УСТРОЙСТВО ПРИЕМА И ОБРАБОТКИ n-РАЗРЯДНЫХ ДВОИЧНЫХ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ ПРИ НЕИЗВЕСТНОЙ НАЧАЛЬНОЙ ФАЗЕ ПРИНИМАЕМОГО РАДИОСИГНАЛА Российский патент 2010 года по МПК H04L27/22 

Изобретение относится к области информационных технологий, в частности к устройствам приема и обработки двоичных сигналов в радиотехнических системах передачи дискретных сигналов.

Известно, что наиболее высокая помехоустойчивость приема двоичных сигналов (потенциальная помехоустойчивость) достигается при работе с фазоманипулированными сигналами и при их когерентном приеме. Схема когерентного приема радиосигнала показана на фиг.1. Схема включает полосовой фильтр 1, согласованный с элементом радиосигнала, перемножитель сигналов 2, местный генератор 3, который вырабатывает колебания, точно совпадающие по фазе с принимаемым радиосигналом, фильтр нижних частот 4, в котором подавляются высокочастотные составляющие и выделяется видеосигнал.

Поскольку начальная фаза принимаемого сигнала на приемной стороне всегда неизвестна, когерентный прием на практике реализовать невозможно. Поэтому в отдельных случаях применяют так называемый квазикогерентный прием, при котором опорные колебания выделяются из принимаемого сигнала с помощью узкополосных фильтров, схемы фазовой автоподстройки и др., или структура опорных колебаний изменяется по определенной программе до точного совпадения сигналов на входах перемножителя, после чего наступает режим когерентного приема.

При любом варианте реализации квазикогерентный прием связан достаточно длительной процедурой синхронизации и вхождения в связь, что во многих случаях совершенно неприемлемо.

В качестве прототипа взята схема квазикогерентного приема и обработки фазоманипулированных двоичных сигналов, известная как схема акад. Пистолькорца, приведенная в книге: И.М.Тепляков, И.Д.Калашников, Б.В.Рощин. Радиолинии космических систем передачи информации. - М.: Сов. радио, 1975. 392 с., с.184, и дополненная декодирующим и пороговым устройствами. Она показана на фиг.2 и содержит полосовой фильтр 1, перемножитель сигналов 2, удвоитель частоты 5, полосовой фильтр 6, делитель частоты на два 7, фазовращатель 8, фильтр нижних частот 4, ограничитель 9, декодирующее устройство 10 и пороговое устройство 11.

Для формирования опорного колебания здесь используются элементы 5, 6, 7, 8. В качестве удвоителя частоты 5 может быть использован двухполупериодный неинерционный линейный или квадратичный детектор. После детектирования фазовая манипуляция исчезает, а чистота сигнала удваивается. Полосовой фильтр 6 является узкополосным, он настроен на вторую гармонику сигнала. В нем сигнал в значительной мере очищается от помех. После деления чистоты на два восстанавливается частота неманипулированного сигнала, который после коррекции фазы в фазовращателе 8 поступает на вход перемножителя 2.

Подробная схема декодирующего устройства 10 приводится на фиг.3. Она содержит стробирующее устройство 12, оперативное запоминающее устройство 13, постоянное запоминающее устройство 14, делитель частоты 7, перемножитель единичных отсчетов 15, сумматор 16.

На вход декодирующего устройства 10 поступает последовательность прямоугольных импульсов разного знака, сформированных при прохождении сигнала через ограничитель. Каждый элемент (символ) двоичного сигнала стробируется N короткими стробимпульсами. Таким образом, на вход оперативного запоминающего устройства 13 поступает поток единичных отсчетов разного знака. Тактовая частота записи информации в ячейки оперативного запоминающего устройства определяется по формуле

где С - скорость передачи информации, бит/с.

С частотой, равной

информация считывается с выхода оперативного запоминающего устройства. Здесь n - разрядность двоичного сигнала (количество символов в двоичной комбинации).

