Способ и устройство измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов Российский патент 2022 года по МПК G01N29/00 

Область техники

Изобретение относится к технике связи, в частности к цифровым способам и устройствам измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов акустических сигналов.

Уровень техники

Известен способ измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов (Патент РФ, №458340 БИ №10 от 10.04.2012), включающий преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала, формирование К сегментов цифрового сигнала из N кодовых комбинаций в каждом сегменте из выделенного в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала, цифровое квадрирование, формирование в каждом из К сегментов, путем суммирования и усреднения, цифрового отсчета, соответствующего значению пиковой мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, после чего в каждом из полученных К=К₁ цифровых отсчетов путем деления на два в цифровом виде осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке и, полученные К=К₁₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К₁₂ цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке, после чего осуществляют цифровую индикацию К₁₂ запомненных цифровых отсчетов и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке.

Известно устройство измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов (Патент РФ, №458340 БИ №10 от 10.04.2012), содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, блок гильбертовского ортогонального преобразования, а также блок вычисления амплитудной огибающей, цифровой квадратор, сумматор-усреднитель, первый блок памяти, второй блок памяти и блок индикации с дисплеем.

Недостатком известного способа и устройства является невозможность измерения мощности на наиболее важных участках нестационарности акустических сигналов, а также невозможности измерения других параметров акустических сигналов.

Наиболее близким способом к заявленному является способ измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов (патент РФ №2731339, опубликован 01.09.2020 г), включающий преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, выделение путем фильтрации низкочастотных составляющих гильбертовской амплитудной огибающей, выделение в этом отфильтрованном сигнале участков нестационарности с нарастающей крутизной, каждый из которых содержит N_x параллельных кодовых комбинаций, из которых после цифрового квадрирования осуществляют формирование в каждом участке нестационарности, путем суммирования и усреднения, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности этого участка нестационарности с нарастающей крутизной, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности с нарастающей крутизной, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков, а также на каждом выделенном участке нестационарности с нарастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt и определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой, а затем путем деления разности мгновенных значений амплитуд между конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой ΔА на длительность этого участка нестационарности Δt, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего крутизне нарастания S участка нестационарности с нарастающей крутизной, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания S на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности с нарастающей крутизной, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S участков нестационарности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков.

Известно устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов (патент РФ №2731339, опубликован 01.09.2020 г), содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, блок гильбертовского ортогонального преобразования, блок вычисления амплитудной огибающей, фильтр низких частот, выход которого соединен с первым входом блока ключей и входом блока обнаружения участков нестационарности, первый выход которого соединен со вторым входом блока ключей и первым входом блока определения крутизны нарастания участков нестационарности, второй вход которого соединен со вторым выходом блока обнаружения участков нестационарности, причем выход блока ключей соединен с третьим входом блока определения крутизны нарастания участков нестационарности и входом цифрового квадратора, выход которого соединен с первым входом сумматора-усреднителя, выход которого соединен с первым входом первого блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока индикации с дисплеем, при этом первый выход блока определения крутизны нарастания участков нестационарности соединен с первым входом второго блока памяти, а его второй выход соединен со вторым входом первого блока памяти и со вторым входом второго блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами блока индикации с дисплеем, причем третий выход блока определения крутизны нарастания участков нестационарности соединен со вторым входом сумматора-усреднителя.

Недостатком известного способа и устройства является невозможность измерения мощности и длительности акустических сигналов на таких значимых участках нестационарности как участки спада, определяющие качество этих сигналов, и невозможность измерения такого важного параметра как ритмические частоты акустических сигналов.

Сущность изобретения

Задачей предлагаемого изобретения является:

Расширение функциональных возможностей для измерения ритмических частот акустических сигналов, мощности и длительности спадов участков нестационарности данных сигналов, а также повышение точности оценки качества этих акустических сигналов.

Задача решается за счет использования гильбертовской амплитудной огибающей, выделяемой из акустического сигнала. Из гильбертовской амплитудной огибающей путем фильтрации выделяются низкочастотные составляющие этой огибающей в виде акустических объектов (например звуков, слов). Эти низкочастотные составляющие или акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарности в виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак», а также спадов этих объектов. Осуществляется выделение участков нестационарности с нарастающей крутизной и выделение участков нестационарности в виде спадов. После выделения участков нестационарности в виде спадов, содержащих N_x кодовых комбинаций в каждом участке, осуществляют измерение мгновенной мощности каждого из этих участков, а также измерение средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. Также на участках нестационарности в виде спадов осуществляют измерение длительности спада каждого участка нестационарности, а также измерение средней длительности спадов на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. Кроме того, на участках нестационарности с возрастающей крутизной, измеряют частоту появления этих участков («атак») на заданном отрезке времени (ритмических частот), а также осуществляют измерение среднего значения этих ритмических частот на длительном временном отрезке, состоящем из К таких отрезков времени. Вследствие таких измерений удается с большой точностью оценить качество акустических сигналов, так как именно участки нестационарности в виде атак и спадов содержат наибольшее количество информации и их искажения при передаче и обработках существенно снижают качество этих акустических сигналов. Данные измерения позволят проводить мероприятия по уменьшению искажений участков нестационарности в акустических сигналах и тем самым повышать их качество.

Предлагаемый способ измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов, включающий преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, выделение путем фильтрации низкочастотных составляющих гильбертовской амплитудной огибающей, а также цифровое квадрирование, суммирование и усреднение, первое запоминание с суммированием и усреднением, второе запоминание с суммированием и усреднением, цифровую индикацию, отличающийся тем, что после выделения низкочастотных составляющих гильбертовской амплитудной огибающей, определяют и выделяют наиболее важные и информативные участки нестационарности с нарастающей крутизной и участки спада, а на участках спада каждый из которых содержит N_x параллельных кодовых комбинаций, из которых после цифрового квадрирования осуществляют формирование в каждом участке нестационарности, путем суммирования и усреднения, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности этого участка нестационарности со спадом, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности со спадом, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящего из К участков, а также на каждом выделенном участке нестационарности со спадом определяют длительность этого спада Δt в виде цифрового отсчета, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней длительности спадов на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности со спадами, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям длительностей спадов участков нестационарности и цифрового отсчета, соответствующего среднему значению длительности спадов участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков, а, кроме того, на выделенных участках нестационарности с нарастающей крутизной определяют количество этих участков (атак) на заданном отрезке времени в виде значения отсчета ритмической частоты, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего среднему значению ритмических частот на длительном временном отрезке, состоящем из К отрезков времени с ритмическими частотами, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям ритмических частот и цифрового отсчета, соответствующего среднему значению ритмических частот на длительном временном отрезке, состоящего из К заданных отрезков времени с ритмическими частотами.

А в устройство измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов, содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, блок гильбертовского ортогонального преобразования, блок вычисления амплитудной огибающей, фильтр низких частот, а также блок ключей, цифровой квадратор, сумматор-усреднитель, первый блок памяти, второй блок памяти и блок индикации с дисплеем, дополнительно введены блок обнаружения двух участков нестационарности, блок определения ритмических частот, блок определения длительностей спадов и третий блок памяти, при этом первый и второй выходы блока гильбертовского ортогонального преобразования соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока вычисления амплитудной огибающей, выход которого соединен со входом фильтра низких частот, выход которого соединен с первым входом блока ключей и входом блока обнаружения двух участков нестационарности, первый выход которого соединен со входом блока определения ритмических частот, а его второй выход соединен со вторым входом блока ключей и с первым входом блока определения длительностей спадов, второй вход которого соединен с третьим выходом блока обнаружения двух участков нестационарности, причем выход блока ключей соединен со входом цифрового квадратора, выход которого соединен с первым входом сумматора-усреднителя, второй вход которого соединен с третьим выходом блока определения длительностей спадов, а выход сумматора-усреднителя соединен с первым входом первого блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока индикации с дисплеем, при этом первый выход блока определения длительностей спадов соединен с первым входом второго блока памяти, а второй выход блока определения длительностей спадов соединен со вторым входом первого блока памяти и вторым входом второго блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами блока индикации с дисплеем, причем первый и второй выходы блока определения ритмических частот соединены, соответственно, с первым и вторым входами третьего блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с пятым и шестым входами блока индикации с дисплеем.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа, позволяет расширить функциональные возможности для измерения ритмических частот, мгновенной и средней мощности и длительностей спадов участков нестационарности акустических сигналов, а также повысить точность оценки качества акустических сигналов.

Перечень фигур

Предложенный способ и устройство поясняются фигурами, на которых показаны:

Фиг. 1. Структурная схема устройства измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов.

Фиг. 2. Блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Фиг. 3. Блок вычисления амплитудной огибающей.

Фиг. 4. Блок обнаружения двух участков нестационарности.

Фиг. 5. Блок определения ритмических частот.

Фиг. 6. Блок определения длительностей спадов.

Фиг. 7. Сумматор-усреднитель.

Фиг. 8. Первый, второй и третий блоки памяти.

Фиг. 9. Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Фиг. 10. Временные диаграммы работы схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Фиг. 11. Схема перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Фиг. 12. Временные диаграммы работы схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Осуществление изобретения

Особенностью предлагаемого способа измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа является расширение функциональных возможностей, которое позволяет измерять ритмические частоты, мощность и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов, а также позволяет повышать точность оценки качества акустических сигналов.

В основе предлагаемого способа лежит использование гильбертовской амплитудной огибающей, выделяемой из акустического сигнала. Из гильбертовской амплитудной огибающей путем фильтрации выделяются низкочастотные составляющие этой огибающей в виде акустических объектов (например, звуков, слов). Эти низкочастотные составляющие или акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарностив виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак», а также спадов этих объектов. Осуществляется выделение участков нестационарности с нарастающей крутизной и выделение участков нестационарности в виде спадов. После выделения участков нестационарности в виде спадов, содержащих N_x кодовых комбинаций в каждом участке, осуществляют измерение мгновенной мощности каждого из этих участков со спадом, а также измерение средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков со спадом. Также на участках нестационарности в виде спадов осуществляют измерение длительности спада каждого участка нестационарности, а также измерение средней длительности спадов на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. Кроме того, на каждом участке нестационарности с возрастающей крутизной, измеряют частоту появления этих участков («атак») на заданном отрезке времени (ритмических частот), а также осуществляют измерение среднего значения этих ритмических частот на длительном временном отрезке, состоящем из К таких отрезков времени. Вследствие таких измерений удается с большой точностью оценить качество акустических сигналов, так как именно участки нестационарности в виде атак и спадов содержат наибольшее количество информации и их искажения при передаче и обработках существенно снижают качество этих акустических сигналов. Данные измерения позволят проводить мероприятия по уменьшению искажений участков нестационарности в акустических сигналах и тем самым повышать их качество.

