СПОСОБ И УСТРОЙСТВО КОМПАНДИРОВАНИЯ ЗВУКОВЫХ ВЕЩАТЕЛЬНЫХ СИГНАЛОВ Российский патент 2024 года по МПК H04B1/64 H03M7/50 

Область техники

Изобретение относится к электросвязи и может быть использовано для передачи звуковых вещательных сигналов в аналоговых и цифровых каналах связи.

Уровень техники

Известен способ компандирования, реализованный в устройстве (а.с. № SU 1665518 А1 БИ №27 от 23.07.1991 г.), включающий на передающей стороне суммирование звукового сигнала, компрессию этого сигнала, низкочастотную фильтрацию, суммирование с меньшим по уровню частотно-модулированным управляющим сигналом, модуляцию и перенос спектров в область высоких частот с одной боковой полосой частот, ограничение динамического диапазона управляющего сигнала, компрессию высокочастотного сигнала и высокочастотную фильтрацию. А на приемной стороне - экспандирование компрессированного высокочастотного сигнала, высокочастотную фильтрацию и демодуляцию этого сигнала, суммирование компрессированного звукового сигнала и его экспандирование, полосовую фильтрацию и демодуляцию частотно-модулирующего управляющего сигнала, низкочастотную фильтрацию с выделением восстановленного звукового сигнала.

Недостатком известного способа и устройства является то, что звуковые сигналы могут передаваться только в высокочастотных каналах связи, при этом процессы модуляции и демолуляции сигналов вносят дополнительные искажения и помехи в эти сигналы. Кроме того, здесь имеет место недостаточное качество компандирования, выражающееся в искажениях формы звукового сигнала, в модуляции переменным коэффициентом передачи высокочастотных составляющих сигнала и шумов, а также в снижении заметности шума только в паузе.

Наиболее близким способом того же назначения к заявленному является способ компандирования звуковых вещательных сигналов, (патент № 2691122, БИ №17, 11.06.2019), включающий на передающей стороне частотную коррекцию аналогового звукового вещательного сигнала передачи, амплитудное ограничение этого сигнала, аналого-цифровое преобразование сигнала с формированием таким образом цифрового вещательного сигнала передачи, формирование сопряженного ему по Гильберту ортогонального сигнала передачи и получение таким образом комплексного сигнала передачи, из которого выделяют сигнал косинуса фазы передачи и сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, а также умножение сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи на сигнал косинуса фазы передачи и получение восстановленного цифрового вещательного сигнала передачи, а на приемной стороне - формированием из цифрового вещательного сигнала приема сопряженного ему по Гильберту ортогонального сигнала приема и получение таким образом комплексного сигнала приема, из которого выделяют сигнал косинуса фазы приема и сигнал гильбертовской амплитудной огибающей приема, а также а также умножение сигнала гильбертовской амплитудной огибающей приема на сигнал косинуса фазы приема и получение восстановленного цифрового вещательного сигнала приема, из которого путем цифроаналогового преобразования формируют восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема.

Известно устройство компандирования звуковых вещательных сигналов, (патент № 2691122, БИ №17, 11.06.2019), содержащее на передающей стороне последовательно соединенные источник звуковых сигналов, блок коррекции, ограничитель, аналого-цифровой преобразователь, первый блок формирования ортогонального сигнала, первый блок модуляционного разложения сигнала, а также первый блок модуляционного восстановления сигнала, а на приемной стороне последовательно соединенные второй блок формирования ортогонального сигнала, второй блок модуляционного разложения сигнала, а также второй блок модуляционного восстановления сигнала, цифроаналоговый преобразователь и блок обратной коррекции.

Недостатком известного способа и устройства является недостаточная защищенность сигналов малого уровня от помех канала передачи, а также шумов квантования и высокая разрядность представления цифрового вещательного сигнала в канале передачи.

Сущность изобретения

Задачей предлагаемого изобретения является в повышении защищенности сигналов малого уровня от помех канала передачи, а также шумов квантования без искажений формы этих сигналов и снижение разрядности представления цифрового вещательного сигнала в канале передачи.

Задача решается за счет использования на передающей стороне гильбертовской амплитудной огибающей передачи, выделяемой цифровым методом из звукового вещательного сигнала передачи, из которого выделяется также сигнал косинуса фазы передачи. Сегментации сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи на одинаковые сегменты, определения пиковой амплитуды гильбертовской амплитудной огибающей на каждом сегменте и нахождения коэффициента нормализации на каждом сегменте гильбертовской амплитудной огибающей по отношению к предельно допустимой амплитуде сигнала в канале. Компрессии гильбертовской амплитудной огибающей передачи путем ее перемножения на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента и получения компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей передачи. Объединения сигнала коэффициентов нормализации гильбертовской амплитудной огибающей с сигналом сегментации на каждом сегменте и получение цифрового управляющего сигнала передачи. Умножения компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей передачи на сигнал косинуса фазы передачи и получения компрессированного цифрового вещательного сигнала передачи. Цифрового объединения компрессированного цифрового вещательного сигнала передачи с цифровым управляющим сигналом передачи и получения цифрового выходного вещательного сигнала передачи.

А на приемной стороне разделение цифрового входного вещательного сигнала приема на компрессированный цифровой вещательный сигнал приема и на цифровой управляющий сигнал приема. Выделение из компрессированного цифрового вещательного сигнала приема компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема и сигнала косинуса фазы приема. Разделение цифрового управляющего сигнала приема на сигнал коэффициентов нормализации гильбертовской амплитудной огибающей и сигнал сегментации для каждого сегмента. Сегментация сигнала компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема на сегменты при помощи сигнала сегментации. Экспандирование компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема путем ее деления на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента и получение восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема. Перемножение восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема на сигнал косинуса фазы приема и получение восстановленного цифрового вещательного сигнала приема. Цифроаналогового преобразования восстановленного цифрового вещательного сигнала приема и получения выходного аналогового звукового вещательного сигнала приема.

Предлагаемый способ компандирования звуковых вещательных сигналов, включающий на передающей стороне частотную коррекцию аналогового звукового вещательного сигнала передачи, амплитудное ограничение этого сигнала, аналого-цифровое преобразование сигнала с формированием таким образом цифрового вещательного сигнала передачи, формирование сопряженного ему по Гильберту ортогонального сигнала передачи и получение таким образом комплексного сигнала передачи, из которого выделяют сигнал косинуса фазы передачи и сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, сегментация сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи на сегменты длительностью в k миллисекунд каждый (k от 10 мс до 500 мс), определение пиковой амплитуды на каждом сегменте гильбертовской амплитудной огибающей, нахождение коэффициента нормализации на каждом сегменте гильбертовской амплитудной огибающей по отношению к предельно допустимой амплитуде сигнала в канале, компрессия гильбертовской амплитудной огибающей передачи путем ее перемножения на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента и получение компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей передачи, объединение коэффициентов нормализации гильбертовской амплитудной огибающей с сигналом сегментации для каждого сегмента и получение цифрового управляющего сигнала передачи, перемножение компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей передачи на сигнал косинуса фазы передачи и получение компрессированного цифрового вещательного сигнала передачи, цифровое объединение компрессированного цифрового вещательного сигнала передачи с цифровым управляющим сигналом передачи для каждого сегмента гильбертовской амплитудной огибающей и получение в результате цифрового выходного вещательного сигнала передачи, а на приемной стороне - разделение цифрового входного вещательного сигнала приема на компрессированный цифровой вещательный сигнал приема и на цифровой управляющий сигнал приема для каждого сегмента гильбертовской амплитудной огибающей, формирование в отношении компрессированного цифрового вещательного сигнала приема, сопряженного ему по Гильберту ортогонального сигнала приема и получение таким образом комплексного сигнала приема, из которого выделяют сигнал косинуса фазы приема и сигнал компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема, разделение цифрового управляющего сигнала приема на сигнал коэффициентов нормализации и сигнал сегментации для каждого сегмента гильбертовской амплитудной огибающей, сегментация сигнала компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема на сегменты длительностью в k миллисекунд каждый при помощи сигнала сегментации, экспандирование компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема путем ее деления на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента и получение восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема, перемножение восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема на сигнал косинуса фазы приема и получение восстановленного цифрового вещательного сигнала приема, из которого путем цифроаналогового преобразования формируют восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема.

А в устройство компандирования звуковых вещательных сигналов, содержащее на передающей стороне последовательно соединенные источник звуковых сигналов, блок коррекции, ограничитель, аналого-цифровой преобразователь, первый блок формирования ортогонального сигнала, первый блок модуляционного разложения сигнала, а также первый блок модуляционного восстановления сигнала, а на приемной стороне последовательно соединенные второй блок формирования ортогонального сигнала, второй блок модуляционного разложения сигнала, а также последовательно соединенные второй блок модуляционного восстановления сигнала, цифроаналоговый преобразователь и блок обратной коррекции, дополнительно введены на передающей стороне последовательно соединенные блок сегментации, блок определения пиковой амплитуды, блок определения коэффициента нормализации, компрессор, а также линия задержки и блок объединения цифровых сигналов, при этом первый и второй выходы первого блока формирования ортогонального сигнала соединены, соответственно, с первым и вторым входами первого блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен со входом блока сегментации и со входом линия задержки, а его второй выход соединен со вторым входом первого блока модуляционного восстановления сигнала, первый вход которого соединен с первым выходом компрессора, а его выход подключен к первому входу блока объединения цифровых сигналов, второй вход которого соединен со вторым выходом компрессора, первый вход которого соединен с выходом блока определения коэффициента нормализации, а его второй вход соединен с выходом линии задержки, при этом выход блока объединения цифровых сигналов является выходом передающей стороны устройства, а на приемной стороне дополнительно введены блок разделения цифровых сигналов, блок задержки и экспандер, при этом вход блока разделения цифровых сигналов является входом приемной стороны устройства, а его первый выход соединен со входом второго блока формирования ортогонального сигнала, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами второго блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом экспандера, а его второй выход соединен со вторым входом второго блока модуляционного восстановления сигнала, первый вход которого соединен с выходом экспандера, второй вход которого соединен с выходом блока задержки, вход которого соединен со вторым выходом блока разделения цифровых сигналов, при этом выход блока обратной коррекции является выходом приемной стороны устройства.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство компандирования звуковых вещательных сигналов, в отличие от прототипа, позволяет повысить защищенность сигналов малого уровня от помех канала передачи, а также шумов квантования без искажений формы этих сигналов, что позволяет снизить разрядность представления цифрового вещательного сигнала в канале передачи. Вследствие этого удается повысить качество и эффективность передачи звуковых вещательных сигналов.

