчеты цифровой последовательности в АЦП 3, которые затем фильтруются узкополосным цифровым фильтром УПЦФ 4. Отметили, что поскольку в предлагаемом способе используется гармонический тестовый сигнал (5) с частотой f_Н, а возможный диапазон спектральных линий отклика канала ограничен областью f_Н+f_{rДЭ max}, где f_{rДЭ max}<10-15 Гц полоса пропускания УПЦФ 4 может быть сделана значительно уже полосы пропускания канала. Это позволяет существенно уменьшить мощность, а следовательно, и мешающее влияние аддитивного канального шума и в конечном итоге дает возможность повысить точность предлагаемого способа измерения. Выходной сигнал УПЦФ 4 преобразуется трактом подавления ближнего эха, включающим узлы ЛЗ 5, ИНВ 6 и СМ 7, принцип действия которого излагается ниже, и с выхода этого тракта (выход сумматора 7) через переключатель 8 подается на узел ВМС 9, в котором в течение всего первого цикла осуществляется вычисление мощности этого сигнала в соответствии с выражением:

где N1 - число дискретных отсчетов сигнала, укладывающихся в длительности 1-го цикла; U_i - отсчеты входного сигнала узла ВМС 9.

По окончании 1-го вычисленное в узле ВМС 9 значение P_ш через переключатель 10 поступает на УЗ 11 и запоминается в нем.

Во 2-м цикле производится измерение мощности отклика канала на гармонический тест с подавленной гармоникой ближнего эха и с использованием этого и полученного в 1-м цикле результатов вычисляется необходимое значение нормирующего коэффициента. Длительность 2-го цикла равна длительности 1-го цикла. При этом по команде с УУ 12 переключатели 2 и 10 устанавливаются в положение 2, а переключатель 8 остается в положении 1. С ГТС 1 сигнал x_Т(t) вида (5) подается на вход тракта возникновения эха. Преобразованный АЦП 3 в цифровую последовательность и прошедший через УПЦФ 4, уменьшающий мощность канального шума, отклик тракта возникновения эха y_Т[k] имеет вид (6). Этот сигнал поступает на входы линии задержки на N тактов дискретизации 5 и сумматора 7, которые, как отмечалось выше, вместе с инвертором 6 образуют тракт подавления ближнего эха. Механизм подавления гармоники ближнего эха удобно пояснить, рассматривая совокупность элементов ЛЗ 5, ИНВ 6 и СМ 7 как трансверсальный цифровой фильтр N-го порядка с двумя ненулевыми коэффициентами: b₀=1 и b_N=-1. Выходной сигнал этого фильтра у_Ф[k] связан с входным у_Т[k] разностным уравнением

или с учетом приведенных значений b₀ и b_N:

Нетрудно показать, что передаточная функция такого фильтра имеет вид H(z)=1-z^-N, а его амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) определяется выражением

где - относительная частота.

График АЧХ, построенный на основе (7), показан на фиг.4. Из графика видно, что относительным частотам

являющимся корнями тригонометрического уравнения sin(2πf₀N_Ф/2)=0, соответствуют нули функции |H(f₀)|.

Поскольку в предлагаемом способе измерения частоты тестового сигнала f_н и дискретизации f_д могут быть заданы от одного генератора, относительное значение f_0н=f_н/f_д является абсолютно стабильным и заранее известным. Соответствующим выбором порядка N_Ф рассматриваемого фильтра можно добиться, чтобы один из нулей его АЧХ точно совпадал со значением f_0н. При этом при прохождении через такой фильтр сигнала, определяемого выражением (6), гармоника ближнего эха оказывается полностью подавленной.

Вместе с тем, наряду с отмеченным свойством нужно, чтобы даже при небольших отклонениях f₀ от f_0н значение |Н(f₀)| существенно отличалось от нуля (то есть чтобы крутизна АЧХ в окрестностях ее нулей была как можно выше). Этого можно добиться, сокращая ширину частотного интервала

между двумя соседними нулями.

Предел возможного уменьшения Δf₀ в условиях рассматриваемого эксперимента устанавливается неравенством

обеспечивающим включение в этот интервал всего предполагаемого диапазона возможных значений частотной расстройки. Кроме того, в соответствии с (8) необходимо, чтобы частота f_н была кратна значению, то есть должно выполняться соотношение

где q - некоторое целое.

Условия (8-10) позволяют рассчитать требуемое значение N_Ф. В частности, при f_Н=1800 Гц; f_Д=9600 Гц; Δf=f_Н/150=12 Гц>f_rДЭmax=7÷8 Гц, получаем: N_Ф=1/Δf₀=800.

При выбранных таким образом параметрах в области малых f_rДЭ значения АЧХ определяются выражением

|H(f₀)|=2|sin[(800π/9600)f_rДЭ]≅0,52|f_rДЭ|.