Способ измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов реализуется следующим образом. Входной акустический сигнал в зависимости от его амплитуды подвергается преобразованию в виде усиления или ослабления. Далее осуществляют линейное аналого-цифровое преобразование сигнала и полученный сигнал подвергают в цифровом виде гильбертовскому преобразованию с формированием ортогонального сигнала. Это преобразование соответствует тому, что все спектральные составляющие, входящие в измеряемый акустический сигнал, сдвигаются по фазе на 90°. После этого осуществляют выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала A(t). Для этого используют цифровой сигнал, соответствующий исходному акустическому сигналу u(t) и цифровой сигнал после гильбертовского преобразования, соответствующий исходному акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими u₁(t). Выделение амплитудной огибающей осуществляют в соответствии с формулой

Далее из выделенного в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала выделяют путем фильтрации низкочастотные составляющие акустических объектов (например звуков или слов). Эти акустические объекты содержат наиболее важные и информативные два участка нестационарности: 1) в виде крутизны нарастания передних фронтов акустических объектов или «атак»; 2) в виде спадов этих акустических объектов. Насколько важны данные параметры, показывают следующие факты - известно, что устранение атак из речевого сигнала делает его полностью неразборчивым, в то же время сохранение только атак, составляющих 10-15% длительности акустических объектов, позволяет сохранить словесную разборчивость на уровне 85%. Устранение атак из музыкального сигнала делает невозможным определение инструмента даже для музыкантов. Очень важным параметром является количество атак в единицу времени, что определяет ритмическую структуру речевого или музыкального сигналов в виде их ритмических частот. Именно структура ритмических частот в значительной степени определяет качество передаваемой акустической информации и степень ее воздействия на слушателей. Например, одна и та же фраза, произнесенная с разными ритмическими частотами, способна вызвать в слушателях совершенно разные эмоциональные состояния. Очень важным параметром являются также спады акустических объектов. Спады в сигналах характеризуют длительность затухания музыкальных инструментов, а также длительности затухания звуков (время реверберации) в различных помещениях. Реверберации придают звукам объемность, сочность, богатство тембрового состава, голоса певцов приобретают напевность. С другой стороны, при больших временах реверберации (длительных спадах) возникает сильное эхо, затрудняющее восприятие информации. Поэтому оценка длительности и мощности спадов акустических объектов имеет важное значение.

При обработках и передаче акустических сигналов имеют место искажения как атак, так и спадов, содержащихся в участках нестационарности, что заметно ухудшает качество восприятия звуковой информации. Эти два участка нестационарности акустических объектов, определяют и выделяют. При этом каждый такой участок нестационарности со спадом содержит N_x кодовых комбинаций (дискретных отсчетов), т.к. эти участки не одинаковы по длительности и амплитуде. После этого осуществляют квадрирование, а затем суммирование и усреднение в цифровом виде и получают значение, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности в каждом участке нестационарности со спадом, согласно формулы [Мирский Г.Я. Электронные измерения: М.; Радио и связь, 1986]

где n_i - числовой эквивалент мгновенной амплитуды сигнала при i-й выборке,

N_x - количество дискретных отсчетов на данном участке нестационарности со спадом.

Далее К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности со спадом, запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. И, наконец, осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности со спадом, и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

Такая индикация позволяет с большой точностью оценить, как отдельные значения мгновенной мощности в каждом участке нестационарности со спадом, так и характер изменения значений средней мощности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

Кроме того, на каждом участке нестационарности со спадом определяют длительность этого участка Δt. А далее К таких цифровых отсчетов запоминают. А также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней длительности спадов на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности со спадами. После чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям длительностей спадов участков нестационарности и цифрового отсчета, соответствующего среднему значению длительности спадов участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков.

Такая индикация позволяет с большой точностью оценить как отдельные значения длительностей спадов в каждом участке нестационарности, так и характер изменения средних значений длительностей спадов участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

Кроме того, на выделенных участках нестационарности с нарастающей крутизной определяют количество этих участков (атак) на заданном отрезке времени в виде отсчета значения ритмической частоты. А далее К таких цифровых отсчетов запоминают. А также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего среднему значению ритмических частот на длительном временном отрезке, состоящем из К отрезков времени с ритмическими частотами. После чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям ритмических частот и цифрового отсчета, соответствующего среднему значению ритмических частот на длительном временном отрезке, состоящего из К заданных отрезков времени с ритмическими частотами.

Такая индикация позволяет с большой точностью оценить, как отдельные значения ритмических частот на заданных отрезках времени, так и характер изменения средних значений ритмических частот на длительном временном отрезке, состоящем из К таких заданных отрезков времени.

Описанный способ измерений двух участков нестационарности с нарастающей крутизной и спадом позволяет с большой точностью оценить качество акустических сигналов, так как именно участки нестационарности содержат наибольшее количество информации и их искажения при передаче и обработках существенно снижают качество этих акустических сигналов. Данные измерения позволят проводить мероприятия по уменьшению искажений участков нестационарности в акустических сигналах и тем самым повышать качество этих сигналов.

Способ осуществляют при помощи устройства измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов (фиг. 1), которое содержит: последовательно соединенные входной блок 1, линейный аналого-цифровой преобразователь (ЛАЦП) 2, блок гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3, блок вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4, фильтр низких частот (ФНЧ) 5, а также блок ключей 6 цифровой квадратор 7, сумматор-усреднитель 8, первый блок памяти 9, второй блок памяти 10 и блок индикации с дисплеем (БИСД) 11. В устройство дополнительно введены блок обнаружения двух участков нестационарности (БОДУН) 12, блок определения ритмических частот (БОРЧ) 13, блок определения длительностей спадов (БОДС) 14 и третий блок памяти 15.

При этом первый и второй выходы БГОП 3 соединены, соответственно, с первым и вторым входами БВАО 4, выход которого соединен со входом ФНЧ 5, выход которого соединен с первым входом блока ключей 6 и входом БОДУН 12, первый выход которого соединен со входом БОРЧ 13. А второй выход БОДУН 12 соединен со вторым входом блока ключей бис первым входом БОДС 14, второй вход которого соединен с третьим выходом БОДУН 12. Причем выход блока ключей 6 соединен со входом цифрового квадратора 7, выход которого соединен с первым входом сумматора-усреднителя 8, второй вход которого соединен с третьим выходом БОДС 14. А выход сумматора-усреднителя 8 соединен с первым входом первого блока памяти 9, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами БИСД 11. При этом первый выход БОДС 14 соединен с первым входом второго блока памяти 10, а второй выход БОДС 14 соединен со вторым входом первого блока памяти 9 и вторым входом второго блока памяти 10, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами БИСД 11. Причем первый и второй выходы БОРЧ 13 соединены, соответственно, с первым и вторым входами третьего блока памяти 15, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с пятым и шестым входами БИСД 11.

Предлагаемый способ осуществляется при помощи предлагаемого устройства следующим образом (Фиг. 1). Акустический аналоговый сигнал подается на вход устройства и далее поступает на вход входного блока 1, где в зависимости от его амплитуды подвергается преобразованию в виде усиления или ослабления. Затем акустический сигнал с выхода входного блока 1 подается на вход ЛАЦП 2. В данном блоке осуществляется линейное аналого-цифровое преобразование сигнала. Цифровой сигнал в параллельном коде поступает с выхода ЛАЦП 2 на вход БГОП 3. В БГОП 3 осуществляется в цифровом виде гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала. Это преобразование соответствует тому, что все спектральные составляющие, входящие в исходный акустический сигнал, сдвигаются по фазе на 90°.

Далее цифровой сигнал с первого и второго выходов БГОП 3 в параллельных кодах поступает, соответственно, на первый и второй входы БВАО 4. В блоке 4 осуществляется выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала A(t). Для этого используется цифровой сигнал, с первого выхода БГОП 3, соответствующий измеряемому акустическому сигналу

u(t) и цифровой сигнал со второго выхода БГОП 3, соответствующий измеряемому акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими u₁(t).

Выделение амплитудной огибающей в БВАО 4 осуществляется в соответствии с

Цифровой сигнал с выхода БВАО 4 в параллельном коде поступает на вход ФНЧ 5, в котором в цифровом виде осуществляют выделение низкочастотных составляющих огибающей в виде акустических объектов (например звуков, слов). Эти низкочастотные акустические объекты содержат наиболее важные и информативные 2 участка нестационарности: первый в виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак», а второй в виде спадов. Полоса пропускания ФНЧ 5 от 0 до 200 Гц (в некоторых случаях до 500 Гц). Далее цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с выхода ФНЧ 5 поступает на первый вход блока ключей 6 и на вход БОДУН 12, в котором осуществляют определение двух участков нестационарности: с возрастающей крутизной и спадов. При таком определении на первом выходе БОДУН 12 появляется сигнал (лог. 1), соответствующий началу участка нестационарности с возрастающей крутизной, а на втором выходе БОДУН 12 через некоторый промежуток времени, связанный с длительностями акустических объектов, появляется сигнал (лог.1), соответствующий началу участка спада, а на третьем выходе БОДУН 12 сигнал (лог. 1) появляется по окончании участка спада.

Сигнал лог.1, соответствующий началу участка нестационарности со спадом, со второго выхода БОДУН 12 поступает на первый вход БОДС 14 и на второй вход блока ключей 6, вследствие чего данный блок ключей 6 открывается и на его выход начинает проходить цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с выхода ФНЧ 5. Этот цифровой информационный сигнал с выхода блока ключей 6 поступает на вход цифрового квадратора 7, в котором осуществляется возведение в квадрат поступившего в виде участка нестационарности со спадом цифрового информационного сигнала. Далее этот участок цифрового информационного сигнала, содержащего N_x цифровых отсчетов (параллельных кодовых комбинаций), с выхода цифрового квадратора 7 поступает на первый вход сумматора-усреднителя 8, на второй вход которого с третьего выхода БОДС 14 поступает цифровой сигнал, соответствующий количеству цифровых отсчетов N_x, содержащихся в данном участке нестационарности со спадом. В сумматоре-усреднителе 8 осуществляют суммирование и усреднение цифровых отсчетов N_x данного участка нестационарности и получают значение, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности на данном участке нестационарности со спадом. После окончания данного участка нестационарности со спадом на втором выходе БОДУН 12 появляется сигнал лог. 0, который поступает на первый вход БОДС 14 и на второй вход блока ключей 6, под действием которого блок ключей 6 закрывается и цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций перестает поступать на вход цифрового квадратора 7. С обнаружением в БОДУН 12 следующего участка нестационарности со спадом, работа блока ключей 6, цифрового квадратора 7 и сумматора-усреднителя 8 происходит аналогичным образом.