Перечень фигур

Предложенный способ и устройство поясняются фигурами, на которых показаны:

Фиг. 1. Структурная схема устройства компандирования звуковых вещательных сигналов.

Фиг. 2. Схема блока формирования ортогонального сигнала.

Фиг. 3. Схема блока модуляционного разложения сигнала.

Фиг. 4. Схема блока модуляционного восстановления сигнала.

Фиг. 5. Схема блока сегментации.

Фиг. 6. Схема блока определения пиковой амплитуды.

Фиг. 7. Схема блока определения коэффициента нормализации.

Фиг. 8. Схема компрессора.

Фиг. 9. Схема экспандера.

Фиг. 10. Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала.

Фиг. 11. Временные диаграммы работы схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала.

Фиг. 12. Схема перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала.

Фиг. 13. Временные диаграммы работы схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок формирования ортогонального сигнала.

Осуществление изобретения

Особенностью предлагаемого способа компандирования звуковых вещательных сигналов, в отличие от прототипа, заключается в повышении защищенности сигналов малого уровня от помех канала передачи, а также шумов квантования без искажений формы этих сигналов, что позволяет снизить разрядность представления цифрового вещательного сигнала в канале передачи.

В основе предлагаемого способа лежит компандирование не самого широкополосного звукового вещательного сигнала, а выделяемой из него цифровым методом гильбертовской амплитудной огибающей, которая сегментируется на сегменты, на каждом из которых определяется пиковая амплитуда огибающей. Далее, на каждом сегменте гильбертовской амплитудной огибающей определяется коэффициент нормализации по отношению к предельно допустимой амплитуде сигнала в канале. Затем осуществляется компрессия гильбертовской амплитудной огибающей передачи путем ее перемножения на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента. Кроме того, осуществляется объединение сигнала коэффициентов нормализации гильбертовской амплитудной огибающей с сигналом сегментации для каждого сегмента и получение цифрового управляющего сигнала передачи. После этого компрессированная гильбертовская амплитудная огибающая используется для получения компрессированного цифрового вещательного сигнала передачи, путем умножения компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей передачи на сигнал косинуса фазы передачи, выделенного вместе с гильбертовской амплитудной огибающей. Далее осуществляют цифровое объединение: компрессированного цифрового вещательного сигнала передачи с цифровым управляющим сигналом передачи для каждого сегмента и получают в результате цифровой выходной вещательный сигнал передачи.

А на приемной стороне - разделение цифрового входного вещательного сигнала приема на компрессированный цифровой вещательный сигнал приема и на цифровой управляющий сигнал приема для каждого сегмента. Затем из компрессированного цифрового вещательного сигнала приема осуществляют выделение сигнала косинуса фазы приема и сигнала компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема. А цифровой управляющий сигнал приема разделяют на сигнал коэффициентов нормализации гильбертовской амплитудной огибающей и сигнал сегментации для каждого сегмента. После этого осуществляют сегментацию сигнала компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема на сегменты при помощи сигнала сегментации. Далее производится экспандирование компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема путем ее деления на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента и получение восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема. Затем осуществляют перемножение восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема на сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный цифровой вещательный сигнал приема. Из этого сигнала путем цифроаналогового преобразования формируют восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема.

Способ компандирования звуковых вещательных реализуется следующим образом. На передающей стороне исходный аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи от источника звуковых сигналов подвергается частотной коррекции (фиг. 1) с небольшим подъемом высокочастотных составляющих сигнала, что позволяет слегка увеличить амплитуду наиболее низкоуровневых компонент данного сигнала. После этого над сигналом осуществляют амплитудное ограничение перед его аналого-цифровым преобразованием. Амплитудное ограничение позволяет согласовать амплитуду звукового вещательного сигнала с динамическим диапазоном аналого-цифрового преобразователя. Аналого-цифровое преобразование позволяет сформировать цифровой вещательный сигнал передачи из аналогового звукового вещательного сигнала передачи. Далее из цифрового вещательный сигнала передачи осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту ортогонального сигнала передачи, согласно (Радиовещание и электроакустика. Под ред. Ковалгина Ю.А. М. Радио и связь, 1999,с.75):

где S₁(t) - сопряженный по Гильберту сигнал от исходного цифрового вещательного сигнала S(t).

Сопряженный по Гильберту сигнал является точно таким же как и исходный сигнал, но имеющий поворот фазы всех своих спектральных составляющих на 90°.

Далее из полученного таким образом комплексного сигнала, состоящего из S(t) и S₁(t) выделяют пару параметрических сигналов, содержащую сигнал гильбертовской амплитудной огибающей A(t) передачи и сигнал косинуса фазы cos φ(t) передачи, согласно (Радиовещание и электроакустика. Под ред. Ковалгина Ю.А. М. Радио и связь, 1999,с.75):

Таким образом, для выделения гильбертовской амплитудной огибающей A(t), согласно [2] необходимо каждый из сигналов S(t) и S₁(t) возвести в квадрат, после чего складывают и получают:

Далее, согласно [2] необходимо полученный сигнал [4] подвергнуть операции извлечения квадратного корня.

Сигнал косинуса фазы получают путем деления исходного цифрового вещательного сигнала S(t) на гильбертовскую амплитудную огибающую A(t), согласно [3].

Преобразование Гильберта позволяет представить сигнал в виде произведения двух функций - огибающей A(t) и косинуса фазы cos φ(t):

Далее полученный таким образом сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи подвергается сегментации на сегменты длительностью в k миллисекунд каждый (k от 10 мс до 500 мс), После этого производится определение пиковой амплитуды огибающей на каждом сегменте этой гильбертовской амплитудной огибающей. Затем осуществляют определение коэффициента нормализации на каждом сегменте гильбертовской амплитудной огибающей по отношению к предельно допустимой амплитуде сигнала в канале, путем деления этой предельно допустимой амплитуды на пиковое значение амплитуды огибающей на каждом сегменте.

Далее осуществляют компрессию гильбертовской амплитудной огибающей передачи путем ее перемножения на каждом сегменте на найденный коэффициент нормализации данного сегмента и получают компрессированную по амплитуде гильбертовскую амплитудную огибающую передачи A_к(t). Кроме того, осуществляют объединение сигнала коэффициентов нормализации гильбертовской амплитудной огибающей с сигналом сегментации для каждого сегмента и получают цифровой управляющий сигнал передачи.

После этого производят перемножение компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей передачи A_к(t). на сигнал косинуса фазы передачи cos φ(t) и получают компрессированный цифровой вещательный сигнал передачи S_к(t).

Затем осуществляют цифровое объединение компрессированного цифрового вещательного сигнала передачи с цифровым управляющим сигналом передачи для каждого сегмента и получают в результате цифровой выходной вещательный сигнал передачи.

А на приемной стороне осуществляют разделение цифрового входного вещательного сигнала приема на компрессированный цифровой вещательный сигнал приема S_к(t) и на цифровой управляющий сигнал приема для каждого сегмента.

Далее из компрессированного цифрового вещательного сигнала приема S_к(t). осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту ортогонального сигнала приема, подобно тому как это делалось на передающей стороне. Затем из полученного таким образом комплексного сигнала приема, выделяют пару параметрических сигналов, содержащую сигнал компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t) и сигнал косинуса фазы приема cos φ(t), согласно формулам [2] и [3]. А цифровой управляющий сигнал приема разделяют на сигнал коэффициентов нормализации гильбертовской амплитудной огибающей и сигнал сегментации для каждого сегмента.

После этого осуществляют сегментацию сигнала компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t) на сегменты длительностью в k миллисекунд каждый при помощи сигнала сегментации. Затем осуществляют экспандирование компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема путем ее деления на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента и получают восстановленную по амплитуде гильбертовскую амплитудную огибающую приема A_в(t).

Далее производят перемножение восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_в(t) на сигнал косинуса фазы приема cos φ(t) и получают восстановленный цифровой вещательный сигнал приема S_в(t).

После этого над восстановленным цифровым вещательным сигналом приема S_в(t) осуществляют цифроаналоговое преобразование и формируют восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию с небольшим опусканием высокочастотных составляющих сигнала и получают таким образом выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, соответствующий исходному аналоговому звуковому вещательному сигналу передачи.

Способ осуществляют при помощи устройства, которое содержит на передающей стороне (фиг. 1) последовательно соединенные источник звуковых сигналов (ИЗС) 1, блок коррекции (БК) 2, ограничитель 3, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 4, первый блок формирования ортогонального сигнала (БФОС₁) 5, первый блок модуляционного разложения сигнала (БМРС₁) 6, а также первый блок модуляционного восстановления сигнала (БМВС₁) 7, а на приемной стороне - последовательно соединенные второй блок формирования ортогонального сигнала (БФОС₂) 8, второй блок модуляционного разложения сигнала (БМРС₂) 9, а также последовательно соединенные второй блок модуляционного восстановления сигнала (БМВС₂) 10, цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) 11 и блок обратной коррекции (БОК) 12. В устройство дополнительно введены на передающей стороне последовательно соединенные блок сегментации (БС) 13, блок определения пиковой амплитуды (БОПА) 14, блок определения коэффициентов нормализации (БОКН) 15, компрессор 16, а также линия задержки (ЛЗ) 17 и блок объединения цифровых сигналов (БОЦС) 18. При этом первый и второй выходы первого БФОС₁ 5 соединены, соответственно, с первым и вторым входами первого БМРС₁ 6, первый выход которого соединен с входом БС 13 и со входом ЛЗ 17, а его второй выход соединен со вторым входом первого БМВС₁ 7, первый вход которого соединен с первым выходом компрессора 16, а его выход подключен к первому входу БОЦС 18, второй вход которого соединен со вторым выходом компрессора 16, первый вход которого соединен с выходом БОКН 15, а его второй вход соединен с выходом ЛЗ 17. При этом выход БОЦС 18 является выходом передающей стороны устройства.