Код ожидаемого двоичного сигнала записан в n ячейках постоянного запоминающего устройства 14. Частота считывания информации с постоянного запоминающего устройства в N раз меньше, чем f₂, и составит

На каждом тактовом интервале, равном T₁=1/f₁, n отсчетов принимаемого сигнала сравниваются с n отсчетами, записанными в постоянном запоминающем устройстве, путем перемножения отсчетов. При совпадении отсчетов на выходе перемножителя 15 формируется единичный отсчет положительного знака, а при их несовпадении - отрицательного знака.

Число совпадений отсчетов на каждом тактовом интервале определяется сумматором 16 так, что двоичные числа на выходе сумматора будут представлять собой выходной сигнал декодирующего устройства. Сказанное выше свидетельствует о том, что декодирующее устройство фиг.3 можно рассматривать как дискретный (цифровой) фильтр, согласованный с принимаемой двоичной комбинацией.

Схема предлагаемого устройства некогерентного приема и поэлементной обработки n-разрядного фазоманипулированного двоичного сигнала представлена на фиг.4. Схема содержит полосовой фильтр 1, согласованный с элементом радиосигнала или квазиоптимальный, местный генератор 3, блок фазовращателей 17, N каналов связи и обработки сигнала, в каждом из которых имеются перемножитель сигналов 2, фильтр нижних частот 4, двухсторонний ограничитель 18, декодирующее устройство 10, устройство определения модуля двоичного числа 19, пороговое устройство 11 и общий для всех каналов элемент логического сложения 20 (схема "ИЛИ").

На фиг.4 показан вариант построения устройства с четырьмя каналами обработки (N=4). В этом случае разность фаз гармонических колебаний на выходах фазовращателей составит

Декодированию подвергаются видеосигналы, выделяемые на выходах фильтров нижних частот 4. n-разрядный двоичный сигнал считается принятым, если он правильно принят хотя бы в одном из каналов, то есть если сигнал возникает хотя бы на одном из входов элемента логического сложения 20.

Число каналов N=4 можно рассматривать как наиболее приемлемое. При меньшем числе N (например, при N=3) имеет место заметное снижение вероятности правильного приема сигнала, а при их большем числе вероятность правильного приема сигнала возрастает незначительно. На фиг.5 показаны векторные диаграммы гармонических колебаний, поступающих с выходов фазовращателей на соответствующие входы перемножителей сигналов при N=2, N=3 и N=4. Векторные диаграммы фактически перекрывают всю фазовую плоскость от 0 до 2 π, поскольку имеющаяся двузначность начальной фазы принимаемого сигнала устраняется с помощью устройств определения модуля 19.

В схеме осуществляется поэлементная обработка двоичного сигнала. Ограничители в каждом канале играют роль решающей схемы при приеме символа, а пороговые устройства играют роль решающей схемы при приеме всей двоичной комбинации. Решение о правильном приеме двоичной комбинации принимается, когда выходной сигнал декодирующего устройства достигает порогового уровня и превышает его.

Во всех трех вариантах построения устройства предполагается, что на выходе полосового фильтра Ф действует сумма гармонического сигнала и узкополосного шума

где V_m - амплитуда сигнала, A(t), B(t) - независимые низкочастотные шумовые процессы с нулевой средней и с нормальным распределением. Мощность их одинакова и совпадает с мощностью узкополосного шума

Вероятность правильного приема символа при когерентном приеме фазоманипулированного сигнала определяется по формуле

где - отношение сигнал/шум в полосе согласованного фильтра Ф.

- интеграл вероятности Лапласа.

Расчет ведется по отношению к двоичному сигналу с разрядностью n=64. Скорость передачи информации принята равной С=100 бит/с. Двоичная комбинация считается принятой правильно при правильном приеме не менее n-S символов из n, то есть допускается не более S ошибок в приеме символов, причем место ошибки в комбинации может быть любое.