Цифровые отсчеты в виде параллельных кодовых комбинаций, соответствующие значениям мгновенной мощности участков нестационарности со спадом поступают с выхода сумматора-усреднителя 8 на первый вход первого блока памяти 9, на второй вход которого подаются короткие импульсы со второго выхода БОДС 14, соответствующие окончаниям данных участков нестационарности со спадом. В первом блоке памяти 9 К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности со спадом, запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

После этого, К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности со спадом, с первого выхода первого блока памяти 9, а также цифровой отсчет, соответствующий значению средней мощности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, со второго выхода первого блока памяти 9 поступают, соответственно, на первый и второй входы БИСД 11.

При этом сигнал лог. 1 со второго выхода БОДУН 12, соответствующий началу участка нестационарности со спадом, поступает также на первый вход БОДС 14, вследствие чего в данном блоке осуществляют определение длительность этого участка Δt.

Цифровые отсчеты в виде параллельных кодовых комбинаций, соответствующие значениям длительности участков нестационарности со спадом поступают с первого выхода БОДС 14 на первый вход второго блока памяти 10, на второй вход которого подаются короткие импульсы со второго выхода БОДС 14, соответствующие окончаниям данных участков нестационарности со спадом. Во втором блоке памяти 10 К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям длительности участков нестационарности со спадом запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего среднему значению длительности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

После этого, К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной длительности участков нестационарности со спадом, с первого выхода второго блока памяти 10, а также цифровой отсчет, соответствующего среднему значению длительности спадов участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков, со второго выхода второго блока памяти 10 поступают, соответственно, на третий и четвертый входы БИСД 11.

При этом сигнал лог.1 с первого выхода БОДУН 12, соответствующий началу участка нестационарности с возрастающей крутизной, поступает на вход БОРЧ 13. В данном боке 13 на выделенных участках нестационарности с нарастающей крутизной определяют количество этих участков (атак) на заданном отрезке времени в виде отсчета значения ритмической частоты.

Цифровые отсчеты в виде параллельных кодовых комбинаций, соответствующих значениям ритмических частот на заданных отрезках времени поступают с первого выхода БОРЧ 13 на первый вход третьего блока памяти 15, на второй вход которого подаются короткие импульсы со второго выхода БОРЧ 13, соответствующие окончаниям заданных отрезков времени. В третьем блоке памяти 15 К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям ритмических частот на заданных отрезках времени запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего среднему значению ритмических частот на длительном временном отрезке, состоящем из К таких заданных отрезков времени.

После этого, К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям ритмических частот на заданных отрезках времени, с первого выхода третьего блока памяти 15, а также цифровой отсчет, соответствующего среднему значению ритмических частот на длительном временном отрезке, состоящем из К таких заданных отрезков времени, со второго выхода третьего блока памяти 15 поступают, соответственно, на пятый и шестой входы БИСД 11.

Предлагаемое устройства измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа, позволяет расширить функциональные возможности для измерения ритмических частот, мгновенной и средней мощности и длительностей спадов участков нестационарности акустических сигналов, а также повысить точность оценки качества акустических сигналов.

Особенностью предлагаемого устройства измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов является то, что нестандартными в нем являются: блок гильбертовского ортогонального преобразования БГОП 3, блок вычисления амплитудной огибающей БВАО 4, сумматор-усреднитель 8, первый, второй и третий блоки памяти 9, 10,15, а также блок обнаружения двух участков нестационарности БОДУН 12, блок определения ритмических частот БОРЧ 13 и блок определения длительностей спадов БОДС 14.

Пример реализации блока гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 показан на фиг2. Данный блок содержит последовательно соединенные: схему сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), схему прямого дискретного преобразования Фурье (СПДПФ) схему поворота фазы коэффициентов преобразования (СПФКП), схему обратного дискретного преобразования Фурье (СОДПФ), схему перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОФН). Кроме того, БГОП 3 содержит схему удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД) и линию задержки. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен со входом (кодовым) БГОП 3 и первым (кодовым) входом линии задержки, а кодовый выход ССНОФН подключен через последовательно соединенные СПДПФ, СПФКП, СОДПФ к кодовому входу СПСКНОФН, кодовый выход которой соединен со вторым кодовым выходом БГОП 3. Второй вход ССНОФН соединен со вторым входом СПСКНОФН, вторым входом линии задержки и входом СУЧИД, выход которой соединен с третьим входом ССНОФН, третьим входом СПСКНОФН, вторым входом СПДПФ, вторым входом СПФКП и вторым входом СОДПФ. Кодовый выход линии задержки соединен с первым кодовым выходом БГОП 3

Работа блока гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 основана на выражении для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье (ДПФ)

где х(n) - последовательность из В временных отсчетов, Х(k) - последовательность из В частотных отсчетов.

Блок БГОП 3, функционирует следующим образом (фиг. 2). На вход (кодовый) БГОП 3 поступают параллельные кодовые комбинации с выхода ЛАЦП 2 (фиг. 1). Эти кодовые комбинации внутри БГОП 3 (фиг. 2) подаются на первый (кодовый) вход линии задержки и на первый (кодовый) вход ССНОФН, на второй и третий входы которой поступают, соответственно, импульсы частоты дискретизации от ЛАЦП 2 (на фиг. 1 данная цепь не показана) и импульсы с удвоенной частотой дискретизации с выхода СУЧИД. В ССНОФН осуществляют формирование сегментов, состоящих из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте, соответствующих В временным дискретным отсчетам звукового сигнала. На каждый сегмент далее налагают оконную функцию Наттолла. Цифровой сигнал в виде сегментов из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте с кодового выхода ССНОФН поступает на кодовый вход СПДПФ, где осуществляют В точечное прямое дискретное преобразование Фурье этих В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте.

Необходимость наложения оконной функции Наттолла вызвана тем, что при дискретном преобразовании Фурье (ДПФ) используется прямоугольное окно без перекрытия, что приводит к появлению разрывов анализируемых функций. Возникающие вследствие этого в спектре боковые лепестки преобразования окна, называемые просачиванием, будут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих. Для снижения уровня искажений и помех необходимо минимизировать такое просачивание энергии боковых лепестков в основные компоненты сигнала. Очевидно, что чем ниже уровень боковых лепестков функции окна в частотной области, тем выше точность прямого дискретного преобразования Фурье. Наименьшим уровнем боковых лепестков, из существующих оконных функций, обладает именно окно Наттолла.

В результате В точечного прямого дискретного преобразования Фурье В кодовых комбинаций в СПДПФ формируют В пар коэффициентов, соответствующих представлению цифрового акустического сигнала в спектральной области. Далее цифровой сигнал с кодового выхода СПДПФ подается на кодовый вход СПФКП, где осуществляют поворот фазы коэффициентов преобразования путем изменения в каждой паре коэффициентов знака коэффициента при jsin 2πnk/В, что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.

Затем цифровой сигнал с кодового выхода СПФКП подается на кодовый вход СОДПФ, где осуществляется В точечное обратное дискретное преобразование Фурье из В пар коэффициентов в В кодовых комбинаций в каждом сегменте.

После этого цифровой сигнал с кодового выхода СОДПФ поступает на кодовый вход СПСКНОФН. Данная схема необходима для более качественного восстановления сигнала в случае использования окна Наттолла, для чего дополнительно осуществляют сложение с 50% перекрытием. С этой целью в СПСКНОФН осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента. Поскольку окно Наттола не относиться к числу окон, обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то дополнительное увеличение точности восстановленного цифрового акустического сигнала осуществляют путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ, что существенно для повышения точности измерительного устройства.

Цифровой сигнал с кодового выхода СПСКНОФН подается далее на второй кодовый выход БГОП 3.

Таким образом, в БГОП 3 было осуществлено гильбертовское ортогональное преобразование цифрового сигнала, соответствующее повороту фазы всех спектральных составляющих аналогового сигнала на 90°. Однако данный цифровой сигнал после прохождения через ССНОФН, СПДПФ, СПФКП, СОДПФ и СПСКНОФН прибрел временную задержку. Для нормальной работы блока вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4 необходимо, чтобы исходный цифровой сигнал, поступивший на кодовый вход БГОП 3, имел бы на первом кодовом выходе данного блока точно такую же временную задержку, как и цифровой сигнал на его втором кодовом выходе. Для этой цели в БГОП 3 служит линия задержки.

Особенностью БГОП 3 является то, что нестандартными в нем являются ССНОФН и СПСКНОФН, которые требуют дополнительного раскрытия. Данные блоки и временные диаграммы их работы показаны на фиг. 9 - фиг. 12.

Схема удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД), входящей в БГОП 3, может быть выполнена в виде последовательно включенных: формирователя меандра, дифференциальной схемы, двухполупериодного выпрямителя и формирователя коротких импульсов.

Пример реализации блока вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4 показан на фиг.3. БВАО 4 состоит из первой и второй схем возведения в квадрат, сумматора и схемы извлечения квадратного корня. Кодовый вход первой схемы возведения в квадрат подключен к первому входу БВАО 4, а кодовый вход второй схемы возведения в квадрат (СВК) подключен ко второму входу БВАО 4, а кодовые выходы данных схем соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора. Кодовый выход сумматора соединен с кодовым входом схемы извлечения квадратного корня, кодовый выход которой подключен к кодовому выходу БВАО 4.

Функционирование БВАО 4, т.е. выделение амплитудной огибающей осуществляется в соответствии с выражением [1]: A(t)=[u²(t)+u₁²(t)]^1/2. Для этого используется цифровой сигнал, с первого выхода БГОП 3 (фиг.1), соответствующий исходному акустическому сигналу u(t) и цифровой сигнал со второго выхода БГОП 3, соответствующий исходному акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими u₁(t). В первой и второй СВК осуществляется в цифровом виде возведение в квадрат числовых значений каждой параллельной кодовой комбинации (соответствующих отсчетам мгновенных амплитуд исходного аналогового сигнала). Далее цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов первой и второй СВК подаются на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. В данной схеме в цифровом виде осуществляется суммирование числовых значений кодовых комбинаций, поступающих на 1 кодовый вход сумматора с соответствующими им кодовыми комбинациями, поступающими на 2 кодовый вход сумматора. Эта операция соответствует выражению u²(t)+u₁²(t). После этого цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодового выхода сумматора поступает на кодовый вход схемы извлечения квадратного корня (СИКК). В данной схеме в цифровом виде осуществляется операция извлечения квадратного корня из числовых значений кодовых комбинаций, полученных после суммирования. Эта операция соответствует выражению [u²(t)+u₁²(t)]^1/2. Цифровой сигнал, соответствующий выделенной гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, с кодового выхода СИКК поступает на кодовый выход БВАО 4.