А на приемной стороне дополнительно введены (фиг. 1) блок разделения цифровых сигналов (БРЦС) 19, блок задержки (БЗ) 20 и экспандер 21. При этом вход БРЦС 19 является входом приемной стороны устройства, а его первый выход соединен с входом второго БФОС₂ 8, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами второго БМРС₂ 9, первый выход которого соединен с первым входом экспандера 21, а его второй выход соединен со вторым входом второго БМВС₂ 10, первый вход которого соединен с выходом экспандера 21, второй вход которого соединен с выходом БЗ 20, вход которого соединен со вторым выходом БРЦС 19. При этом выход БОК 12 является выходом приемной стороны устройства.

Предлагаемый способ осуществляется при помощи предлагаемого устройства следующим образом (Фиг. 1). На передающей стороне исходный аналоговый звуковой вещательный сигнал передачи от источника звуковых сигналов 1 поступает на вход БК 2, в котором подвергается частотной коррекции. После этого сигнал с выхода БК 2 подается на вход ограничителя 3, в котором над сигналом осуществляют амплитудное ограничение. Далее сигнал с выхода ограничителя 3 поступает на вход АЦП 4, в котором производится формирование цифрового вещательного сигнала передачи из аналогового звукового вещательного сигнала передачи. При этом за счет повышения защищенности сигналов малого уровня в предлагаемом способе и устройстве на выходе АЦП 4 можно снизить разрядность представление сигнала вместо существующего 16 разрядного представления, например, до 14 разрядного представления. Затем сигнал с выхода АЦП 4 подается на вход первого БФОС₁ 5, в котором из цифрового вещательного сигнала передачи осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту цифрового ортогонального сигнала передачи. После этого цифровой вещательный сигнал передачи и цифровой ортогональный сигнал передачи, соответственно, с первого и второго выходов первого БФОС₁ 5 поступают, соответственно, на первый и второй входы первого БМРС₁ 6, в котором из полученного таким образом комплексного сигнала, состоящего из S(t), поступающего на первый вход первого БМРС₁ 6 и сигнала S₁(t), поступающего на второй вход первого БМРС₁ 6, выделяют пару параметрических сигналов, содержащую сигнал косинуса фазы cos φ(t) передачи, поступающий на второй выход первого БМРС₁ 6 и сигнал гильбертовской амплитудной огибающей A(t) передачи, поступающий на первый выход первого БМРС₁ 6. Далее сигнал косинуса фазы cos φ(t) передачи с второго выхода первого БМРС₁ 6 подается на второй вход первого БМВС₁ 7, а сигнал гильбертовской амплитудной огибающей A(t) передачи с первого выхода первого БМРС₁ 6 подается на вход БС 13 и на вход ЛЗ 17. В БС 13 сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи A(t) подвергается сегментации на сегменты длительностью в k миллисекунд каждый (k может быть от 10 мс до 500 мс). Затем сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи A(t), сегментированный на сегменты длительностью в k миллисекунд каждый поступает с выхода БС 13 на вход БОПА 14, в котором производится определение пиковой амплитуды А_пик огибающей на каждом сегменте этой гильбертовской амплитудной огибающей. После этого сигналы, соответствующие пиковым амплитудам А_пик огибающей на каждом сегменте этой гильбертовской амплитудной огибающей с выхода БОПА 14 подаются на вход БОКН 15, в котором осуществляют нахождение коэффициента нормализации К_н на каждом сегменте гильбертовской амплитудной огибающей по отношению к предельно допустимомой амплитуде А_пр сигнала в канале. Это выполняется путем деления предельно допустимой амплитуды А_пр сигнала в канале на пиковую амплитуду огибающей А_пик для каждого сегмента этой огибающей К_н = А_пр / А_пик. Полученные К_н для каждого сегмента гильбертовской амплитудной огибающей передачи с выхода БОКН 15 поступают на первый вход компрессора 16, на второй вход которого с выхода ЛЗ 17 подается сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи A(t). Время задержки сигнала в ЛЗ 17 равно длительности одного сегмента в k миллисекунд. В компрессоре 16 осуществляют компрессию гильбертовской амплитудной огибающей передачи A(t) путем ее перемножения на каждом сегменте на коэффициент нормализации К_н данного сегмента и получают компрессированную по амплитуде гильбертовскую амплитудную огибающую передачи A_к(t) = A(t) ⋅ К_н. Кроме того, в компрессоре 16 осуществляют объединение сигнала коэффициентов нормализации гильбертовской амплитудной огибающей с сигналом сегментации для каждого сегмента и получают цифровой управляющий сигнал передачи. Далее компрессированная по амплитуде гильбертовская амплитудная огибающая передачи A_к(t) поступает с первого выхода компрессора 16 на первый вход первого БМВС₁ 7, на второй вход которого подается сигнал косинуса фазы передачи cos φ(t). В БМВС₁ 7 осуществляют перемножение компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей передачи A_к(t) на сигнал косинуса фазы передачи cos φ(t) и получают компрессированный цифровой вещательный сигнал передачи S_к(t).

После этого компрессированный цифровой вещательный сигнал передачи S_к(t) подается на первый вход БОЦС 18, на второй вход которого поступает цифровой управляющий сигнал передачи с второго выхода компрессора 16. В БОЦС 18 осуществляют цифровое объединение компрессированного цифрового вещательного сигнала передачи S_к(t) с цифровым управляющим сигналом передачи и получают в результате цифровой выходной вещательный сигнал передачи.

А на приемной стороне (фиг. 1) входной цифровой вещательный сигнал приема поступает на вход БРЦС 19, в котором осуществляют цифровое разделение компрессированного цифрового вещательного сигнала приема S_к(t) от цифрового управляющего сигнала приема для каждого сегмента. Далее компрессированный цифровой вещательный сигнал приема S_к(t) с первого выхода БРЦС 19 поступает на вход второго БФОС₂ 8, в котором из компрессированного цифрового вещательного сигнала приема осуществляют формирование сопряженного ему по Гильберту ортогонального сигнала приема. После этого сигналы с первого и второго выходов второго БФОС₂ 8 поступают, соответственно, на первый и второй входы второго БМРС₂ 9, в котором из полученного таким образом комплексного сигнала, состоящего из S_к(t), поступающего на первый вход второго БМРС₂ 9 и сигнала S₁(t), поступающего на второй вход второго БМРС₂ 9, выделяют пару параметрических сигналов, содержащую сигнал косинуса фазы cos φ(t) приема, поступающий на второй выход второго БМРС₂ 9 и сигнал компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t), поступающий на первый выход второго БМРС₂ 9. Далее сигнал косинуса фазы cos φ(t) приема с второго выхода второго БМРС₂ 9 подается на второй вход второго БМВС₂ 10, а сигнал компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t) с первого выхода второго БМРС₂ подается на первый вход экспандера 21. На второй вход экспандера 21 поступает с выхода БЗ 20 цифровой управляющий сигнал приема, который подается на вход БЗ 20 с второго выхода БРЦС 19. Блок БЗ 20 необходим для задержки цифрового управляющего сигнала приема на время равное времени задержки сигнала компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t) при его прохождении через второй БФОС₂ 8 и второй БМРС₂ 9. В экспандере 21 осуществляют разделение сигнала коэффициентов нормализации гильбертовской амплитудной огибающей приема и сигнала сегментации для каждого сегмента. В результате задержки и использования сигнала сегментации, сигнал каждого коэффициента нормализации К_н появляется одновременно с началом каждого сегмента компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t). Т.о. с помощью сигнала сегментации и сигнала коэффициентов нормализации К_н в экспандере 21 осуществляется сегментация сигнала компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t) и ее экспандирование. При этом экспандирование компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t) осуществляют путем ее деления на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента К_н и получают на каждом сегменте восстановленную по амплитуде гильбертовскую амплитудную огибающую приема A_в(t) = A_к(t) / К_н. Далее этот сигнал восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_в(t) с выхода экспандера 21 поступает на первый вход второго БМВС₂ 10, на второй вход которого подается сигнал косинуса фазы приема cos φ(t). Во втором БМВС₂ 10 эти два сигнала перемножают и получают на его выходе восстановленный цифровой вещательный сигнал приема S_в(t).

Затем восстановленный цифровой вещательный сигнал приема S_в(t) с выхода второго БМВС₂ 10 подается на вход ЦАП 11, на выходе которого формируют восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема. После этого восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема с выхода ЦАП 11 подается на вход БОК 12, в котором подвергается обратной частотной коррекции с небольшим опусканием высокочастотных составляющих сигнала. С выхода БОК 12 получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, соответствующий исходному аналоговому звуковому вещательному сигналу передачи.

Предлагаемое устройство компандирования звуковых вещательных сигналов, в отличие от прототипа, позволяет повысить защищенность сигналов малого уровня от помех канала передачи, а также шумов квантования без искажений формы этих сигналов, что позволяет снизить разрядность представления цифрового вещательного сигнала в канале передачи. Вследствие этого удается повысить качество и эффективность передачи звуковых вещательных сигналов.

Особенностью предлагаемого устройства компандирования звуковых вещательных сигналов является то, что нестандартными в нем являются: блок формирования ортогонального сигнала (БФОС), блок модуляционного разложения сигнала (БМРС), блок модуляционного восстановления сигнала (БМВС), блок сегментации (БС), блок определения пиковой амплитуды (БОПА), блок определения коэффициента нормализации (БОКН), компрессор и экспандер.

