УСТРОЙСТВО ПРИЕМА N-РАЗРЯДНЫХ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ ДВОИЧНЫХ СИГНАЛОВ Российский патент 2010 года по МПК H04L27/233 

Изобретение относится к области информационных технологий, в частности к радиотехническим системам передачи дискретных сообщений, работающих с двоичными сигналами.

При передаче двоичных сообщений последнее, как правило, преобразуется в n-разрядный двоичный видеосигнал, которым в последующем модулируются высокочастотные колебания передатчика. На приемной стороне принятый радиосигнал после необходимых преобразований и усиления поступает на вход демодулятора (детектора), в котором выделяется видеосигнал, содержащий переданное сообщение. Далее в декодирующем устройстве видеосигнал (двоичная комбинация) сравнивается с его копией, и, при условии выполнения необходимых требований, решающая схема принимает решение о правильном приеме переданного сигнала и сообщения.

На фиг.1 показана общепринятая схема приема и обработки двоичных сигналов. Здесь 1 - полосовой фильтр, к которому сводится линейная часть радиоприемного устройства, обладающая частотной избирательностью, 2 - демодулятор, 3 - декодирующее устройство n-разрядного двоичного видеосигнала, 4 - решающая схема, в качестве которой используется пороговое устройство.

В настоящее время для передачи двоичных сигналов находят применение следующие виды модуляции (манипуляции): фазовая, фазоразностная, частотная и амплитудная.

Наиболее высокая достоверность приема двоичных сигналов и помехоустойчивость радиотехнической системы достигаются при работе с фазоманипулированными сигналами. Однако в этом случае требуется применение когерентного приема радиосигнала, т.е. знание начальной фазы одного из двух элементов принимаемого радиосигнала. Это означает, что реализовать когерентный прием на практике, как правило, невозможно, поэтому находит применение так называемый квазикогерентный прием, при котором опорное колебание, совпадающее по фазе с принимаемым сигналом, формируется из последнего с использованием узкополосных фильтров, схемы фазовой автоподстройки и др.

Считается, что в отличие от сигналов с фазоразностной, частотной и амплитудной манипуляцией, некогерентный прием фазоманипулированных сигналов невозможен. Действительно, некогерентный прием означает прием радиосигнала по его огибающей, содержащей переданную информацию. Но огибающая фазоманипулированного радиосигнала постоянна и не изменяется на всем его протяжении, следовательно, она никак не связана с передаваемым сообщением.

В литературе отсутствуют какие-либо сведения, говорящие о возможности некогерентного приема фазоманипулированных сигналов.

Однако способ некогерентного приема фазоманипулированных сигналов и их обработки реально существует. Этот способ заключается в том, что декодированию подвергается не видеосигнал, как это принято повсеместно, а радиосигнал еще до переноса его спектра в область нулевых частот, другими словами, декодирование осуществляется еще до детектирования радиосигнала.

Додетекторное декодирование можно применять не только для фазоманипулированных сигналов, но и для сигналов с фазоразностной, частотной и амплитудной манипуляцией.

Переход к додетекторному декодированию потребует увеличения тактовых частот и быстродействия цифровых устройств обработки сигнала, но позволяет получить следующие весьма важные технические результаты:

- открывается практическая возможность некогерентного приема фазоманипулированных n-разрядных сигналов;

- при работе с фазоманипулированными сигналами с неизвестной начальной фазой достигается предельно высокий уровень помехоустойчивости системы, который в настоящее время можно получить только при когерентном приеме фазоманипулированных сигналов (сигналов с известной начальной фазой).

В качестве прототипа для устройства некогерентного приема и поэлементной обработки с додетекторным декодированием n-разрядных фазоманипулированных двоичных сигналов рассматривается схема квазикогерентного приема фазоманипулированных сигналов, приведенная, например, в кн.: И.М.Тепляков, И.Д.Калашников, Б.В.Рощин. «Радиолинии космических систем передачи информации». - М., Сов. радио, 1975 г., 398 стр., на стр.184. Она показана на фиг.2. Здесь 1 - полосовой фильтр, настроенный на частоту радиосигнала, 5 - перемножитель сигналов, 6 - фильтр нижних частот, 3 - декодирующее устройство, 4 - пороговое устройство, 7 - удвоитель частоты, 8 - схема фазовой автоподстройки, 9 - делитель частоты на два. Перемножитель 5 вместе с фильтром 6 образуют синхронный детектор. В качестве удвоителя частоты 7 используется двухполупериодный неинерционный линейный или квадратичный детектор. Фазоманипулированный радиосигнал при прохождении через этот детектор преобразуется в немодулированный сигнал с удвоенной частотой. Схема фазовой автоподстройки 8 используется для очищения сигнала от шумов. После деления частоты на 2 формируется опорное колебание, которое должно совпадать по фазе с принимаемым сигналом.