Пример реализации блока обнаружения двух участков нестационарности (БОДУН) 12 показан на фиг.4. БОДУН 12 состоит из линии задержки (ЛЗ), схемы вычитания (СВ), схемы выявления знака (СВЗ), инвертора, дешифратора, первой схемы ИЛИ₁, второй схемы ИЛИ₂, первого, второго, третьего и четвертого формирователей коротких импульсов F₁, F₂, F₃, F₄, первого RS-триггера T₁, второго RS-триггера Т₂, первой схемы И₁, второй схемы И₂ и третьей схемы И₃. Вход (кодовый) БОДУН 12 соединен внутри блока с кодовым входом ЛЗ и первым кодовым входом СВ, второй кодовый вход которой соединен с выходом ЛЗ, а выход СВ соединен со входом СВЗ и со входом дешифратора, выходы которого с первого по n подключены ко входам первой схемы ИЛИ₁, а выходы дешифратора с n+1 по m подключены ко входам второй схемы ИЛИ₂, причем выходы ИЛИ₁ и ИЛИ₂ соединены, соответственно, со входом первого формирователя F₁ и входом второго формирователя F₂, выходы которых соединены, соответственно, с R-входом и S-входом первого RS-триггера T₁, прямой выход которого соединен с первым входом первой схемы И₁ и первым входом второй схемы И₂, а его инверсный выход соединен с первым входом третьей схемы И₃, при этом выход СВЗ соединен со входом четвертого формирователя F₄ и входом инвертора, выход которого соединен со входом третьего формирователя F₃, выход которого соединен с S-входом второго RS-триггера Т₂, R-вход которого соединен с выходом четвертого формирователя F₄, а прямой выход второго RS-триггера Т₂ соединен со вторым входом первой схемы И₁, а его инверсный выход соединен со вторыми входами второй схемы И₂ и третьей схемы И₃, а выходы И₁, И₂ и И₃ соединены, соответственно, с первым, вторым и третьим выходами БОДУН 12.

Работа БОДУН 12 (фиг.4) осуществляется следующим образом. В исходном состоянии на прямых выходах первого RS-триггера T₁ и второго RS-триггера Т₂ присутствуют лог. 0. На вход БОДУН 12 поступают параллельные кодовые комбинации с выхода ФНЧ 5 (фиг.1), а внутри БОДУН 12 эти кодовые комбинации подаются на вход ЛЗ и на первый вход СВ. В ЛЗ осуществляется задержка этих параллельных кодовых комбинаций на время одного дискретного отсчета. Далее эти задержанные кодовые комбинации с выхода ЛЗ поступают на второй вход СВ. В СВ из каждой кодовой комбинации, поступающей на ее первый вход, вычитают задержанную на один дискретный отсчет кодовую комбинацию, поступающую на ее второй вход с выхода ЛЗ. В результате на выходе СВ появляются параллельные кодовые комбинации, соответствующие приращениям амплитуды гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, с положительным или отрицательным знаком. При этом положительный или отрицательный знак приращения амплитуды содержится в старшем разряде каждой параллельной кодовой комбинации и для положительных приращений (атака) - это лог. 0, а для отрицательных приращений (спад) - это лог. 1. Затем параллельные кодовые комбинации с выхода СВ поступают на вход СВЗ и на вход дешифратора. Дешифратор предназначен для выделения участков гильбертовской амплитудной огибающей с нарастающей (атак) или падающей крутизной (спадов) от участков крутизна которых незначительна или равна нулю. Известно [Попов О.Б., Рихтер С.Г. Цифровая обработка и измерения сигналов в трактах звукового вещания. М. Инсвязьиздат, 2010, с. 30], что максимальная длительность участков нестационарности с возрастающей крутизной (атак) составляет примерно Δt₁=300 мс, а минимальная длительность составляет 2 мс, но наиболее часто принимают значение Δt₂=5 мс. На максимальной длительности участка нестационарности будет иметь место минимальная крутизна этого участка, которая при максимальном значении амплитуды сигнала гильбертовской огибающей, равной, например 3 вольтам, будет составлять S_min = ΔA/Δt₁ = 3000 мВ/ 300 мс = 10 мВ/ мс. На этой максимальной длительности участка нестационарности с возрастающей крутизной умещается 14423 дикретных отсчетов (кодовых комбинаций) при стандартной частоте дискретизации в ЛАЦП 2 (фиг. 1) равной 48 кГц. В этом случае ΔA₁ на один отсчет будет составлять ΔA₁ = 3000 мВ/ 14423≈0,208 мВ = 208 мкВ. Данную величину приращения амплитуды ΔA₁ = 208 мкВ принимаем за начало и за окончание участка нестационарности с возрастающей крутизной и за начало и за окончание участка спада (с падающей крутизной). При этом на минимальной длительности участка нестационарности в Δt₂ = 5 мс будет иметь место максимальная крутизна этого участка, которая будет составлять S_max = ΔA/At₂ = 3000 мВ/ 5 мс = 600 мВ/ мс. При использовании в ЛАЦП 2 (фиг. 1) 16-разрядного кода, шаг квантования будет составлять, примерно 45,7 мкВ. В этом случае величине приращения амплитуды ΔA₁ = 208 мкВ, соответствующей началу и окончанию участка нестационарности с возрастающей крутизной и началу, и окончанию участка спада (с падающей крутизной), будет соответствовать кодовая комбинация 0000000000000101 на выходе СВ (фиг. 4).

Параллельные кодовые комбинации, соответствующие приращениям амплитуды гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала на один отсчет ΔA₁, с выхода СВ поступают на вход дешифратора (фиг. 4). В случае, когда приращение амплитуды на участке нестационарности с нарастающей крутизной и на участке спада, равна 0, то на выходе СВ и входе дешифратора будет кодовая комбинация 0000000000000000, под действием которой на первом выходе дешифратора появляется уровень лог.1. Этот скачек уровня проходит через ИЛИ₁ на вход первого формирователя F₁, на выходе которого появляется короткий импульс, который поступает на R-вход первого RS-триггера Т₁. Однако состояние данного триггера остается неизменным и на его прямом выходе по прежнему присутствует уровень лог. 0. Далее, в случае, когда приращение амплитуды на первом (атаке) или втором (спаде) участке нестационарности начинает незначительно возрастать, то на выходе СВ и входе дешифратора будут иметь место кодовые комбинации 0000000000000001, 0000000000000010, 0000000000000011, 0000000000000100, под действием которых на, соответственно, втором, третьем и четвертом (n=4 на фиг. 4) выходах дешифратора будет последовательно появляется уровни лог.1. Эти скачки уровня проходит через ИЛИ₁ на вход первого формирователя F₁, на выходе которого будут появляться короткие импульсы, которые поступают на R-вход первого RS-триггера Т₁. Однако состояние данного триггера по-прежнему остается неизменным и на его прямом выходе по-прежнему присутствует уровень лог. 0. И только при появлении на выходе СВ и входе дешифратора кодовой комбинации 0000000000000101, соответствующей началу участка нестационарности с возрастающей крутизной или началу участка спада, на n+1=5 (фиг. 4) выходе дешифратора появляется уровень лог. 1. Этот скачек уровня проходит через ИЛИ₂ на вход второго формирователя F₂, на выходе которого появляется короткий импульс, который поступает на S-вход первого RS-триггера Т₁. Данный триггер срабатывает и на его прямом выходе появляется уровень лог.1, а на его инверсном выходе будет уровень лог. 0. Уровень лог. 1 с прямого выхода триггера T₁ поступают на первые входы первой схемы И₁ и второй схемы И₂, а уровень лог. 0 с инверсного выхода T₁ поступает на первый вход третьей схемы И₃. Далее, в случае дальнейшего приращения амплитуды на участке нестационарности с возрастающей крутизной или на участке со спадом, на выходе СВ и входе дешифратора будут иметь место возрастающие кодовые комбинации 0000000000000110, 0000000000000111… и т.д., под действием которых на, n+2=6, n+3=7 …m выходах дешифратора (фиг. 4) будет последовательно появляется уровни лог. 1. Эти скачки уровня проходят через ИЛИ₂ на вход второго формирователя F₂, на выходе которого будут иметь место короткие импульсы, который поступают на S-вход первого RS-триггера Т₁. Однако состояние данного триггера остается неизменным и на его прямом выходе по прежнему будет присутствовать уровень лог. 1, а на инверсном уровень лог. 0.

По мере приближения амплитуды гильбертовской огибающей на участке нестационарности с возрастающей крутизной к своему максимальному значению и выходу на ее плоскую часть, а на участке нестационарности со спадом - приближение амплитуды огибающей к нулю, приращения амплитуды этой огибающей начинают уменьшаться, а следовательно, значения кодовых комбинаций на выходе СВ и входе дешифратора также будут уменьшаться. Однако через ИЛИ₂ и F₂ с выхода дешифратора по прежнему будут проходить скачки уровня лог. 1 на S-вход первого RS-триггера T₁, а на его прямом и инверсном выходе по-прежнему будут, соответственно, уровень лог. 1 и уровень лог. 0. И только с появлением на выходе СВ и входе дешифратора кодовой комбинации 0000000000000100, на четвертом (n=4 на фиг. 4) выходе дешифратора появляется уровень лог. 1. Этот скачек уровня проходит через ИЛИ₁ и первый формирователь F₁, на на R-вход первого RS-триггера Т₁. Данный триггер срабатывает и на его прямом выходе появляется уровень лог. 0, а на его инверсном выходе будет уровень лог. 1. Уровень лог. 0 с прямого выхода триггера T₁ поступают на первые входы первой схемы И₁ и второй схемы И₂, а уровень лог. 1 с инверсного выхода T₁ поступает на первый вход третьей схемы И₃. Это срабатывание первого RS-триггера T₁ свидетельствует о том, что участок нестационарности с возрастающей крутизной, либо участок спада оказался обнаружен, определен. Далее, по мере дальнейшего уменьшения приращения амплитуды на первом (атака) или на втором (спад) участке нестационарности, на выходе СВ и входе дешифратора будут иметь место уменьшающиеся кодовые комбинации, вплоть до 0000000000000000, а на прямом и инверсном выходах RS-триггера T₁ по-прежнему будут, соответственно, уровень лог. 0 и уровень лог. 1. Далее работа этой части БОДУН 12 (фиг. 4) происходит аналогично.