Пример реализации блока формирования ортогонального сигнала (БФОС) 5, 8 показан на фиг. 2. Данный блок содержит последовательно соединенные: схему сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), схему прямого дискретного преобразования Фурье (СПДПФ) схему поворота фазы коэффициентов преобразования (СПФКП), схему обратного дискретного преобразования Фурье (СОДПФ), схему перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОФН). Кроме того, БФОС 5, 8 содержит схему удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД) и линию задержки. А БФОС 8 содержит еще свой генератор импульсов дискретизации (на фиг. 2 не показан), поскольку на приемной стороне отсутствует АЦП, откуда должны были поступали импульсы дискретизации, подобно тому как это было на передающей стороне. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен со входом (кодовым) БФОС 5,8 и первым (кодовым) входом линии задержки, а кодовый выход ССНОФН подключен через последовательно соединенные СПДПФ, СПФКП, СОДПФ к кодовому входу СПСКНОФН, кодовый выход которой соединен со вторым (кодовым) выходом БФОС 5, 8. Вход дискретизирующих импульсов БФОС 5. 8 (не показан на фиг. 1) соединен со вторым входом ССНОФН, вторым входом СПСКНОФН, вторым входом линии задержки и входом СУЧИД, выход которой соединен с третьим входом ССНОФН, третьим входом СПСКНОФН, вторым входом СПДПФ, вторым входом СПФКП и вторым входом СОДПФ. Кодовый выход линии задержки соединен с первым (кодовым) выходом БФОС 5, 8.

Работа блока формирования ортогонального сигнала (БФОС) 5, 8 основана на выражении для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье (ДПФ)

[8]

[9]

где x(n) - последовательность из В временных отсчетов, X(k) - последовательность из В частотных отсчетов.

Блок БФОС 5, 8, функционирует следующим образом (фиг. 2). На вход (кодовый) БФОС 5 поступают параллельные кодовые комбинации с выхода АЦП 4, а на кодовый вход БФОС 8 поступают параллельные кодовые комбинации с выхода БРЦС 19 (фиг. 1). Эти кодовые комбинации внутри БФОС 5, 8 подаются на первый (кодовый) вход линии задержки и на первый (кодовый) вход ССНОФН, на второй и третий входы которой поступают, соответственно, импульсы частоты дискретизации и импульсы с удвоенной частотой дискретизации со входа и выхода СУЧИД. Импульсы частоты дискретизации (ДИ от АЦП на фиг. 2) поступают на вход СУЧИД от АЦП 4 (на фиг. 1 цепь для импульсов частоты дискретизации от АЦП 4 к БФОС 5 не показана. А в БФОС 8 предусмотрен свой генератор импульсов дискретизации). В ССНОФН осуществляют формирование сегментов, состоящих из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте, соответствующих В временным дискретным отсчетам звукового сигнала. На каждый сегмент далее налагают оконную функцию Наттолла. Цифровой сигнал в виде сегментов из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте с кодового выхода ССНОФН поступает на кодовый вход СПДПФ, где осуществляют В точечное прямое дискретное преобразование Фурье этих В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте.

Необходимость наложения оконной функции Наттолла вызвана тем, что при дискретном преобразовании Фурье (ДПФ) используется прямоугольное окно без перекрытия, что приводит к появлению разрывов анализируемых функций. Возникающие вследствие этого в спектре боковые лепестки преобразования окна, называемые просачиванием, будут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих. Для снижения уровня искажений и помех необходимо минимизировать такое просачивание энергии боковых лепестков в основные компоненты сигнала. Очевидно, что чем ниже уровень боковых лепестков функции окна в частотной области, тем выше точность прямого дискретного преобразования Фурье. Наименьшим уровнем боковых лепестков, из существующих оконных функций, обладает именно окно Наттолла.

В результате В точечного прямого дискретного преобразования Фурье В кодовых комбинаций в СПДПФ формируют В пар коэффициентов, соответствующих представлению цифрового звукового сигнала в спектральной области, согласно [8]. Далее цифровой сигнал с кодового выхода СПДПФ подается на кодовый вход СПФКП, где осуществляют поворот фазы коэффициентов преобразования путем изменения в каждой паре коэффициентов знака коэффициента при jsin 2πnk/В, что соответствует повороту фазы на 90⁰ всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом звуковом сигнале.

Затем цифровой сигнал с кодового выхода СПФКП подается на кодовый вход СОДПФ, где осуществляется В точечное обратное дискретное преобразование Фурье из В пар коэффициентов в В кодовых комбинаций в каждом сегменте, согласно [9].

После этого цифровой сигнал с кодового выхода СОДПФ поступает на кодовый вход СПСКНОФН. Данная схема необходима для более качественного восстановления сигнала в случае использования окна Наттолла, для чего дополнительно осуществляют сложение с 50% перекрытием. С этой целью в СПСКНОФН осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента. Поскольку окно Наттола не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то дополнительное увеличение точности восстановленного цифрового звукового сигнала осуществляют путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ, что существенно для повышения точности формирования ортогонального сигнала и качества обработки сигналов в устройстве в целом.

Цифровой сигнал с кодового выхода СПСКНОФН подается далее на второй (кодовый) выход БФОС 5, 8.

Таким образом, в БФОС 5, 8 было осуществлено гильбертовское ортогональное преобразование цифрового сигнала, соответствующее повороту фазы всех спектральных составляющих аналогового звукового сигнала на 90°. Однако данный цифровой сигнал после прохождения через ССНОФН, СПДПФ, СПФКП, СОДПФ и СПСКНОФН прибрел временную задержку. Для нормальной работы блока модуляционного разложения сигнала (БМРС) 6, 9 необходимо, чтобы цифровой сигнал, поступивший на (кодовый) вход БФОС 5, 8, имел бы на первом (кодовом) выходе данного блока точно такую же временную задержку, как и цифровой сигнал на его втором (кодовом) выходе. Для этой цели в БФОС 5, 8 служит линия задержки.

Особенностью БФОС 5, 8 является то, что нестандартными в нем являются ССНОФН и СПСКНОФН, которые требуют дополнительного раскрытия. Данные блоки и временные диаграммы их работы показаны на фиг. 10 - фиг. 13.

Схема удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД), входящей в БФОС 5, 8, может быть выполнена в виде последовательно включенных: формирователя меандра, дифференциальной схемы, двухполупериодного выпрямителя и формирователя коротких импульсов.

Пример реализации блока модуляционного разложения сигнала (БМРС) 6, 9 показан на фиг. 3. БМРС 6, 9 состоит из первой и второй схем возведения в квадрат, сумматора, схемы извлечения квадратного корня, схемы деления и линии задержки. Первый (кодовый) вход БМРС 6, 9 соединен с первым (кодовым) входом схемы деления и с кодовым входом первой схемы возведения в квадрат (СВК₁), а кодовый вход второй схемы возведения в квадрат (СВК₂) подключен ко второму (кодовому) входу БМРС 6, 9. Кодовые выходы СВК₁ и СВК₂ соединены, соответственно, с первым и вторым (кодовыми) входами сумматора. Кодовый выход сумматора соединен с (кодовым) входом схемы извлечения квадратного корня (СИКК), кодовый выход которой подключен к первому (кодовому) выходу БМРС 6, 9 и ко второму (кодовому) входу схемы деления. Кодовый выход схемы деления соединен с кодовым входом линии задержки, кодовый выход которой соединен со вторым (кодовым) выходом БМРС 6, 9.

Функционирование БМРС 6, 9 (фиг. 3), с выделением гильбертовской амплитудной огибающей осуществляется в соответствии с выражением А(t) = [s²(t) + s₁²(t)]^1/2. Для этого используется цифровой сигнал, с первого (кодового) выхода БФОС 5, 8 (фиг. 1), соответствующий аналоговому звуковому сигналу s(t) и цифровой сигнал со второго (кодового) выхода БФОС 5, 8, соответствующий аналоговому звуковому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими s₁(t). В первой и второй СВК (фиг. 3) осуществляется в цифровом виде возведение в квадрат числовых значений каждой параллельной кодовой комбинации (соответствующих отсчетам мгновенных амплитуд аналогового звукового сигнала). Далее цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов первой СВК₁ и второй СВК₂ подаются на, соответственно, первый и второй (кодовые) входы сумматора. В данной схеме в цифровом виде осуществляется суммирование числовых значений кодовых комбинаций, поступающих на 1 кодовый вход сумматора с соответствующими им кодовыми комбинациями, поступающими на 2 кодовый вход сумматора. Эта операция соответствует выражению s²(t) + s₁²(t). После этого цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодового выхода сумматора поступает на кодовый вход СИКК. В данной схеме в цифровом виде осуществляется операция извлечения квадратного корня из числовых значений кодовых комбинаций, полученных после суммирования. Эта операция соответствует выражению [s²(t) + s₁²(t)]^1/2. Цифровой сигнал, соответствующий выделенной гильбертовской амплитудной огибающей аналогового звукового сигнала А(t), с кодового выхода СИКК поступает на первый (кодовый) выход БМРС 6, 9 и на второй (кодовый) вход схемы деления. Операция деления соответствует выражению cos φ(t) = s(t) ̸ A(t) = s(t) / [ s²(t) + s₁²(t) ]^1/2. Цифровой сигнал, соответствующий выделенному сигналу косинуса фазы аналогового звукового сигнала cos φ(t), с кодового выхода схемы деления поступает на кодовый вход линии задержки и далее на второй выход БМРС 6, 9. Линия задержки необходима вследствие того, что цифровой сигнал с первого (кодового) выхода БМРС 6 после прохождения через последовательно соединенные блок сегментации БС 13, блок определения пикового уровня БОПУ 14, блок определения коэффициента нормализации БОКН 15, компрессор 16, прибрел временную задержку. Кроме того на приемной стороне цифровой сигнал с первого (кодового) выхода БМРС 9 (фиг. 1) далее проходит через экспандер 21, то для нормальной работы блока модуляционного восстановления сигнала (БМВС) 7, 10 (фиг. 1) необходимо, чтобы цифровой сигнал, поступивший на второй (кодовый) вход БМВС 7, 10 , имел бы точно такую же временную задержку, как и цифровой сигнал на первом (кодовом) входе БМВС 7, 10 . Для этой цели в БМРС 6, 9 (фиг. 3) служит линия задержки.

Пример реализации блока модуляционного восстановления сигнала (БМВС) 7, 10 показан на фиг. 4. БМВС 7, 10 состоит из схемы умножения. Первый (кодовый) вход БМВС 7, 10 соединен с первым (кодовым) входом схемы умножения, а второй (кодовый) вход БМВС 7, 10 соединен со вторым (кодовым) входом схемы умножения, кодовый выход которой соединен с (кодовым) выходом БМВС 7, 10.