Это обеспечивает возможность (при условии последующего масштабирования с использованием нормирующего коэффициента) опустить нижнюю границу оцениваемых в эксперименте значений f_rДЭ до десятых долей Гц.

Таким образом, выходной сигнал у_ф[k] сумматора 7, представляющий собой выход рассмотренного тракта подавления ближнего эха, при надлежащем выборе N с учетом (6) можно описать выражением

Вследствие некоррелированности теста и шума P_уФ=Р_ДЭ+Р_Ш,

где P_уФ - мощность смешанного сигнала с шумом,

Р_ДЭ - мощность гармоники дальнего эха,

Р_ш - мощность шума.

Величина P_уФ вычисляется в узле ВМС 9, на который через переключатель 8 с выхода сумматора 7 поступает сигнал у_Ф[k], в соответствии с выражением, аналогичным (6а). По окончании этого процесса в узле вычитания 15, на первый вход которого через переключатель 10 подается вычисленное значение Р_уФ, а на второй - вычисленное значение Р_ш с выхода УЗ 11. Узел вычитания производит следующую операцию Р_ДЭ=Р_уФ-Р_Ш.

В узле УИКК 14 путем извлечения квадратного корня определяется действующее значение этой гармоники

которое подается на вход УОНК 16. В этом узле рассматривается значение нормирующего коэффициента К_Н, вычисляемое как отношение номинального уровня U_Н опорного сигнала ЦСФС (хранящегося в блоке УИКК 14) к величине U_ДЭ:

На этом 2-й цикл работы заканчивается.

В 3-м цикле осуществляется измерение ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха, выполняемое с помощью ЦСФС 1-го порядка. При этом по команде с УУ 12 переключатель 2 остается в положении 2, а переключатель 8 также устанавливается в положение 2 (состояние переключателя 10 в данном цикле не оказывает влияния на процесс измерения). Так же, как и во втором цикле, на вход тракта возникновения эха в данном случае подается тестовый сигнал (5), а из отклика этого тракта, преобразованного аналогичным образом совокупностью узлов АЦП 3, УПЦФ 4, ЛЗ 5, ИНВ 6, CM 7, на выходе сумматора 7 формируется сигнал у_Ф[k], описываемый выражением (11). Через переключатель 8 этот сигнал подается на вход 1 умножителя 13, в котором осуществляется его умножение на вычисленное во 2-м цикле значение нормирующего коэффициента К_Н, которое с выхода УОНК 16 поступает на вход 2 умножителя 13. В результате амплитуда гармоники дальнего эха, присутствующая в выходном сигнале у_умн[k] блока УОНК 16, принимает номинальное значение (равное амплитуде опорного сигнала ЦСФС 17). Сигнал у_умн[k] подается на вход ЦСФС 17.

Структурная схема ЦСФС представлена на фиг.4. Она включает в себя фазовый дискриминатор ФД, выделяющий разность фаз входного у_умн[k] и опорного U₀[k] сигналов ЦСФС, цифровой фильтр ЦФ, определяющий порядок и свойства ЦСФС, и цифровой подстраиваемый генератор опорного колебания (выходной сигнал ЦПГ U₀[k] представляет собой последовательность дискретных отсчетов опорного гармонического колебания, в случае системы 1-го порядка цифровой фильтр ЦФ представляет собой умножитель на некоторый фиксированный коэффициент α). Первоначально частота опорного сигнала U₀[k] выбирается равной частоте f_н тестового сигнала. Как показано в работе [5], в случае, когда значение частоты присутствующего в смеси сигнала с шумом у_умн[k] гармонического колебания отличается от частоты f_н на величину f_rДЭ, в установившемся режиме работы ЦСФС выходной сигнал Δ_ст ее фазового дискриминатора:

где - относительное значение ухода круговой частоты несущей в сигнале дальнего эха;

n₁[k] - преобразованный ЦСФС (в сторону уменьшения мощности) аддитивный шум входной смеси у_умн[k].

Как уже отмечалось, в ЦСФС 1-го порядка цифровой фильтр реализуется в виде умножителя на α (α=0,01-0,1), поэтому выходной сигнал ЦФ, который в предлагаемом изобретении является выходом ЦСФС у_умн[k] определяется как

Этот сигнал в схеме фиг.2 поступает на вход 1 коммутатора 18. На вход 2 этого коммутатора с выхода 4 УУ 12 поступает управляющий сигнал (формируемый, например, с помощью таймера), который подключает выход ЦСФС 17 ко входу УОЧН 19 по истечении некоторого времени с начала 3-го цикла, необходимого для завершения в ЦСФС 17 переходного процесса. В УОЧН 19 осуществляется усреднение отсчетов сигнала у_вых[k], описываемого (12), с целью устранения мешающего влияния шума на результат измерения величины ω_0rДЭ в расширенном динамическом диапазоне. Количественные соотношения, связывающие эти величины и характеризующие точность измерения ω_0rДЭ на фоне шума, приведены в работе [5]. При необходимости по найденной величине ω_0rДЭ в УОЧН 19 можно определить и абсолютное значение ухода частоты несущей