Поскольку выделенные из гильбертовской амплитудной огибающей низкочастотные составляющие акустических объектов содержат не только участки нестационарностив виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак», но также содержат и участки спадов, то на время действия этих участков спада, фиксация участков нестационарности с нарастающей крутизной (атак), должна быть остановлена. И наоборот, на время действия участков с нарастающей крутизной, фиксация участков нестационарности со спадами, должна быть остановлена. Для этой цели служит другая часть БОДУН 12 (фиг. 4), состоящая из схемы выявления знака (СВЗ), инвертора, третьего и четвертого формирователей коротких импульсов F₃ и F₄ и второго RS-триггера Т₂. Работа данной части БОДУН 12 происходит следующим образом. При работе схемы вычитания (СВ) в каждой параллельной кодовой комбинации на ее выходе старший разряд этой комбинации соответствует знаку приращения амплитуды - положительному (нарастание) или отрицательному (спад). Для положительных приращений - это лог. 0, а для отрицательных это лог.1. Этот старший знаковый разряд каждой параллельной кодовой комбинации подается на вход СВЗ, а с ее выхода поступает на вход инвертора (схемы НЕ) и на вход четвертого формирователя F4.

При появлении на выходе СВ параллельных кодовых комбинаций, соответствующих участку нестационарности с нарастающей крутизной, с выхода СВЗ на вход инвертора и вход F₄ будут поступать сигналы с уровнем лог. 0. Первый сигнал с уровнем лог. 0 поступает на вход инвертора и на его выходе будет сигнал с уровнем лог.1. Этот сигнал поступает на вход F₃, который формирует на своем выходе короткий импульс, который поступает на S-вход второго RS-триггера Т₂ и заставляет его сработать. На выходе (прямом) Т₂ появляется уровень лог.1, который поступает на второй вход первой схемы И₁. Данная схема открывается и сигнал с прямого выхода первого RS-триггера T₁, после его срабатывания и появления уровня лог.1, поступает на первый выход БОДУН 12, обозначая наличие начала участка нестационарности с возрастающей крутизной (атака). Одновременно на инверсном выходе второго RS-триггера Т₂ появляется уровень лог. 0, который поступает на вторые входы второй и третьей схем И (И₂, И₃), закрывает эти схемы, а уровни лог. 0 с их выходов поступают на второй и третий выходы БОДУН 12. Такое состояние на этих двух выходах БОДУН 12 означает отсутствие участка нестационарности со спадом.

При появлении на выходе СВ параллельных кодовых комбинаций, соответствующих участку нестационарности со спадом, с выхода СВЗ на вход F₄ будут поступать сигналы с уровнем лог.1. От первого такого сигнала с уровнем лог.1 формирователь F₄ формирует на своем выходе короткий импульс, который поступает на R-вход второго RS-триггера Т₂ и заставляет его сработать. На выходе (прямом) Т₂ появляется уровень лог. 0, который поступает на второй вход первой схемы И₁. Данная схема закрывается и сигнал с прямого выхода первого RS-триггера T₁ прекращает поступать на первый выход БОДУН 12. Такое состояние на первом выходе БОДУН 12 означает отсутствие участка нестационарности с нарастающей крутизной. Одновременно на инверсном выходе второго RS-триггера Т₂ появляется уровень лог.1, который поступает на вторые входы второй и третьей схем И (И₂, И₃). При поступлении на первый вход второй схемы И₂ сигнала с прямого выхода первого RS-триггера T₁, (после его срабатывания и появления уровня лог.1), уровень лог.1 поступает с выхода И₂ на второй выход БОДУН 12. Это означает обнаружение начала участка нестационарности со спадом. В это время на выходе третьей схемы И₃ и на третьем выходе БОДУН 12 присутствует уровень лог. 0. По мере уменьшения приращения амплитуды гильбертовской огибающей на спаде (выход на участок близкий к нулю), срабатывает первый RS-триггера T₁ и на его прямом выходе появляется уровень лог. 0, который поступает на первые входы первой и второй схем И (И₁, И₂). При этом первая схема И₁ продолжает оставаться закрытой, а вторая схема И₂ закрывается и на ее выходе и втором выходе БОДУН 12 появляется уровень лог. 0. Одновременно, на инверсном выходе первого RS-триггера T₁ появляется уровень лог.1, который поступает на первый вход третьей схемы И3, вследствие чего этот уровень проходит через данную схему и появляется на третьем выходе БОДУН 12. Это означает обнаружение конца участка нестационарности со спадом. Далее работа БОДУН 12 происходит аналогичным образом.

Схема выявления знака (СВЗ), входящая в БОДУН 12, может быть реализована, например, на основе схемы ИЛИ с двумя входами, на один из которых подан уровень лог. 0, а на второй вход поступает старший знаковый разряд каждой параллельной кодовой комбинации с выхода СВ. СВЗ может быть реализована также на основе двух последовательно включенных схем НЕ.

Пример реализации блока определения ритмических частот (БОРЧ) 13 показан на фиг. 5. БОРЧ 13 состоит из формирователя F, первого счетчика (СЧ₁), второго счетчика (СЧ₂), элемента задержки (ЭЗ) и схемы деления на десять (СДД). Вход БОРЧ 13 соединен внутри блока с формирователем коротких импульсов F, выход которого соединен с первым входом СЧ₁, выход (кодовый) которого соединен со входом СДД, выход (кодовый) которого является первым выходом БОРЧ 13. Выход СЧ₂ соединен со входом ЭЗ, выход которого соединен со вторым входом СЧ₁ и вторым выходом БОРЧ 13.

Работа БОРЧ 13 (фиг.5) осуществляется следующим образом. В исходном состоянии СЧ₁ и СЧ₂ обнулены. На вход БОРЧ 13 поступают импульсы с первого выхода БОДУН 12 (фиг.1), соответствующие участкам нестационарности с нарастающей крутизной (атаки). Внутри БОРЧ 13 (фиг.5) данные импульсы поступают на вход F, в котором осуществляется формирование коротких импульсов, которые затем поступают на вход СЧ₁ В СЧ₁ осуществляется подсчет количества этих коротких импульсов, соответствующих количеству атак в единицу времени, что определяет ритмическую структуру речевого или музыкального сигналов в виде их ритмических частот. Подсчитываемое количество импульсов ритмических частот появляются на кодовом выходе СЧ₁ в виде параллельных кодовых комбинаций.

Известно, что ритмические частоты в зависимости от вида информационных сигналов (речь, музыка, шумовые и другие сигналы) могут изменяться от 0,1 Гц до 16 Гц., т.е. от 0,1 до 16 импульсов в секунду. Для обнаружения импульсов в данном диапазоне частот предлагается их измерять во временном диапазоне (единице времени) в 10 секунд. Тогда в этом временном диапазоне в 10 сек. можно обнаруживать от 1 ритмического импульса до 160 ритмических импульсов. Казалось бы, что временной диапазон в 1 секунду более удобен, т.к. позволяет отсчитывать ритмические частоты на этом временном отрезке непосредственно в Герцах. Однако трудности возникают при измерениях количества ритмических импульсов, частоты которых лежат ниже 1 Гц. В этом случае инфранизкочастотные импульсы могут не попадать во временной диапазон в 1 сек. Формирование временного диапазона в 10 секунд осуществляется с помощью СЧ₂. Для этого на вход СЧ₂ подаются тактовые импульсы с частотой 48 кГц от ЛАЦП 2 (на фиг.1 данная цепь не показана). Для формирования временного диапазона в 10 секунд (с точностью 0,017 мс) требуется подсчитать 480076 тактовых импульсов. После поступления на вход СЧ₂ последнего 480076 тактового импульса, на выходе СЧ₂ появляется короткий импульс, поступающий на вход ЭЗ, а сам СЧ₂ обнуляется и начинает новый цикл подсчета 480076 тактовых импульсов. Под действием короткого импульса, поступившего с выхода ЭЗ на второй вход СЧ₁ данный счетчик приходит в исходное состояние и начинает новый цикл подсчета количества импульсов ритмических частот на временном отрезке в 10 сек. ЭЗ необходим для подачи короткого импульса с выхода СЧ₂ на второй вход СЧ₁ с небольшой задержкой, чтобы параллельная кодовая комбинация с кодового выхода СЧ₁ успела поступить на кодовый вход СДД. Таким образом при помощи СЧ₁ оказалось подсчитано количество импульсов ритмических частот на временном интервале (отрезке) в 10 секунд. Для того, чтобы перевести данное подсчитанное количество импульсов в единицу измерения, выраженную в Герцах, необходимо это числовое значение подсчитанных импульсов разделить на 10. Для этого каждая параллельная кодовая комбинация, измеренная на временном интервале в 10 сек, с кодового выхода СЧ₁ подается на кодовый вход СДД. В СДД осуществляется деление каждой такой параллельной кодовой комбинации на десять, вследствие чего числовые значение таких кодовых комбинаций уменьшаются в десять раз и начинают соответствовать измерению количества импульсов ритмических частот на временном интервале 1 сек., а значит выраженных в Герцах. Например, кодовая комбинация на входе СДД, соответствующая 5 импульсам на временном отрезке 10 сек будет преобразована в кодовую комбинацию, соответствующую 0,5 импульсам на временном интервале 1 сек, что соответствует ритмической частоте 0,5 Гц. Поделенные на 10 кодовые комбинации с кодового выхода СДД поступают на первый (кодовый) выход БОРЧ 13. Кроме того короткие импульсы, соответствующие временным интервалам в 10 сек, с выхода ЭЗ поступают на второй выход БОРЧ 13.

Пример реализации блока определения длительностей спадов (БОДС) 14 показан на фиг. 6. БОДС 14 состоит из ключа (КЛ), счетчика (СЧ), схемы умножения (СУ), схемы памяти (СП), формирователя коротких импульсов (F) и элемента задержки (ЭЗ). Первый вход БОДС 14 соединен внутри блока с первым входом КЛ, на второй вход которого подаются тактовые импульсы с частотой 48 кГц от ЛАЦП 2 (на фиг.1 данная цепь не показана), а выход КЛ соединен с первым входом СЧ, выход (кодовый) которого соединен с первым входом СУ, второй вход (кодовый) которой соединен с выходом СП, а выход СУ соединен с первым (кодовым) выходом БОДС 14, причем второй вход БОДС 14 соединен со входом F, выход которого соединен со входом ЭЗ, выход которого соединен со вторым входом СЧ и вторым выходом БОДС 14, при этом выход СЧ соединен с третьим (кодовым) выходом БОДС 14.