Функционирование БМВС 7, 10 (фиг. 4), с формированием восстановленного после обработки цифрового вещательного сигнала, осуществляется в соответствии с выражением [5] S(t) = A(t) ⋅ cos φ(t). Для этого используется цифровой сигнал виде параллельных кодовых комбинаций, с второго (кодового) выхода БМРС 6, 9 (фиг. 1), соответствующий сигналу косинуса фазы cos φ(t), который поступает на второй (кодовый) вход БМВС 7, 10. А внутри БМВС 7, 10 (фиг. 4) цифровой сигнал с его второго (кодового) входа поступает на второй (кодовый) вход схемы умножения. Кроме того, в БМВС 7, поступает цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций, соответствющих компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудную огибающей передачи A_к(t) с первого (кодового) выхода компрессора 16, а в БМВС 10 поступает цифровой сигнал, соответствующий сигналу компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t) с выхода экспандера 21. Эти сигналы поступают первый кодовый вход БМВС 7, 10 (фиг. 1). А внутри БМВС 7, 10 (фиг. 4) цифровой сигнал с его первого (кодового) входа поступает на первый (кодовый) вход схемы умножения. После умножения в БМВС 7 двух цифровых сигналов на его кодовом выходе формируется компрессированный цифровой вещательный сигнал передачи S_к(t), который поступает на кодовый выход БМВС 7. А после умножения в БМВС 10 двух цифровых сигналов на его кодовом выходе формируется восстановленный цифровой вещательный сигнал приема S_в(t), который поступает на кодовый выход БМВС 10.

Пример реализации блока сегментации (БС) 13, показан на фиг. 5. Данная схема содержит первую и вторую буферные памяти и счетчик N импульсов. Первый (кодовый) вход БС 13 соединен с первым (кодовым) входом первой буферной памяти, кодовый выход которой соединен с кодовым входом второй буферной памяти, кодовый выход которой является первым кодовым выходом БС 13 . Второй вход БС 13 соединен со вторым входом первой буферной памяти и со входом счетчика N импульсов, выход которого подключен к третьему входу первой буферной памяти, ко второму входу второй буферной памяти и ко второму выходу БС 13.

БС 13 (фиг. 5) работает следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик обнулены. На первый (кодовый) вход БС 13 с первого (кодового) выхода первого БМРС 6 (фиг. 1) поступают параллельные кодовые комбинации, соответствующие выделенной гильбертовской амплитудной огибающей звукового сигнала А(t), которые внутри БС 13 подаются на первый (кодовый) вход первой буферной памяти (фиг. 5 ). Одновременно на второй вход БС 13 поступают импульсы частоты дискретизации от АЦП 3 (цепь на фиг. 1 не показана), которые подаются на вход счетчика N импульсов и на второй вход первой буферной памяти (фиг. 5). При этом счетчик в БС 13 предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, умещающихся на длительности сегмента. Например, из цифрового сигнала, имеющего частоту дискретизации 48 кГц нужно сформировать последовательность сегментов, каждый из которых должен содержать В = 480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций), что соответствует длительности сегмента в 10 мС. При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя, например, 14 или 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого сегмента будет умещаться 480 четырнадцати или шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов частоты дискретизации на выходе счетчика N импульсов появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного сегмента и начале следующего. Импульсы с выхода счетчика N импульсов подаются на третий вход первой буферной памяти и на второй вход второй буферной памяти.

Первая и вторая буферные памяти в БС 13, каждая вмещает в себя В = 480 кодовых комбинаций (сегмент в нашем примере). По мере поступления параллельных кодовых комбинаций на 1 кодовый вход первой буферной памяти, они записываются в нее под действием импульсов с частотой дискретизации на ее втором входе. Эти кодовые комбинации появляются на кодовом выходе первой буферной памяти и прикладываются к кодовому входу второй буферной памяти, но не записываются в нее.

После заполнения 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика N импульсов появляется первый короткий импульс, поступающий на второй вход второй буферной памяти. Под действием переднего фронта этого импульса кодовые комбинации из первой буферной памяти записываются во вторую буферную память и все вместе появляются на ее кодовом выходе (1 кодовом выходе блока сегментации 13). Таким образом, оказался сформирован первый сегмент цифрового сигнала, на гильбертовской амплитудной огибающей.

Под действием спада того же короткого импульса, поступающего на третий вход первой буферной памяти, осуществляется установка этой буферной памяти в исходное состояние и она оказывается готовой для формирования второго сегмента цифрового сигнала. Далее работа блока сегментации 5 происходит аналогичным образом. Короткие импульсы сегментации с выхода счетчика N импульсов поступают на 2 выход блока сегментации 13 и служат для управления работой компрессора 16 (цепь на фиг. 1 не показана).

Пример реализации блока определения пиковой амплитуды (БОПА) 14 показан на фиг. 6. БОПА 14 состоит из m схем сравнения. Первый и второй, третий и четвертый…. N-1 и N кодовые входы, составляющие кодовый вход БОПА 14 (соединенного с кодовым выходом блока сегментации 13 на фиг. 1), соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами первой схемы сравнения, первым и вторым кодовыми входами второй схемы сравнения…первым и вторым кодовыми входами N/2 схемы сравнения. Кодовые выходы первой и второй схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 2₁, кодовые выходы третьей и четвертой схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 2₂,…… кодовые выходы (N-2)/2 и N/2 схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 2_N/4. Кодовые выходы 2₁ и 2₂ схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 3₁. Первый и второй кодовые входы последней m схемы сравнения соединены с кодовыми выходами двух предпоследних схем сравнения, а кодовый выход последней m схемы сравнения соединен с кодовым выходом БОПА 14.

Функционирование БОПА 14 осуществляется следующим образом. На первом (нижнем) уровне сравнения пары из первой и второй, третьей и четвертой…. N-1 и N кодовых комбинаций, соответствующих значениям отсчетов гильбертовской амплитудной огибающей аналогового звукового сигнала А(t) на длительности сегмента поступают с кодового входа БОПА 14, соответственно, на первый и второй кодовые входы первой схемы сравнения, на первый и второй кодовые входы второй схемы сравнения, …. на первый и второй кодовые входы N/2 схемы сравнения. В каждой из этих схем сравнения осуществляется сравнение числовых значений двух соседних кодовых комбинаций (отсчетов амплитуды огибающей) и на кодовом выходе каждой из данных схем появляется только кодовая комбинация, имеющая большее числовое значение из данной пары. При равенстве числовых значений кодовых комбинаций в какой-либо паре, на кодовом выходе схемы сравнения, соответствующей этой паре, появляется кодовая комбинация, равная числовому значению, имеющему место в данной паре.

Далее на втором уровне сравнения пары кодовых комбинаций с кодовых выходов первой и второй, третьей и четвертой,…. (N-2)/2 и N/2 схем сравнения поступают, соответственно, на первый и второй кодовые входы схемы сравнения 2₁, на первый и второй кодовые входы схемы сравнения 2₂,…. на первый и второй кодовые входы схемы сравнения 2_N/4. В каждой из этих схем сравнения осуществляется сравнение числовых значений пар кодовых комбинаций, которые имели максимальные значения после первого уровня сравнения. На кодовом выходе каждой из данных схем сравнения второго уровня появляется кодовая комбинация, имеющая большее числовое значение из данной пары.

Аналогичным образом на третьем уровне осуществляется сравнение числовых значений пар кодовых комбинаций, которые имели максимальные значения после второго уровня сравнения.

На вершине такой «пирамидальной конструкции» находится последняя m схема сравнения, в которой осуществляется сравнение числовых значений последней пары кодовых комбинаций, которые имели максимальные значения после предпоследнего уровня сравнения.

Т.о., в результате проведенных операций на кодовом выходе БОПА 14 появляется кодовая комбинация (цифровой отсчет), имеющая максимальное числовое значение, и соответствующая пиковому значению амплитуды гильбертовской амплитудной огибающей звукового сигнала на длительности сегмента.

При поступлении кодовых комбинаций со следующих сегментов цифрового сигнала и соответствующих значениям гильбертовской амплитудной огибающей, работа БОПА 14 происходит аналогичным образом.

Пример реализации блока определения коэффициента нормализации (БОКН) 15, показан на фиг. 7. БОКН 15 состоит из схемы деления и источника сигнала. Кодовый вход БОКН 15 соединен внутри блока с первым кодовым входом схемы деления, второй кодовый вход которой соединен с кодовым выходом источника сигнала. Кодовый выход схемы деления является кодовым выходом БОКН 15.

Функционирование БОКН 15 осуществляется следующим образом. На кодовый вход БОКН 15 с кодового выхода БОПА 14 (фиг. 1) поступают параллельные кодовые комбинации, соответствующие пиковым амплитудам А_пик огибающей на каждом выделенном сегменте этой гильбертовской амплитудной огибающей. Внутри БОКН 15 (фиг. 7) эти кодовые комбинации подаются на первый кодовый вход схемы деления. На второй кодовый вход этой схемы деления с кодового выхода источника сигнала поступает кодовая комбинация, соответствующая предельно допустимому значению амплитуды А_пр сигнала в канале. Для разных каналов эти значения амплитуды могут быть различными, но остающимися постоянными для конкретного канала. Например, пусть предельно допустимое значение амплитуды А_пр сигнала в канале равняется 6 Вольтам. В цифровом виде это будет кодовая комбинация 011,000. Данная кодовая комбинация с кодового выхода источника сигнала поступает на второй кодовый вход схемы деления. На первый кодовый вход схемы деления поступает, например, параллельная кодовая комбинация 110,0000 (три Вольта), соответствующая пиковой амплитуде А_пик огибающей на первом выделенном сегменте этой гильбертовской амплитудной огибающей. Тогда в результате деления А_пр на А_пик,, на выходе схемы деления (на кодовом выходе БОКН 15) получаем кодовую комбинацию со значением коэффициента нормализации К_н для первого выделенного сегмента гильбертовской амплитудной огибающей К_н = А_пр / А_пик = 010,0000 (два Вольта). Затем на первый кодовый вход схемы деления поступает, например, параллельная кодовая комбинация 010,1010 (2,5 Вольта), соответствующая пиковой амплитуде А_пик огибающей на втором выделенном сегменте этой гильбертовской амплитудной огибающей. Тогда в результате деления А_пр на А_пик,, на выходе схемы деления (на кодовом выходе БОКН 15) получаем кодовую комбинацию со значением коэффициента нормализации К_н для второго выделенного сегмента гильбертовской амплитудной огибающей К_н = А_пр / А_пик = 010,0010 (2,4 Вольта). Далее работа БОКН 15 в отношении определения коэффициентов нормализации К_н происходит аналогичным образом при поступлении на первый вход схемы деления параллельных кодовых комбинаций, соответствующих пиковым амплитудам А_пик огибающей на третьем, четвертом и т.д. выделенных сегментах гильбертовской амплитудной огибающей.