Основным недостатком квазикогерентного приема является длительная процедура синхронизации опорных колебаний с принимаемым сигналом и довольно большое время, которое необходимо для вхождения в связь. Это время во много раз превышает саму длительность n-разрядного сигнала, что во многих случаях неприемлемо. По этой причине квазикогерентный прием находит ограниченное применение.

Структурная схема некогерентного приема и поэлементной обработки фазоманипулированных n-разрядных двоичных сигналов с додетекторным декодированием приводится на фиг.3. Она содержит: 1 - полосовой фильтр, настроенный на частоту радиосигнала, согласованный с его элементом или являющийся квазиоптимальным по отношению к элементу радиосигнала, 10 - двухсторонний ограничитель, 3 - декодирующее устройство, 11 - определитель модуля двоичного сигнала, 4 - пороговое устройство. Ограничитель 10 играет роль решающей схемы при приеме элемента (символа) двоичной комбинации, а пороговое устройство 4 - ту же роль, но при приеме всей двоичной комбинации.

Схема декодирующего устройства 3, рассмотренная более подробно на фиг.4, включает: 12 - стробирующее устройство, 13 - оперативное запоминающее устройство, 14 - постоянное запоминающее устройство, 15 - делитель тактовой частоты считывания, 16 - перемножитель дискретных единичных отсчетов, 17 - сумматор.

После ограничения входной сигнал приобретает прямоугольную форму. Далее сигнал стробируется короткими импульсами, поэтому на вход оперативного запоминающего устройства 13 поступает поток единичных отсчетов сигнала разного знака.

С тактовой частотой, равной

отсчеты записываются в ячейки оперативного запоминающего устройства. Здесь N₁ - количество периодов входного сигнала, укладывающихся на длительности символа, N₂ - количество отсчетов, которыми будет представлен один период входного сигнала, С - скорость передачи информации, бит/с.

Для того чтобы избежать заметных потерь амплитуды сигнала при его обработке, необходимо стремиться к большим значениям N₁ и N₂. Если принять N₁=N₂=8, что вполне приемлемо, для С=100 бит/с частота записи информации в ячейки оперативного запоминающего устройства составит f₁=6,4 кГц.

На каждом тактовом интервале, равном Т₁=1/f₁, записанная в оперативное запоминающее устройство информация считывается с его выхода с тактовой частотой f₂, в N₁N₂n раз превышающей частоту записи f₁

для прежнего примера при n=64 получаем f₂=26,2144 МГц.

На каждом тактовом интервале, равном Т₁, n отсчетов на выходе оперативного запоминающего устройства сравниваются с тем же числом отсчетов, записанных в постоянном запоминающем устройстве, путем перемножения соответствующих отсчетов. Для этого частота считывания информации f₃ с постоянного запоминающего устройства должна быть меньше частоты f₂ в N₁N₂ раз. Следовательно, имеем

В нашем примере частота считывания информации с постоянного запоминающего устройства будет равна f₃=409,6 кГц. Она получается с помощью делителя частоты 15.

Декодирующее устройство не нуждается в мерах тактовой синхронизации, так как каждый символ двоичной комбинации будет представлен большим количеством отсчетов. С увеличением разрядности двоичных сигналов соответственно возрастают и тактовые частоты.

На выходе перемножителя дискретных отсчетов 16 при совпадении знаков единичных отсчетов, поступающих на его входы, образуется положительный единичный отсчет, а при их несовпадении - отрицательный отсчет. Сумматор 17 определяет алгебраическую сумму поступающих на его вход отсчетов на каждом тактовом интервале, равном T₁.

На выходе сумматора при этом образуется двоичное число, которое может рассматриваться как выходной сигнал сумматора. Двоичное число может принимать значения от -n до +n. После определителя модуля 11 на фиг.3 получаем только положительные двоичные числа. В пороговом устройстве 4 эти положительные двоичные числа сравниваются с постоянным числом n₀, которое является фиксированным пороговым уровнем. При достижении входным сигналом порогового уровня и превышении его пороговое устройство формирует на своем выходе сигнал, свидетельствующий о правильном приеме n-разрядной двоичной комбинации.

Пороговый уровень определяется по формуле

где S - допустимое число ошибок в приеме символов двоичной комбинации.

Решение о правильном приеме переданного сигнала принимается при приходе как прямой двоичной последовательности, так и инверсной последовательности. Это означает, что при обработке фазоманипулированного сигнала теряется один разряд двоичной комбинации.