Работа БОДС 14 (фиг. 6) осуществляется следующим образом. В исходном состоянии СЧ обнулен. На первый вход БОДС 14 поступают импульсы со второго выхода БОДУН 12 (фиг.1), соответствующие участкам нестационарности со спадом. Внутри БОДУН 12 (фиг.6) данные импульсы поступают на первый вход КЛ, на второй вход которого поступают тактовые импульсы с частотой 48 кГц от ЛАЦП 2 (на фиг.1 данная цепь не показана). При поступлении на первый вход КЛ (фиг.6) уровня лог.1, соответствующего появлению участка нестационарности со спадом, данный ключ открывается и на его выход начинают проходить тактовые импульсы с частотой 48 кГц со второго входа КЛ. Данные тактовые импульсы с выхода КЛ поступают на первый вход СЧ, который начинает подсчет количества данных импульсов, а на кодовом выходе СЧ появляются параллельные кодовые комбинации, соответствующие количеству этих импульсов N_x. Подсчет количества импульсов в СЧ продолжается в течение времени действия участка нестационарности со спадом. При окончании данного участка нестационарности со спадом, на первом входе БОДС 14 появляется уровень лог. 0 (со второго выхода БОДУН 12, фиг.1), под действием которого закрывается КЛ, а на втором входе БОДС 14 появляется импульс лог.1 (с третьего выхода БОДУН 12 фиг.1). Внутри БОДС 14 (фиг.6) данный импульс лог.1 поступает на вход F, который осуществляет формирование короткого импульса на своем выходе. Этот короткий импульс проходит через ЭЗ и поступает на второй вход СЧ, вследствие чего данный счетчик приходит в исходное состояние и оказывается готовым к новому циклу подсчета количества тактовых импульсов, умещающихся на длительности следующего участка нестационарности со спадом. ЭЗ необходим для подачи короткого импульса с выхода F на второй вход СЧ с небольшой задержкой, чтобы параллельная кодовая комбинация с кодового выхода СЧ успела поступить на первый кодовый вход СУ. Таким образом при помощи СЧ оказалось подсчитано количество импульсов тактовой частоты, уместившихся на временном интервале действия участка нестационарности со спадом N_x. Для того, чтобы перевести данное подсчитанное количество импульсов в единицу измерения длительности участка спада, выраженную в миллисекундах, необходимо это числовое значение подсчитанных импульсов N_x умножить на 0,02083 (длительность одного периода импульсов тактовой частоты, в миллисекундах). Данное число 0,02083 записано в виде параллельной кодовой комбинации в БП и поступает с его кодового выхода на второй кодовый вход СУ. После умножения в СУ кодовой комбинации, соответствующей количеству импульсов тактовой частоты на временном интервале действия участка нестационарности со спадом N_x, на кодовую комбинацию, соответствующую длительности одного периода импульсов тактовой частоты, получаем на кодовом выходе СУ кодовую комбинацию, соответствующую длительности участка нестационарности со спадом, выраженную в миллисекундах. Эта кодовая комбинация с кодового выхода СУ поступает на первый (кодовый) выход БОДС 14, а на второй выход БОДС 14 поступают короткие импульсы с выхода ЭЗ, При этом на третий (кодовый) выход БОДС 14 поступают параллельные кодовые комбинации с выхода СЧ, соответствующие числу импульсов N_x на участке со спадом. Далее работа БОДС 14 происходит аналогичным образом.

Пример реализации сумматора-усреднителя 7 показан на фиг.7. Сумматор-усреднитель 7 состоит из последовательно соединенных сумматора и схемы деления на N_x. Первый (кодовый) вход сумматора-усреднителя 7 соединен с кодовым входом сумматора, выход которого соединен с первым (кодовым) входом схемы деления на N_x, второй (кодовый) вход которой соединен со вторым (кодовым) входом сумматора-усреднителя 7, а кодовый выход схемы деления на N_x подключен к кодовому выходу сумматора-усреднителя 7.

Функционирование сумматора-усреднителя 7 и формирование значений цифрового сигнала, соответствующих значениям величины мгновенной мощности измеряемого сигнала на длительностях участков нестационарности со спадом, осуществляется в соответствии с выражением:

где n_i² - числовое значение i кодовой комбинации (соответствующей i отсчету амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала).

На кодовый вход сумматора с первого кодового входа сумматора-усреднителя 7 (фиг.7) поочередно поступают N_x параллельных кодовых комбинаций, входящих в первый участок нестационарности со спадом (соответствующих N_x отсчетам амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала). В сумматоре эти N_x параллельных кодовых комбинаций, входящих в первый участок нестационарности со спадом, складываются и на его выходе появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая суммарному значению данных кодовых комбинаций. Эта кодовая комбинация далее поступает на первый кодовый вход схемы деления на N_x, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации со второго кодового входа сумматора-усреднителя 7 (с третьего выхода БОДС 14 на фиг.1). В данной схеме деления (фиг.7) осуществляется операция деления на число N_x, равное количеству параллельных кодовых комбинаций (отсчетов), составляющих участок нестационарности со спадом. На кодовом выходе схемы деления на N_x появляется параллельная кодовая комбинация, соответствующая значению мгновенной мощности огибающей аналогового сигнала на длительности первого участка нестационарности. Эта кодовая комбинация с выхода схемы деления на N_x далее поступает на кодовый выход сумматора-усреднителя 7.

После этого на кодовый вход сумматора с первого кодового входа сумматора-усреднителя 7 поочередно поступают новые N_x параллельных кодовых комбинаций, входящих во второй участок нестационарности со спадом. Эти N_x параллельных кодовых комбинаций складываются в сумматоре и делятся на число N_x в схеме деления на N_x. Вследствие этого на кодовом выходе схемы деления на N_x появляется параллельная кодовая комбинация, соответствующая значению мгновенной мощности, огибающей измеряемого аналогового сигнала на втором участке нестационарности со спадом. Далее работа сумматора-усреднителя 7 происходит аналогичным образом.

Пример реализации первого, второго и третьего блоков памяти 9, 10, 15 показан на фиг.8. Первый 9, второй 10 и третий 15 блоки памяти состоят из первой и второй буферных памятей, счетчика К импульсов, сумматора и схемы деления на К. Первый (кодовый) вход первой буферной памяти соединен с первым (кодовым) входом первого второго и третьего блока памяти 9, 10, 15, а кодовый выход первой буферной памяти соединен с первым (кодовым) входом второй буферной памяти. Второй вход первого, второго и третьего блока памяти 9, 10, 15 соединен со вторым входом первой буферной памяти и со входом счетчика К импульсов, выход которого соединен с третьим входом первой буферной памяти и со вторым входом второй буферной памяти. Кодовый выход второй буферной памяти соединен с первым кодовым выходом первого, второго и третьего блока памяти 9, 10, 15 и с кодовым входом сумматора, кодовый выход которого соединен с кодовым входом схемы деления на К, кодовый выход которой подключен ко второму кодовому выходу первого, второго и третьего блока памяти 9, 10, 15.

Функционирование первого 9, второго 10 и третьего 15 блоков памяти осуществляется следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти, а также счетчик К импульсов - обнулены. На 1 кодовый вход первой буферной памяти с 1 входа первого, второго и третьего блока памяти 9, 10, 15 поступают параллельные кодовые комбинации (с соответственно, выхода сумматора-усреднителя 8, с первого выхода БОДС 14 и первого выхода БОРЧ 13, фиг.1). Одновременно на 2 вход первой буферной памяти и вход счетчика К импульсов с 2 входа первого и второго блока памяти 9,10 (фиг.8) поступают короткие импульсы, соответствующие окончаниям участков нестационарности со спадом (с второго выхода БОДС 14, фиг.1). Что касается третьего блока памяти 15, то на его второй вход поступают короткие импульсы, соответствующие временным интервалам в 10 сек (с второго выхода БОРЧ 13, фиг.1). Под действием данных коротких импульсов параллельные кодовые комбинации с первого входа записываются в первую буферную память (фиг.8) и появляются на ее кодовом выходе, но не записываются во вторую буферную память.

В это же время счетчик К импульсов начинает подсчет коротких импульсов, соответствующих окончаниям участков нестационарности со спадом (первый и второй блоки памяти 9, 10), а также подсчет коротких импульсов, соответствующих временным интервалам в 10 сек (третий блок памяти 15) и после К импульса на выходе данного счетчика появляется первый короткий импульс. Под действием переднего фронта этого импульса К параллельных кодовых комбинаций, которые были записаны и присутствовали на кодовом выходе первой буферной памяти, записываются во вторую буферную память и появляются на ее кодовом выходе (1 выходе первого, второго и третьего блока памяти 9, 10, 15).

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика, первая буферная память первого, второго и третьего блока памяти 9,10,15 обнуляется и оказывается готовой для формирования второго набора из К параллельных кодовых комбинаций (с соответственно, выхода сумматора-усреднителя 8, с первого выхода БОДС 14 и первого выхода БОРЧ 13, фиг.1).

Таким образом, оказался сформирован (запомнен) в первом блоке памяти 9 первый набор из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности со спадом, а также сформирован (запомнен) во втором блоке памяти 10 первый набор из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих длительностями участков нестационарности со спадом, выраженных в миллисекундах, и наконец сформирован (запомнен) в третьем блоке памяти 15 первый набор из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих количеству импульсов ритмических частот на временных интервалах в 10 сек и пересчитанных во временные интервалы в 1 сек. Данный набор присутствует на кодовом выходе второй буферной памяти (1 выходе первого, второго и третьего блока памяти 9, 10, 15) до появления на выходе счетчика второго короткого импульса. Далее работа первой и второй буферных памятей происходит аналогичным образом.

Функционирование сумматора совместно со схемой деления на К для формирования в первом блоке памяти 9 цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, а также для формирования во втором блоке памяти 10 цифрового отсчета, соответствующего значению средней длительности участков нестационарности со спадом, на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, и наконец для формирования в третьем блоке памяти 15 цифрового отсчета, соответствующего значению среднего количества импульсов ритмических частот на временных интервалах в 10 сек и пересчитанных во временные интервалы в 1 сек, на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, осуществляется в соответствии с выражением

где m_i- числовое значение i параллельной кодовой комбинации (соответствующей i цифровому отсчету набора из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности или соответствующей i цифровому отсчету набора из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям длительности участков нестационарности со спадом на К участках, или соответствующей i цифровому отсчету набора из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям количества импульсов ритмических частот на временных интервалах в 10 сек и пересчитанных во временные интервалы в 1 сек на К участках).