Пример реализации компрессора 16, показан на фиг. 8. Компрессор 16 состоит из схемы умножения, буферной памяти, схемы задержки и сумматора. При этом, второй кодовый вход компрессора 16 соединен внутри блока с первым кодовым входом схемы умножения, второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу буферной памяти, а кодовый выход схемы умножения является первым кодовым выходом компрессора 16 . Первый кодовый вход буферной памяти соединен с первым кодовым входом компрессора 16 и кодовым входом схемы задержки. А второй вход буферной памяти соединен со входом импульсов сегментации и со вторым входом сумматора, первый кодовый вход которого соединен с кодовым выходом схемы задержки, а кодовый выход сумматора является вторым кодовым выходом компрессора 16.

Функционирование компрессора 16 осуществляется следующим образом. На второй кодовый вход компрессора 16 с выхода ЛЗ 17 подаются кодовые комбинации сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи A(t), (фиг. 1). Внутри компрессора 16 (фиг. 8) эти кодовые комбинации поступают на первый кодовый вход схемы умножения. На первый кодовый вход компрессора 16 с выхода БОКН 15 поступают кодовые комбинации со значениями коэффициентов нормализации К_н для выделенных сегментов гильбертовской амплитудной огибающей (фиг. 1). Внутри компрессора 16 (фиг. 8) эти кодовые комбинации подаются, на первый кодовый вход буферной памяти и на кодовый вход схемы задержки. На второй вход буферной памяти поступают импульсы сегментации (цепь от БС 13 до компрессора 16 на фиг. 1 не показана). Под действием первого импульса сегментации, кодовая комбинация со значением коэффициента нормализации К_н для первого выделенного сегмента гильбертовской амплитудной огибающей записывается в буферную память и появляется на ее кодовом выходе. Данная кодовая комбинация подается на второй кодовый вход схемы умножения. Кодовые комбинации (в нашем примере 480), принадлежащие первому выделенному сегменту гильбертовской амплитудной огибающей передачи A(t) и поступающие на первый кодовый вход схемы умножения, начинают последовательно умножаться на значение коэффициента нормализации К_н для первого выделенного сегмента. На кодовом выходе схемы умножения (первом кодовом выходе компрессора 16) для первого выделенного сегмента образуется кодовые комбинации (в нашем примере 480), соответствующие компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей передачи A_к(t) = A(t) ⋅ К_н.

Затем на второй вход буферной памяти поступает второй импульс сегментации, под действием которого кодовая комбинация со значением коэффициента нормализации К_н для первого выделенного сегмента гильбертовской амплитудной огибающей сбрасывается и на ее место записывается другая кодовая комбинация со значением коэффициента нормализации К_н для второго выделенного сегмента. Данная кодовая комбинация подается на второй кодовый вход схемы умножения. Кодовые комбинации (в нашем примере 480), принадлежащие второму выделенному сегменту гильбертовской амплитудной огибающей передачи A(t) и поступающие на первый кодовый вход схемы умножения, начинают последовательно умножаться на значение коэффициента нормализации К_н для этого второго выделенного сегмента. На кодовом выходе схемы умножения (первом кодовом выходе компрессора 16) для второго выделенного сегмента образуются кодовые комбинации, соответствующие компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей передачи A_к(t) = A(t) ⋅ К_н. Далее работа компрессора 16 происходит аналогичным образом.

В компрессоре 16 осуществляется также формирование цифрового управляющего сигнала передачи с целью передачи его на приемную сторону. Для этого, кодовые комбинации сигнала коэффициентов нормализации К_н с первого кодового входа компрессора 16 поступают на кодовый вход схемы задержки. Данная схема задержки необходима для того, чтобы импульс сегментации оказался бы на первой позиции кодовой комбинации сигнала коэффициентов нормализации К_н. Задержанные кодовые комбинации сигнала коэффициентов нормализации поступают на первый кодовый вход сумматора, на второй вход которого подаются импульсы сегментации. В результате суммирования эти импульсы сегментации оказываются на первой позиции каждой кодовой комбинации сигнала коэффициентов нормализации К_н. Сформированный таким образом цифровой управляющий сигнал передачи в виде сигнала коэффициентов нормализации К_н вместе с сигналом сегментации для каждого сегмента гильбертовской амплитудной огибающей с кодового выхода сумматора поступает на второй кодовый выход компрессора 16.

Пример реализации экспандера 21, показан на фиг. 9. Экспандер 21 состоит из схемы деления, буферной памяти и схемы выделения импульсов сегментации (СВИС). При этом, первый кодовый вход экспандера 21 соединен внутри блока с первым кодовым входом схемы деления, второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу буферной памяти, а кодовый выход схемы деления является кодовым выходом экспандера 21. Второй кодовый вход экспандера 21 соединен с первым кодовым входом буферной памяти и кодовым входом СВИС, выход которой соединен со вторым входом буферной памяти.

Функционирование экспандера 21 осуществляется следующим образом. На первый кодовый вход экспандера 21 с первого кодового выхода второго БМРС₂ поступают кодовые комбинации сигнала компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t). На второй кодовый вход экспандера 21 поступает с выхода БЗ 20 цифровой управляющий сигнал приема в виде сигнала коэффициентов нормализации К_н вместе с сигналом сегментации для каждого сегмента гильбертовской амплитудной огибающей (фиг. 1). Внутри экспандера 21 (фиг. 9) кодовые комбинации сигнала компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t) поступают с его первого кодового входа на первый кодовый вход схемы деления. А на первый кодовый вход буферной памяти и на кодовый вход СВИС со второго кодового входа экспандера 21 подается цифровой управляющий сигнал приема в виде кодовых комбинации сигнала коэффициентов нормализации К_н вместе с сигналом сегментации для каждого сегмента гильбертовской амплитудной огибающей. В СВИС производится выделение импульса сегментации, который присутствует на первой позиции у каждой кодовой комбинации сигнала коэффициентов нормализации К_н. Выделенный импульс сегментации с выхода СВИС поступает на второй вход буферной памяти. Под действием первого импульса сегментации, кодовая комбинация со значением коэффициента нормализации К_н для первого выделенного сегмента гильбертовской амплитудной огибающей записывается в буферную память и появляется на ее кодовом выходе.

Данная кодовая комбинация подается на второй кодовый вход схемы деления. Кодовые комбинации (в нашем примере 480) сигнала компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t), принадлежащие первому выделенному сегменту и поступающие на первый кодовый вход схемы деления, начинают последовательно делиться на значение коэффициента нормализации К_н для первого выделенного сегмента. На кодовом выходе схемы деления (кодовом выходе экспандера 21) для первого выделенного сегмента образуются кодовые комбинации, соответствующие восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_в(t) = A_к(t) / К_н.

Затем на второй вход буферной памяти поступает второй выделенный в СВИС импульс сегментации, под действием которого кодовая комбинация со значением коэффициента нормализации К_н для первого выделенного сегмента гильбертовской амплитудной огибающей сбрасывается и на ее место записывается другая кодовая комбинация со значением коэффициента нормализации К_н для второго выделенного сегмента. Данная кодовая комбинация подается на второй кодовый вход схемы деления. Кодовые комбинации (в нашем примере 480), сигнала компрессированной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_к(t), принадлежащие второму выделенному сегменту и поступающие на первый кодовый вход схемы деления, начинают последовательно делиться на значение коэффициента нормализации К_н для второго выделенного сегмента. На кодовом выходе схемы деления (кодовом выходе экспандера 21) для второго выделенного сегмента образуются кодовые комбинации, соответствующие восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема A_в(t) = A_к(t) / К_н. Далее работа экспандера 21 происходит аналогичным образом.

Пример реализации схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), входящей в состав БФОС 5, 8, показан на фиг. 10. Данная схема содержит первую и вторую буферные памяти, схему умножения, счетчик и схему памяти. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен с первым (кодовым) входом первой буферной памяти, кодовый выход которой соединен через вторую буферную память с кодовым входом схемы умножения, второй (кодовый) вход которой соединен с кодовым выходом схемы памяти, а выход подключен к кодовому выходу ССНОФН. Второй вход ССНОФН соединен со вторым входом первой буферной памяти и с входом счетчика, выход которого подключен к третьему входу первой буферной памяти, ко второму входу второй буферной памяти и к первому входу схемы памяти. Третий вход ССНОФН соединен с третьим входом второй буферной памяти и со вторым входом схемы памяти.

Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла (фиг. 10) работает следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик обнулены. Схема памяти также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В кодовых комбинаций (дискретных отсчетов) цифрового сигнала в сегменте.

На первый (кодовый) вход ССНОФН с (кодового) входа БФОС 5, 8 (фиг. 2) поступают параллельные кодовые комбинации, которые подаются на первый (кодовый) вход первой буферной памяти (фиг. 10). Одновременно на второй вход ССНОФН со входа схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в БФОС 5, 8 (фиг. 2) поступают импульсы частоты дискретизации, которые подаются на вход счетчика и второй вход первой буферной памяти (фиг. 10). На третий вход ССНОФН с выхода схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БФОС 5, 8 (фиг. 2), поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые подаются на третий вход второй буферной памяти и второй вход схемы памяти (фиг. 10). При этом счетчик в ССНОФН предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента), на который затем накладывается оконная функция Натолла. Например, из цифрового сигнала, имеющего частоту дискретизации 48 кГц нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2 = 480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя, например, 14 или 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 четырнадцати или шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов частоты дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг. 11 а,б). Импульсы с выхода счетчика подаются на третий вход первой буферной памяти, на второй вход второй буферной памяти и на первый вход схемы памяти.

Первая буферная память в ССНОФН вмещает в себя В/2 = 480 кодовых комбинаций (полусегмент), а вторая буферная память состоит из двух половин и вмещает в себя В = 960 кодовых комбинаций (два полусегмента по 480 кодовых комбинаций).