Помехоустойчивость радиотехнической системы будем оценивать по величине коэффициента помехоустойчивости К_ПУ, за который принимается отношение напряжения помехи V_N, взятой в полосе 1 кГц, к напряжению сигнала V_C на входе приемника, при котором вероятность правильного приема n-разрядного двоичного сигнала равна Р_К=0,5. Коэффициент К_ПУ определяется при заданной и достаточно малой вероятности ложного приема двоичного сигнала Р_Л за время Т_а и заданной длительности двоичной комбинации Т_К.

Определим величину К_ПУ следующих исходных данных:

- вероятность ложного приема комбинации Р_Л=10^-5;

- отрезок времени, в течение которого обеспечивается заданная вероятность ложного приема комбинации, Т_а=8,64×10⁵ с (соответствует 10 суткам);

- длительность двоичной комбинации Т_к=0,64 с, n=64.

Вероятность ложного приема комбинации определяется по формуле

где C_n ⁱ - число сочетаний из n по i. Подставляя известные величины в (5), находим допустимое число ошибок в приеме символов S=6.

Вероятность правильного приема комбинации определяется по формуле

где Р_Э - вероятность правильного приема символа двоичной комбинации. Положив Р_к=0,5, из (6) определяем требуемую величину вероятности Р_Э=0,8963.

При стробировании узкополосного шума, прошедшего через ограничитель, вероятность того, что отсчет окажется положительным, равна 0,5, а при стробировании суммы гармонического сигнала и узкополосного шума с нормальным распределением эта вероятность, представляющая собой вероятность правильного приема символа, определяется интегралом вероятности Лапласа

где - отношение сигнал/шум в полосе фильтра, согласованного с символом радиосигнала, V_m - амплитуда сигнала, σ - эффективное напряжение шума на выходе согласованного полосового фильтра (среднеквадратичное отклонение).

В нашем примере из (7) находим требуемое отношение сигнал/шум q=0,892. Коэффициент помехоустойчивости определяется по формуле

где Δf - полоса пропускания в кГц фильтра, согласованного с символом. Подставляя известные величины в (8), приходим к результату К_ПУ=3,545.

Полученный результат совпадает с величиной коэффициента К_ПУ, достигаемого при квазикогерентном приеме фазоманипулированных сигналов с последетекторным декодированием, так как вероятность правильного приема элемента фазоманипулированного сигнала при когерентном приеме определяется той же формулой (7).

Таким образом, предлагаемое устройство некогерентного приема и поэлементной обработки n-разрядных фазоманипулированных сигналов с додетекторным декодированием позволяет получить технический результат, состоящий в том, что достигается уровень помехоустойчивости системы, который считается в настоящее время предельно возможным, но не требует знания начальной фазы принимаемого сигнала и достаточно сложной схемы формирования опорных колебаний, необходимых для квазикогерентного приема, а также не требует достаточно большого времени, необходимого для синхронизации и вхождения в связь.

Изобретение относится к области информационных технологий, в частности к радиотехническим системам передачи дискретных сообщений. Достигаемый технический результат - уменьшение времени, затрачиваемого на синхронизацию опорных колебаний с принимаемым сигналом. Устройство содержит согласованный с элементом радиосигнала полосовой фильтр (1), двухсторонний ограничитель (10), декодирующее устройство (3), определитель модуля двоичного сигнала (11) и пороговое устройство (4), при этом декодирующее устройство (3) содержит стробирующее устройство (12), оперативное запоминающее устройство (13), постоянное запоминающее устройство (14), делитель частоты (15), перемножитель (16) и сумматор (17). 4 ил.

Устройство приема n-разрядных фазоманипулированных двоичных сигналов, содержащее согласованный с элементом радиосигнала полосовой фильтр, двухсторонний ограничитель, декодирующее устройство, определитель модуля двоичного сигнала и пороговое устройство, отличающееся тем, что вход декодирующего устройства подключен к выходу двухстороннего ограничителя, вход которого подключен к выходу согласованного с элементом радиосигнала полосового фильтра, выход декодирующего устройства подключен к входу определителя модуля двоичного сигнала, выход которого подключен к входу порогового устройства, при этом декодирующее устройство включает в себя последовательно соединенные стробирующее устройство и оперативное запоминающее устройство, на которое поданы сигналы с тактовой частотой f1 для записи и с тактовой частотой f2 для считывания, постоянное запоминающее устройство, к входу считывания которого подключен делитель частоты f2, перемножитель, сравнивающий на каждом тактовом интервале n отсчетов на выходе оперативного запоминающего устройства с тем же числом отсчетов, записанных в постоянное запоминающее устройство, выход перемножителя подключен к входу сумматора, определяющего алгебраическую сумму поступающих на его вход отсчетов на каждом тактовом интервале.