Вероятность правильного приема двоичной комбинации определяется выражением

Шумовые процессы в каналах (на выходах фильтров нижних частот) являются независимыми только в том случае, когда опорные колебания, подводимые к перемножителям сигналов, отличаются по фазе точно на π/2. В силу этого определим зависимость вероятности правильного приема от разности фаз принимаемого сигнала и опорного колебания, являющейся случайной величиной, путем моделирования процессов в рассматриваемом устройстве на ЭВМ. Расчеты для всех трех вариантов построения устройства будут выполнены при S=5, q=1,3176, которым соответствуют вероятности Р_Э=0,9688 и Р_К=0,9852.

Вероятность правильного приема комбинации Р_К=0,9852 теоретически может быть достигнута только при когерентном приеме радиосигнала. Ниже в таблице приводится зависимость вероятности правильного приема n-разрядной двоичной комбинации от разности фаз φ радиосигнала на входе устройства и опорного колебания, снимаемого с выхода соответствующего фазовращателя при N=2; 3; 4.

N=2 N=3 N=4 φ, град Р_К φ, град Р_К φ, град Р_К 0 0,9869 0 0,9871 0 0,99 10 0,9820 5 0,9857 5 0,9899 20 0,9585 10 0,9836 10 0,9898 30 0,8758 15 0,9808 15 0,9906 40 0,7125 20 0,9761 20 0,9889 45 0,6708 25 0,9717 22,5 0,9878 50 0,7045 30 0,9717 25 0,9877 60 0,8740 35 0,9730 30 0,9884 70 0,9563 40 0,9743 35 0,9882 80 0,9796 45 0,9794 40 0,9887 90 0,9869 50 0,9818 45 0,99   55 0,9854   60 0,9870

Из таблицы видно, что минимальная вероятность правильного приема двоичной комбинации имеет место при . В частности, для N=2 она составляет 0,6708 и резко возрастает с увеличением числа каналов N. При N=4 вероятность правильного приема комбинации практически не зависит от случайной фазы принимаемого радиосигнала.

Таким образом достигается технический результат, состоящий в том, что предельно возможная (потенциальная) помехоустойчивость реализуется при неизвестной фазе принимаемого сигнала, при этом не требуется в отличие от квазикогерентного приема дополнительное время для вхождения в связь, что расширит возможности применения фазоманипулированных сигналов в радиотехнических системах передачи дискретной информации.

Предлагаемое устройство для нормального функционирования требует достаточно высокой стабильности сигнала. Расчеты показывают, что, если допускается пятипроцентная потеря амплитуды сигнала из-за ухода частоты сигнала от своего номинального значения, требование к относительной стабильности частоты определяется выражением

где f₀ - частота сигнала, Т_К - его длительность.

Изобретение относится к радиотехническим системам передачи дискретных сигналов и может использоваться для некогерентного приема и поэлементной обработки фазоманипулированных двоичных сигналов. Достигаемый технический результат - возможность реализовать предельно возможную помехоустойчивость системы при неизвестной начальной фазе принимаемого радиосигнала. Устройство содержит полосовой фильтр, местный генератор, блок фазовращателей, N каналов приема и обработки, каждый из которых включает перемножитель сигналов, фильтр нижних частот, двухсторонний ограничитель, декодирующее устройство, вычислитель модуля и пороговое устройство, элемент логического сложения «ИЛИ». 5 ил., 1 табл.

Устройство некогерентного приема и поэлементной обработки n-разрядного двоичного фазоманипулированного сигнала, содержащее полосовой фильтр, согласованный с элементом радиосигнала, местный генератор, блок фазовращателей, подключенный к выходу местного генератора и на N выходах которого формируются опорные колебания, сдвинутые по фазе на величину 2π/N, а также N каналов приема и обработки, каждый из которых включает: перемножитель сигналов, один вход которого соединен с выходом полосового фильтра, а другой вход - с соответствующим выходом блока фазовращателей, фильтр нижних частот, вход которого соединен с выходом перемножителя сигналов, двухсторонний ограничитель и декодирующее устройство, отличающееся тем, что вход декодирующего устройства через двухсторонний ограничитель подключен к выходу фильтра нижних частот, а выход декодирующего устройства - через вычислитель модуля - ко входу порогового устройства, выходы пороговых устройств соединены с N входами элемента логического сложения «ИЛИ».