По мере поступления параллельных кодовых комбинаций на 1 кодовый вход первой буферной памяти, они записываются в нее под действием импульсов с частотой дискретизации. Эти кодовые комбинации появляются на кодовом выходе первой буферной памяти и прикладываются к кодовому входу второй буферной памяти, но не записываются в нее.

В это же время из второй буферной памяти считываются В=960 нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Эти нулевые 14 или 16 разрядные кодовые комбинации последовательно поступают на первый кодовый вход схемы умножения. На второй кодовый вход данной схемы в это время подаются 14 или 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи окна Натолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы схемы умножения, на ее выходе также будут нулевые 14 или 16 разрядные кодовые комбинации.

Т.о., в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (1 п.с. на фиг. 11а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование первого по счету сегмента (0₁-0₀ сегм. на фиг. 11в) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 четырнадцати или шестнадцатиразрядными кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг. 11б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации из первой буферной памяти записываются в первую половину второй буферной памяти (1 п.с. на фиг. 11а). Под действием этого же короткого импульса 480 нулевых кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти (0 п.с. на фиг. 11а). Таким образом, из нулевого и первого полусегментов формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг. 11а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В = 960 кодовых комбинаций в первом сегменте (1 сегм. на фиг. 11а). Следует заметить, что коэффициенты передачи окна Натолла (и соответствующие им кодовые комбинации) для первой половины сегмента (например 0 п.с. в 1 сегм. на фиг. 11а) являются возрастающими, а для второй половины сегмента (например 1 п.с. в 1 сегм. на фиг. 11а) являются уменьшающимися.

Параллельные кодовые комбинации, продолжающие поступать на 1 кодовый вход первой буферной памяти, записываются в данную память под действием импульсов с частотой дискретизации. В это же время под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 14 или 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются нулевые кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) нулевого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 11а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются только нулевые 14 или 16 разрядные кодовые комбинации.

Далее начинают умножаться информационные кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) первого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 11а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются перемноженные 14 или 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие исходным кодовым комбинациям, но с наложенными на них коэффициентами передачи окна Натолла.

Т.о. в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими второму по счету полусегменту (1 п.с. на фиг. 11а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование второго по счету сегмента (1₁-0₂ сегм. на фиг. 11в), состоящего из второй раз используемого нулевого полусегмента и первый раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

После заполнения следующими 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг. 11б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти.

Таким образом, из первого и второго полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 11а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В = 960 кодовых комбинаций во втором сегменте (2 сегм. на фиг. 11а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 14 или 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) первого полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 11а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) второго полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 11а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование третьего по счету сегмента (2₁-1₂ сегм. на фиг. 11в), состоящего из второй раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

Пока из второй буферной памяти осуществляется считывание 14 или 16 разрядных кодовых комбинаций, в первую буферную память записываются кодовые комбинации, соответствующие третьему полусегменту (3 п.с. на фиг. 11а).

После заполнения очередными 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 11б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из второго и третьего полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг. 11а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В = 960 кодовых комбинаций в третьем сегменте (3 сегм. на фиг. 11а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 14 или 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) второго полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 11а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) третьего полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 11а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения..

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование четвертого по счету сегмента (3₁-2₂ сегм. на фиг. 11в), состоящего из второй раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого третьего полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися). Далее работа ССНОФН происходит аналогичным образом.

Пример реализации схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОН), входящей в состав БФОС 5, 8 показан на фиг. 12. Данная схема содержит: первую, вторую, третью и четвертую буферные памяти (БП), сумматор, схему памяти (СП), схему умножения (СУ), счетчик, триггер, формирователь, элемент задержки (ЭЗ). Первый (кодовый) вход первой буферной памяти (БП₁) соединен с первым (кодовым) входом СПСКНОН, а его кодовый выход - с первым (кодовым) входом второй буферной памяти (БП₂) и с первым (кодовым) входом третьей буферной памяти (БП₃). Второй вход БП₁ подключен к выходу элемента задержки ЭЗ, а третий вход БП₁ соединен со вторым входом СПСКНОН, к которому также подключен вход счетчика, выход которого соединен со входом триггера, входом ЭЗ и со вторым входом БП₂, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БП₄. Третий вход СПСКНОН соединен со вторым входом схемы памяти (СП), вторым входом БП₃ и вторым входом БП₄. Выход триггера подключен ко входу формирователя, выход которого соединен с первым входом СП, с третьим входом БП₃ и с третьим входом БП₄. Кодовые выходы БП₃ и БП₄ соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с первым кодовым входом схемы умножения (СУ), второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу СП, а кодовый выход СУ соединен с выходом СПСКНОН.

СПСКНОН (фиг. 12) работает следующим образом. В исходном состоянии БП₁, БП₂, БП₃, БП₄, счетчик, а также триггер обнулены. СП также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой из В кодовых комбинаций в первом сегменте.

На первый (кодовый) вход СПСКНОН (фиг. 12) и далее на первый (кодовый) вход БП₁ поступают параллельные кодовые комбинации с кодового выхода схемы обратного дискретного преобразования Фурье, входящей в состав БФОС 5, 8 (фиг. 2). Одновременно на второй вход СПСКНОН с выхода схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БФОС 5, 8 (фиг. 2), поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые далее подаются на третий вход БП₁ (фиг. 12). Под действием данных импульсов кодовые комбинации, поступающие на вход БП₁, записываются в нее и появляются на кодовом выходе БП₁. Эти кодовые комбинации прикладываются к первым (кодовым) входам БП₂ и БП₃, но не записываются в них.

Одновременно счетчик начинает подсчет импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Данный счетчик предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента). Например, из цифрового сигнала, имеющего удвоенную частоту дискретизации нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2 = 480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя 14 или 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 четырнадцати или шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов с удвоенной частотой дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг. 13 а,б).

БП₁, БП₂, БП₃, БП₄ в нашем примере, вмещают в себя каждый по 480 четырнадцати или шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций (т.е. каждый -по полусегменту), Кодовые комбинации с кодовых выходов сумматора, СУ и СП также являются 14 или 16 разрядными.

СПСКНОН предназначена для формирования сегментов цифрового сигнала из В кодовых комбинаций в каждом сегменте и сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом. С целью избежания разрывов в последовательности цифрового сигнала, формирующегося после перекрытия сегментов, необходимо, чтобы запись кодовых комбинаций в БП₁ производилась с удвоенной частотой дискретизации, а считывание кодовых комбинаций из БП₃ и БП₄ производилась с частотой дискретизации. Эти импульсы с частотой дискретизации поступают на третий вход СПСКНОН со входа схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БФОС 5, 8 (фиг. 2).

Одновременно с записью кодовых комбинаций в БП₁, из БП₃ и БП₄ происходит считывание нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов на их вторых входах (фиг. 12). Эти нулевые14 или 16 разрядные кодовые комбинации поступают на первый и второй кодовые входы сумматора, на выходе которого также будут нулевые 14 или 16 разрядные кодовые комбинации, которые подаются на первый кодовый вход СУ. На второй кодовый вход данной схемы с кодового выхода СП в это время подаются 14 или 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы СУ, на ее кодовом выходе также будут нулевые 14 или 16 разрядные кодовые комбинации

Т.о. в период заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (0₀ п.с. на фиг. 13а) на кодовом выходе СУ осуществляется формирование полусегмента (0_н на фиг. 13г) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 четырнадцати или шестнадцатиразрядными нулевыми кодовыми комбинациями БП₁, соответствующими 0₀ -полусегменту (фиг. 13а), на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг. 13б) от которого срабатывает триггер, а на выходе формирователя также появляется короткий импульс.

Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₀-полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0 и 0₀ полусегментов (фиг. 13а) формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг. 13а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₀-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₁-полусегменту (фиг. 13а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 14 или 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₀ п.с. + 0 п.с. на фиг. 13а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации с выхода СП. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование первого сегмента (0₀+0 сегм. на фиг. 13в).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется замедленное в 2 раза (по сравнению со скоростью записи в БП₁) считывание 14 или 16 разрядных кодовых комбинаций, в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 0₁ полусегменту.

После заполнения 480 нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг. 13б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логический 0» («лог.0»), от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₀ и 0 полусегментам и формируется 0₀ - 0 сегмент (фиг. 13в).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₁-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₂-полусегменту (фиг. 13а).

После заполнения нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ (0₂ п.с. на фиг. 13а) на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 13б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логическая 1» («лог.1»), от которого на выходе формирователя появляется второй короткий импульс (фиг. 13в). Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₂ полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₁ и которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0₂ и 0₁ полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 13а - внизу ). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₁-полусегменту (фиг. 13а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 14 или 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₂ п.с. + 0₁ п.с. на фиг. 13а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. На кодовом выходе БУ появляются нулевые 14 или 16 разрядные кодовые комбинации. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование второго сегмента (0₂+0₁ сегм. на фиг. 13г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 14 или 16 разрядных кодовых комбинаций (0₂ п.с. и 0₁ п.с. на фиг. 13а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 1₁ полусегменту (1₁ п.с. на фиг. 13а).

После заполнения кодовыми комбинациями (1₁ п.с на фиг. 13а) на выходе счетчика появляется четвертый короткий импульс (фиг. 13б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₂ и 0₁ полусегментам и формируется 0₂ - 0₁ сегмент (фиг. 13г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₂-полусегменту (фиг. 13а).

После заполнения кодовыми комбинациями БП₁ (1₂ п.с. и на фиг. 13а) на выходе счетчика появляется пятый короткий импульс (фиг. 13б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется третий короткий импульс (фиг. 13в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂. записываются, соответственно, в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 1₂ и 1₁ полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг. 13а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в третьем сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₁-полусегменту (фиг. 13а).

Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 14 или 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 1₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 1₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1) , хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (1₂ п.с. + 1₁ п.с. на фиг. 13а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (1₁ - 0₂) сегмент и (2₁ -1₂) сегмент (вверху фиг. 13а) на входе СПСКНОН с 3 сегментом (3 сегм. на фиг. 13а или 1₂+1₁ сегм. на фиг. 13г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход БУ поступают 14 или 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование третьего сегмента (1₂+1₁ сегм. на фиг. 13г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 14 или 16 разрядных кодовых комбинаций (1₂ п.с. и 1₁ п.с. на фиг. 13а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 2₁ полусегменту (2₁ п.с. на фиг. 13а).