В сумматоре К параллельных кодовых комбинаций в виде первого набора из числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности со спадом, или числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям длительности на К участках нестационарности со спадом, или числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям количества импульсов ритмических частот на временных интервалах в 10 сек и пересчитанных во временные интервалы в 1 сек на К участках, складываются и на его выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая суммарному значению данных кодовых комбинаций. Эта кодовая комбинация далее поступает на схему деления на К. В данной схеме осуществляется операция деления на число К, равное количеству кодовых комбинаций, составляющих набор участков. На кодовом выходе схемы деления на К, т.е. на втором выходе первого блока памяти 9 появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению средней мощности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, а на втором выходе второго блока памяти 10 появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению средней длительности участков нестационарности со спадом, на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, а на втором выходе третьего блока памяти 15 появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению среднего количества импульсов ритмических частот на временных интервалах в 10 сек и пересчитанных во временные интервалы в 1 сек, на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

После этого, под действием второго короткого импульса с выхода счетчика, на кодовый вход сумматора с кодового выхода второй буферной памяти поступают параллельные кодовые комбинации в виде второго набора из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности со спадом, или числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям длительностей на К участках нестационарности со спадом или числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям количества импульсов ритмических частот на временных интервалах в 10 сек и пересчитанных во временные интервалы в 1 сек на К участках. Эти параллельные кодовые комбинации появляются на 1 выходе первого, второго и третьего блока памяти 9, 10, 15.

Данные К параллельных кодовых комбинаций с кодового выхода второй буферной памяти складываются в сумматоре и делятся на К в схеме деления на К. Вследствие этого на кодовом выходе схемы деления на К (2 выходе первого блока памяти 9) появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет) соответствующая значению средней мощности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, а на 2 выходе второго блока памяти 10 появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению средней длительности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, а на 2 выходе третьего блока памяти 15 появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению среднего количества импульсов ритмических частот на временных интервалах в 10 сек и пересчитанных во временные интервалы в 1 сек на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

Далее работа сумматора совместно со схемой деления на К, входящих в первый, второй и третий блоки памяти 9, 10, 15, происходит аналогичным образом.

Пример реализации схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 показан на фиг.9. Данная схема содержит первую и вторую буферные памяти, схему умножения, счетчик и схему памяти. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен с первым (кодовым) входом первой буферной памяти, кодовый выход которой соединен через вторую буферную память с кодовым входом схемы умножения, второй (кодовый) вход которой соединен с кодовым выходом схемы памяти, а выход подключен к кодовому выходу ССНОФН. Второй вход ССНОФН соединен со вторым входом первой буферной памяти и со входом счетчика, выход которого подключен к третьему входу первой буферной памяти, ко второму входу второй буферной памяти и к первому входу схемы памяти. Третий вход ССНОФН соединен с третьим входом второй буферной памяти и со вторым входом схемы памяти.

Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла (фиг.9) работает следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик обнулены. Схема памяти также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В кодовых комбинаций (дискретных отсчетов) цифрового сигнала в сегменте.

На первый (кодовый) вход ССНОФН с первого (кодового) входа БГОП 3 поступают параллельные кодовые комбинации, которые подаются на первый (кодовый) вход первой буферной памяти (фиг.9). Одновременно на второй вход ССНОФН со второго входа БГОП 3 поступают импульсы частоты дискретизации, которые подаются на вход счетчика и второй вход первой буферной памяти (фиг.9). На третий вход ССНОФН с выхода схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БГОП 3, поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые подаются на третий вход второй буферной памяти и второй вход схемы памяти (фиг.9). При этом счетчик в ССНОФН предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента), на который затем накладывается оконная функция Натолла. Например, из цифрового сигнала, имеющего частоту дискретизации 48 кГц нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя, например, 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов частоты дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг. 10 а, б). Импульсы с выхода счетчика подаются на третий вход первой буферной памяти, на второй вход второй буферной памяти и на первый вход схемы памяти.

Первая буферная память в ССНОФН вмещает в себя В/2=480 кодовых комбинаций (полусегмент), а вторая буферная память состоит из двух половин и вмещает в себя В=960 кодовых комбинаций (два полусегмента по 480 кодовых комбинаций).

По мере поступления параллельных кодовых комбинаций на 1 кодовый вход первой буферной памяти, они записываются в нее под действием импульсов с частотой дискретизации. Эти кодовые комбинации появляются на кодовом выходе первой буферной памяти и прикладываются к кодовому входу второй буферной памяти, но не записываются в нее.

В это же время из второй буферной памяти считываются В=960 нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации последовательно поступают на первый кодовый вход схемы умножения. На второй кодовый вход данной схемы в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи окна Натолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы схемы умножения, на ее выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.

Т.о., в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (1 п. с. на фиг.10а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование первого по счету сегмента (0₁-0₀ сегм. на фиг. 10 в) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг.10 б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации из первой буферной памяти записываются в первую половину второй буферной памяти (1 п. с. на фиг. 10а). Под действием этого же короткого импульса 480 нулевых кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти (0 п. с. на фиг. 10а). Таким образом, из нулевого и первого полусегментов формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг. 10а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в первом сегменте (1 сегм. на фиг. 10а). Следует заметить, что коэффициенты передачи окна Натолла (и соответствующие им кодовые комбинации) для первой половины сегмента (например 0 п. с. в 1 сегм. на фиг. 10а) являются возрастающими, а для второй половины сегмента (например 1 п. с. в 1 сегм. на фиг.Юа) являются уменьшающимися.

Параллельные кодовые комбинации, продолжающие поступать на 1 кодовый вход первой буферной памяти, записываются в данную память под действием импульсов с частотой дискретизации. В это же время под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются нулевые кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) нулевого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 10а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются только нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.

Далее начинают умножаться информационные кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) первого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 10а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются перемноженные 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие исходным кодовым комбинациям, но с наложенными на них коэффициентами передачи окна Натолла.

Т.о. в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими второму по счету полусегменту (1 п. с. на фиг. 10а), на выходе схемы умножения осуществляется формирование второго по счету сегмента (1₁-0₂ сегм. на фиг. 10в), состоящего из второй раз используемого нулевого полусегмента и первый раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

После заполнения следующими 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти, на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг.10б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из первого и второго полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 10а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций во втором сегменте (2 сегм. на фиг. 10а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) первого полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 10а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) второго полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 10а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование третьего по счету сегмента (2₁-1₂ сегм. на фиг. 10в), состоящего из второй раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

Пока из второй буферной памяти осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в первую буферную память записываются кодовые комбинации, соответствующие третьему полусегменту (3 п.с. на фиг. 10а).

После заполнения очередными 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 10б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из второго и третьего полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг. 10а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в третьем сегменте (3 сегм. на фиг. 10а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) второго полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 10а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) третьего полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 10а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование четвертого по счету сегмента (3₁-2₂ сегм. на фиг. 10в), состоящего из второй раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого третьего полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

Далее работа ССНОФН происходит аналогичным образом.

Пример реализации схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОН), входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 показан на фиг.11. Данная схема содержит: первую, вторую, третью и четвертую буферные памяти (БП), сумматор, схему памяти (СП), схему умножения (СУ), счетчик, триггер, формирователь, элемент задержки (ЭЗ). Первый (кодовый) вход первой буферной памяти (БП₁) соединен с первым (кодовым) входом СПСКНОН, а его кодовый выход - с первым (кодовым) входом второй буферной памяти (БП₂) и с первым (кодовым) входом третьей буферной памяти (БП₃). Второй вход БП₁ подключен к выходу элемента задержки ЭЗ, а третий вход БП₁ соединен со вторым входом СПСКНОН, к которому также подключен вход счетчика, выход которого соединен со входом триггера, входом ЭЗ и со вторым входом БП₂, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БП₄. Третий вход СПСКНОН соединен со вторым входом схемы памяти (СП), вторым входом БП₃ и вторым входом БП₄. Выход триггера подключен ко входу формирователя, выход которого соединен с первым входом СП, с третьим входом БП₃ и с третьим входом БП₄. Кодовые выходы БП₃ и БП₄ соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с первым кодовым входом схемы умножения (СУ), второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу СП, а кодовый выход СУ соединен с выходом СПСКНОН.

СПСКНОН (фиг.11) работает следующим образом. В исходном состоянии БП₁, БП₂, БП₃, БП₄, счетчик, а также триггер обнулены. СП также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой из В кодовых комбинаций в первом сегменте.

На первый (кодовый) вход СПСКНОН (фиг.11) и далее на первый (кодовый) вход БП₁ поступают параллельные кодовые комбинации. Одновременно на второй вход СПСКНОН поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые далее подаются на третий вход БП₁. Под действием данных импульсов кодовые комбинации, поступающие на вход БП₁, записываются в нее и появляются на кодовом выходе БП₁. Эти кодовые комбинации прикладываются к первым (кодовым) входам БП₂ и БП₃, но не записываются в них.

Одновременно счетчик начинает подсчет импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Данный счетчик предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента). Например, из цифрового сигнала, имеющего удвоенную частоту дискретизации нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов с удвоенной частотой дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг.12а, б).

БП₁, БП₂, БП₃, БП₄ в нашем примере, вмещают в себя каждый по 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций (т.е. каждый - по полусегменту), Кодовые комбинации с кодовых выходов сумматора, СУ и СП также являются 16 разрядными.

СПСКНОН предназначена для формирования сегментов цифрового сигнала из В кодовых комбинаций в каждом сегменте и сложения с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом. С целью избежания разрывов в последовательности цифрового сигнала, формирующегося после перекрытия сегментов, необходимо, чтобы запись кодовых комбинаций в БП₁ производилась с удвоенной частотой дискретизации, а считывание кодовых комбинаций из БП₃ и БП₄ производилась с частотой дискретизации.

Одновременно с записью кодовых комбинаций в БП₁, из БП₃ и БП₄ происходит считывание нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов на их вторых входах. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации поступают на первый и второй кодовые входы сумматора, на выходе которого также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации, которые подаются на первый кодовый вход СУ. На второй кодовый вход данной схемы с кодового выхода СП в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы СУ, на ее кодовом выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации

Т.о. в период заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (0₀ п.с. на фиг.12а) на кодовом выходе СУ осуществляется формирование полусегмента (0_н на фиг.12 г) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными нулевыми кодовыми комбинациями БП₁, соответствующими 0₀ - полусегменту (фиг.12а), на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг.126) от которого срабатывает триггер, а на выходе формирователя также появляется короткий импульс. Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₀-полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0 и 0₀ полусегментов (фиг.12а) формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг.12а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₀-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₁-полусегменту (фиг.12а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₀ п.с. + 0 п.с. на фиг.12а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации с выхода СП. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование первого сегмента (0₀+0 сегм. на фиг.12 г).