Таким образом, предлагаемый способ обеспечивает возможность точного измерения ухода частоты несущей в расширенном динамическом диапазоне (от десятых долей Гц до десяти Гц и выше) при значительном упрощении необходимых для его реализации измерительных процедур, т.е. позволяет получить заявленный технический эффект и может быть осуществлен с помощью известных в технике средств.

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ

1. Акимов В.Н., Белюстина Л.Н., Белых В.Н. Системы фазовой синхронизации // Радио и связь - М., 1982.- 256-258 с.

2. G. Long. Fast initialization of data-driven nyquist in-band echo cancellers// IEEE Transactions on communications vol. 41, no. 6 (June 1993), pp.899-900.

3. Wittke P.H., Penstone S.R., Keightley R. J. Measurements of echo parameters to high-speed full-duplex data transmission on telephone circuits // IEEE J. Selected Areas Commun., vol. SAC-2, No.5 (September 1984), pp.703 -710.

4. Werner J.J. Effects of channel impairements on the performance of an in-band data-driven echo-canceler // AT&T Tech. J., vol. 64, No.1 (January 1985), pp.91-113.

5. Султанов Б. В. Применение цифровых систем фазовой синхронизации для измерения сдвига частоты гармонического сигнала на фоне шума // Радиотехника. - 2000. - №9. - С.21 - 26.

Изобретение относится к технике связи и может быть применено для измерения и контроля параметров каналов передачи данных (ПД), а также при решении задач быстрой инициализации эхо-компенсаторов высокоскоростных дуплексных модемов. В предлагаемом изобретении используется гармонический тестовый сигнал, при этом предлагается оригинальный способ устранения мешающего влияния сигнала ближнего эха и, соответственно, выделения исследуемого сигнала дальнего эха, что позволяет применить для решения поставленной задачи конкретизируемые в изобретении методы измерения ухода частоты гармонического сигнала от номинального значения на фоне шума, присутствующего в тракте прохождения сигнала, с использованием цифровой системы фазовой синхронизации первого порядка. Технический результат - повышение точности оценки ухода частоты несущей сигнала в расширенном динамическом диапазоне и упрощение измерительных процедур. 4 ил.

Способ измерения ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха в коммутируемом двухпроводном канале телефонной сети общего пользования, по которому на вход передачи четырехпроводного локального окончания канала, являющийся входом тракта возникновения эха, подают тестовый сигнал; тестовый сигнал, поступающий на вход приема четырехпроводного локального окончания канала, являющийся выходом тракта возникновения эха, подвергают аналогово-цифровому преобразованию и полосовой фильтрации, отличающийся тем, что в качестве тестового сигнала используют гармонический сигнал, перед передачей тестового сигнала производят измерение мощности преобразованного в тракте подавления ближнего эха шума канала, для осуществления которого на вход тракта возникновения эха подают нулевой уровень, а имеющий место при этом сигнал на выходе тракта возникновения эха подвергают аналого-цифровому преобразованию, полосовой фильтрации и задерживают на N тактов дискретизации, после этого на каждом такте дискретизации задерживаемый отсчет вычитают из вновь поступившего отсчета того же сигнала, определяют мощность сформированного таким образом разностного сигнала путем квадратирования и суммирования всех его отсчетов на некотором фиксированном интервале времени, после этого на вход тракта возникновения эха подают тестовый сигнал и определяют мощность получаемого аналогичным образом разностного сигнала, из этой мощности вычитают определенную ранее мощность преобразованного в тракте подавления ближнего эха канального шума, извлекают корень и определяют значение нормирующего коэффициента как отношение номинального значения уровня сигнала к значению, полученному после извлечения квадратного корня, далее каждый отсчет полученного разностного сигнала умножают на нормирующий коэффициент, обеспечивающий номинальное значение амплитуды сформированного таким образом гармонического цифрового сигнала, который затем подают на вход цифровой системы фазовой синхронизации первого порядка, номинальная частота опорного сигнала которой равна частоте тестового сигнала, с помощью цифровой системы фазовой синхронизации первого порядка осуществляют измерение отношения отклонения круговой частоты поданного на ее вход гармонического тестового сигнала (ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха) от ее номинального значения к частоте дискретизации как результат усреднения отсчетов выходного сигнала цифрового фильтра этой системы синхронизации в установившемся режиме работы.