После заполнения кодовыми комбинациями (2₁ п.с на рис. 13а) БП₁ на выходе счетчика появляется шестой короткий импульс (фиг. 13б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов БП₁ и БП₂ не происходит.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение кодовых комбинаций, соответствующих 1₂ и 1₁ полусегментам и формируется 1₂ - 1₁ сегмент (фиг. 13г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₂-полусегменту (фиг. 13а).

После заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими 2₂-полусегменту (2₂ п.с. на фиг. 13а) на выходе счетчика появляется седьмой короткий импульс (фиг. 13б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется четвертый короткий импульс (фиг. 13в).

Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются в БП₃ и БП₄ . Таким образом, из 2₂ и 2₁ полусегментов формируется четвертый сегмент (4 сегм. на фиг. 13а внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в четвертом сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 3₁-полусегменту (фиг. 13а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 14 или 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 2₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 2₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (2₂ п.с. + 2₁ п.с. на фиг. 13а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (2₁ - 1₂) сегмент и (3₁ -2₂) сегмент (вверху фиг. 13а) на входе СПСКНОН с 4 сегментом (4 сегм. на фиг. 13а внизу или 2₂+2₁ сегм. на фиг. 13г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход БУ поступают 14 или 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование четвертого сегмента (2₂+2₁ сегм. на фиг. 13 г). Далее работа БПСКНОН происходит аналогичным образом.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство компандирования звуковых вещательных сигналов, в отличие от прототипа, позволяет

повысить защищенность сигналов малого уровня от помех канала передачи, а также шумов квантования без искажений формы этих сигналов, что позволяет снизить разрядность представления цифрового вещательного сигнала в канале передачи. Вследствие этого удается повысить качество и эффективность передачи звуковых вещательных сигналов.

Особенностью современных систем цифрового представления, хранения и передачи является то, что они обладают недостаточным динамическим диапазоном для неискаженной передачи звуковых сигналов малого уровня, в наибольшей степени подверженных воздействию искажений, помех и шумов квантования. В качестве способа преодоления этого недостатка используется способ увеличения разрядности представления, отсюда системы с 20-24 разрядами, что резко увеличивает объем передаваемого или хранимого сигнала, Используются также системы компандирования, многие из которых вносят заметные искажения в сигнал. . Предлагаемый же способ и устройство позволяют заметно увеличить уровень сигналов с малыми амплитудами, что повышает их защищенность от различных помех и шумов квантования. Сохранение же формы сигнала и повышение вследствие этого его качества эквивалентно повышению разрядности цифрового представления на 2 разряда. Это повышение качества звуковых вещательных сигналов позволяет снизить скорость передачи или объем сигнала при его передаче и хранении. Способ позволяет снизить разрядность представления цифрового вещательного сигнала на 2 разряда, например с 16 разрядов до 14 разрядов без ухудшения качества этого сигнала.

С помощью предлагаемого способа и устройства могут передаваться как звуковые вещательные сигналы, так и речевые сигналы, а также любые аналоговые сигналы.

Предлагаемые способ и устройство могут найти применение в существующих цифровых каналах передачи, а также в системах хранения информации. Их использование позволит повысить качество передачи информационных сообщений и снизить скорость передачи или объем сигнала в канале связи.

Экономический эффект от использования предлагаемого изобретения предполагается получить за счет обеспечения высокого качества передачи и приема информационных сигналов. Сохранение формы сигнала позволяет использовать существующее метрологическое обеспечение, а не разрабатывать новые измерительные приборы при оценке качества передачи. Экономический эффект может быть получен также за счет снижения скорости передачи или объема сигнала при его передаче и хранении и увеличения вследствие этого количества каналов.

Изобретение относится к электросвязи и может быть использовано для передачи звуковых вещательных сигналов в цифровых каналах связи. Технический результат заключается в повышении защищенности сигналов малого уровня без искажений формы этих сигналов и снижении разрядности представления цифрового вещательного сигнала. Гильбертовская амплитудная огибающая, выделяемая из звукового вещательного сигнала, сегментируется на одинаковые сегменты, на каждом из которых производится определение пиковой амплитуды этой огибающей и нахождение коэффициента нормализации по отношению к предельно допустимой амплитуде сигнала в канале. Осуществляют компрессию гильбертовской амплитудной огибающей путем ее перемножения на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента. А на приемной стороне осуществляют экспандирование гильбертовской амплитудной огибающей приема путем ее деления на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента и получают восстановленную по амплитуде гильбертовскую амплитудную огибающую приема, которую умножают на сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный цифровой вещательный сигнал приема. Затем после цифроаналогового преобразования получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал. 2 н.п. ф-лы, 13 ил.

1. Способ компандирования звуковых вещательных сигналов, включающий на передающей стороне частотную коррекцию аналогового звукового вещательного сигнала передачи, амплитудное ограничение этого сигнала, аналого-цифровое преобразование сигнала с формированием таким образом цифрового вещательного сигнала передачи, формирование сопряженного ему по Гильберту ортогонального сигнала передачи и получение таким образом комплексного сигнала передачи, из которого выделяют сигнал косинуса фазы передачи и сигнал гильбертовской амплитудной огибающей передачи, а на приемной стороне - формирование в отношении цифрового вещательного сигнала приема, сопряженного ему по Гильберту ортогонального сигнала приема и получение таким образом комплексного сигнала приема, из которого выделяют сигнал косинуса фазы приема и сигнал компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема, перемножение восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема на сигнал косинуса фазы приема и получение восстановленного цифрового вещательного сигнала приема, из которого путем цифроаналогового преобразования формируют восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, отличающийся тем, что на передающей стороне после выделения сигнала косинуса фазы передачи и сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи осуществляют сегментацию сигнала гильбертовской амплитудной огибающей передачи на сегменты длительностью в k миллисекунд каждый (k от 10 мс до 500 мс), а затем определяют пиковое значение амплитуды огибающей на каждом сегменте этой гильбертовской амплитудной огибающей передачи, после чего определяют коэффициент нормализации на каждом сегменте гильбертовской амплитудной огибающей как отношение предельно допустимой амплитуды сигнала в канале связи к пиковой амплитуде огибающей для текущего сегмента этой огибающей, после чего осуществляют компрессию гильбертовской амплитудной огибающей передачи путем ее перемножения на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента и получают компрессированную по амплитуде гильбертовскую амплитудную огибающую передачи, которую перемножают на сигнал косинуса фазы передачи и получают компрессированный цифровой вещательный сигнал передачи, кроме того, осуществляют объединение сигнала коэффициентов нормализации гильбертовской амплитудной огибающей с сигналом сегментации для каждого сегмента и получают цифровой управляющий сигнал передачи, который объединяют с компрессированным цифровым вещательным сигналом передачи и получают цифровой выходного вещательный сигнал передачи, а на приемной стороне - разделение цифрового входного вещательного сигнала приема на компрессированный цифровой вещательный сигнал приема и на цифровой управляющий сигнал приема для каждого сегмента гильбертовской амплитудной огибающей, а также разделение цифрового управляющего сигнала приема на сигнал коэффициентов нормализации гильбертовской амплитудной огибающей и сигнал сегментации для каждого сегмента, сегментация сигнала компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема на сегменты длительностью в k миллисекунд каждый при помощи сигнала сегментации, а затем экспандирование компрессированной гильбертовской амплитудной огибающей приема путем ее деления на каждом сегменте на коэффициент нормализации данного сегмента и получение восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема, после чего осуществляют перемножение восстановленной по амплитуде гильбертовской амплитудной огибающей приема на сигнал косинуса фазы приема и получают восстановленный цифровой вещательный сигнал приема, из которого путем цифроаналогового преобразования формируют восстановленный аналоговый звуковой вещательный сигнал приема, над которым осуществляют обратную частотную коррекцию и получают выходной аналоговый звуковой вещательный сигнал приема.

2. Устройство для осуществления способа компандирования звуковых вещательных сигналов, содержащее на передающей стороне последовательно соединенные источник звуковых сигналов, блок коррекции, ограничитель, аналого-цифровой преобразователь, первый блок формирования ортогонального сигнала, первый блок модуляционного разложения сигнала, а также первый блок модуляционного восстановления сигнала, а на приемной стороне последовательно соединенные второй блок формирования ортогонального сигнала, второй блок модуляционного разложения сигнала, а также последовательно соединенные второй блок модуляционного восстановления сигнала, цифроаналоговый преобразователь и блок обратной коррекции, отличающееся тем, что дополнительно введены на передающей стороне последовательно соединенные блок сегментации, блок определения пиковой амплитуды, блок определения коэффициентов нормализации, компрессор, а также линия задержки и блок объединения цифровых сигналов, при этом первый и второй выходы первого блока формирования ортогонального сигнала соединены, соответственно, с первым и вторым входами первого блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с входом блока сегментации и с входом линии задержки, а его второй выход соединен со вторым входом первого блока модуляционного восстановления сигнала, первый вход которого соединен с первым выходом компрессора, а его выход подключен к первому входу блока объединения цифровых сигналов, второй вход которого соединен со вторым выходом компрессора, первый вход которого соединен с выходом блока определения коэффициента нормализации, а его второй вход соединен с выходом линии задержки, при этом выход блока объединения цифровых сигналов является выходом передающей стороны устройства, а на приемной стороне дополнительно введены блок разделения цифровых сигналов, блок задержки и экспандер, при этом вход блока разделения цифровых сигналов является входом приемной стороны устройства, а его первый выход соединен с входом второго блока формирования ортогонального сигнала, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами второго блока модуляционного разложения сигнала, первый выход которого соединен с первым входом экспандера, а его второй выход соединен со вторым входом второго блока модуляционного восстановления сигнала, первый вход которого соединен с выходом экспандера, второй вход которого соединен с выходом блока задержки, вход которого соединен со вторым выходом блока разделения цифровых сигналов, при этом выход блока обратной коррекции является выходом приемной стороны устройства.