Пока из БП3 и БП₄ осуществляется замедленное в 2 раза (по сравнению со скоростью записи в БП₁) считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 0₁ полусегменту.

После заполнения 480 нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг. 12б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логический 0» («лог. 0»), от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₀ и 0 полусегментам и формируется 0₀ - 0 сегмент (фиг. 12 г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₁-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₂-полусегменту (фиг.12а).

После заполнения нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ (0₂ п.с. на фиг. 12а) на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 12б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логическая 1» («лог. 1»), от которого на выходе формирователя появляется второй короткий импульс (фиг. 12в). Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₂ полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₁ и которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0₂ и 0₁ полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 12а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₁ полусегменту (фиг. 12а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₂ п.с. + 0₁ п.с. на фиг.12а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. На кодовом выходе БУ появляются нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование второго сегмента (0₂+0₁ сегм. на фиг. 12 г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (0₂ п.с. и 0₁ п.с. на фиг. 12а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 1₁ полусегменту (1₁ п.с. на фиг.12а).

После заполнения кодовыми комбинациями (1₁ п.с на фиг.12а) на выходе счетчика появляется четвертый короткий импульс (фиг. 12б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог. 0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₂ и 0₁ полусегментам и формируется 0₂-0₁ сегмент (фиг.12 г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₂-полусегменту (фиг.12а).

После заполнения кодовыми комбинациями БП₁ (1₂ п.с. на фиг.12а) на выходе счетчика появляется пятый короткий импульс (фиг. 12б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется третий короткий импульс (фиг. 12в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂. записываются, соответственно, в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 1₂ и 1₁ полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг.12а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в третьем сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₁-полусегменту (фиг.12а).

Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в Ь полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 1₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (1₂ п.с. + 1₁ п.с. на фиг.12а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (1₁-0₂) сегмент и (2₁-1₂) сегмент (вверху фиг. 12а) на входе СПСКНОН с 3 сегментом (3 сегм. на фиг. 12а или 1₂+1₁ сегм. на фиг.12 г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование третьего сегмента (1₂+1₁ сегм. на фиг.12 г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (1₂ п.с. и 1₁ п.с. на фиг.12а), в БП записываются кодовые комбинации, соответствующие 2₁ полусегменту (2₁ п. с. на фиг.12а).

После заполнения кодовыми комбинациями (2₁ п.с на фиг.12а) БП₁ на выходе счетчика появляется шестой короткий импульс (фиг. 12б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог. 0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов БП₁ и БП₂ не происходит.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение кодовых комбинаций, соответствующих 1₂ и 1₁ полусегментам и формируется 1₂-1₁ сегмент (фиг. 12 г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₂-полусегменту (фиг.12а).

После заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими 2₂-полусегменту (2₂ п.с. на фиг.12а) на выходе счетчика появляется седьмой короткий импульс (фиг.12б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется четвертый короткий импульс (фиг.12в).

Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 2₂ и 2₁ полусегментов формируется четвертый сегмент (4 сегм. на фиг.12а внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в четвертом сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 3₁-полусегменту (фиг.12а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 2₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 2₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (2₂ п.с. + 2₁ п.с. на фиг.12а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (2₁-1₂) сегмент и (3₁-2₂) сегмент (вверху фиг.12а) на входе СПСКНОН с 4 сегментом (4 сегм. на фиг.12а внизу или 2₂+2₁ сегм. на фиг.12 г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование четвертого сегмента (2₂+2₁ сегм. на фиг.12 г).

Далее работа БПСКНОН происходит аналогичным образом.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа, позволяет расширить функциональные возможности и использовать предлагаемый способ и устройство для измерения таких важных параметров акустических сигналов как значения ритмических частот на заданном отрезке времени, так и характер изменения средних значений ритмических частот на длительном временном отрезке. Кроме того, предлагаемый способ и устройство позволяют измерять такие важные параметры как значения длительностей спадов в каждом участке нестационарности, так и характер изменения средних значений длительностей спадов участков нестационарности на длительном временном отрезке. А также,, предлагаемый способ и устройство позволяют измерять такие важные параметры как отдельные значения мгновенной мощности в каждом участке нестационарности со спадом, так и характер изменения значений средней мощности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке.

Вследствие таких измерений удается с большой точностью оценить качество акустических сигналов, так как именно участки нестационарности в виде атак и спадов содержат наибольшее количество информации и их искажения при передаче и обработках существенно снижают качество этих акустических сигналов. Данные измерения позволят проводить мероприятия по уменьшению искажений участков нестационарности в акустических сигналах и тем самым повышать их качество.

С помощью предлагаемого способа и устройства измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов могут измеряться как звуковые вещательные сигналы, так и речевые и музыкальные сигналы, а также любые аналоговые акустические сигналы и шумы.

Предлагаемые способ и устройство измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов могут найти применение в существующих аналоговых и цифровых каналах передачи, в системах обработки аналоговых сигналов, в режиссерских системах при формировании музыкальных и речевых программ, а также для оценки негативных и положительных воздействий акустических сигналов и шумов на человека. Так, например, количество атак в единицу времени определяет ритмическую структуру речевого или музыкального сигналов в виде их ритмических частот. В свою очередь, структура ритмических частот в значительной степени определяет качество передаваемой акустической информации и степень ее воздействия на слушателей. Так, одна и та же фраза, произнесенная с разными ритмическими частотами, способна вызвать в слушателях совершенно разные эмоциональные состояния. Очень важным параметром являются также спады на участках нестационарности Спады в сигналах характеризуют длительность затухания звуков в музыкальных инструментах, а также длительности затухания звуков (время реверберации) в различных помещениях. Реверберации придают звукам объемность, сочность, богатство тембрового состава, голоса певцов приобретают напевность. С другой стороны, при больших временах реверберации (длительных спадах) возникает сильное эхо, затрудняющее восприятие информации. Поэтому оценка длительности и мощности спадов акустических объектов имеет важное значение.

Экономический эффект от использования предлагаемого способа и устройства измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов предполагается получить за счет повышения точности оценки наиболее важных в информационном отношении параметров нестационарности акустических сигналов, что позволяет проводить мероприятия по уменьшению искажений в этих акустических сигналах и тем самым повышать качество самих этих сигналов. Кроме того, в случаях негативного воздействия параметров нестационарности акустических сигналов и шумов на человека, может осуществляться проведение, на основе оценок этих параметров, различных защитных мероприятий, позволяет снизить потери на восстановление здоровья и работоспособности людей.

Использование: для измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов акустических сигналов. Сущность изобретения заключается в том, что из гильбертовской амплитудной огибающей путем фильтрации выделяются низкочастотные составляющие этой огибающей в виде акустических объектов (например, звуков, слов). Эти акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарности в виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак», а также спадов этих объектов. После выделения участков нестационарности в виде спадов осуществляют измерение мгновенной мощности каждого из этих участков, а также измерение средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке. Также на выделенных участках нестационарности в виде спадов осуществляют измерение длительности спада каждого участка нестационарности, а также измерение средней длительности спадов на длительном временном отрезке. Кроме того, на выделенных участках нестационарности с возрастающей крутизной, измеряют частоту появления этих участков («атак») на заданном отрезке времени (ритмических частот), а также осуществляют измерение среднего значения этих ритмических частот на длительном временном отрезке. Технический результат: обеспечение возможности выполнить с высокой точностью оценку качества акустических сигналов. 2 н.п. ф-лы, 12 ил.

1. Способ измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов, включающий преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, выделение путем фильтрации низкочастотных составляющих гильбертовской амплитудной огибающей, а также цифровое квадрирование, суммирование и усреднение, первое запоминание с суммированием и усреднением, второе запоминание с суммированием и усреднением, цифровую индикацию, отличающийся тем, что после выделения низкочастотных составляющих гильбертовской амплитудной огибающей определяют и выделяют наиболее важные и информативные участки нестационарности с нарастающей крутизной и участки спада, а на участках спада, каждый из которых содержит N_x параллельных кодовых комбинаций, из которых после цифрового квадрирования осуществляют формирование в каждом участке нестационарности, путем суммирования и усреднения, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности этого участка нестационарности со спадом, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности со спадом, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности со спадом на длительном временном отрезке, состоящем из К участков, а также на каждом выделенном участке нестационарности со спадом определяют длительность этого спада Δt в виде цифрового отсчета, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней длительности спадов на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности со спадами, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям длительностей спадов участков нестационарности и цифрового отсчета, соответствующего среднему значению длительности спадов участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящем из К участков, а, кроме того, на выделенных участках нестационарности с нарастающей крутизной определяют количество этих участков (атак) на заданном отрезке времени в виде значения отсчета ритмической частоты, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего среднему значению ритмических частот на длительном временном отрезке, состоящем из К отрезков времени с ритмическими частотами, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям ритмических частот и цифрового отсчета, соответствующего среднему значению ритмических частот на длительном временном отрезке, состоящем из К заданных отрезков времени с ритмическими частотами.

2. Устройство для осуществления способа измерения ритмических частот, мощности и длительности спадов участков нестационарности акустических сигналов, содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, блок гильбертовского ортогонального преобразования, блок вычисления амплитудной огибающей, фильтр низких частот, а также блок ключей, цифровой квадратор, сумматор-усреднитель, первый блок памяти, второй блок памяти и блок индикации с дисплеем, отличающееся тем, что дополнительно введены блок обнаружения двух участков нестационарности, блок определения ритмических частот, блок определения длительностей спадов и третий блок памяти, при этом первый и второй выходы блока гильбертовского ортогонального преобразования соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока вычисления амплитудной огибающей, выход которого соединен с входом фильтра низких частот, выход которого соединен с первым входом блока ключей и входом блока обнаружения двух участков нестационарности, первый выход которого соединен с входом блока определения ритмических частот, а его второй выход соединен со вторым входом блока ключей и с первым входом блока определения длительностей спадов, второй вход которого соединен с третьим выходом блока обнаружения двух участков нестационарности, причем выход блока ключей соединен с входом цифрового квадратора, выход которого соединен с первым входом сумматора-усреднителя, второй вход которого соединен с третьим выходом блока определения длительностей спадов, а выход сумматора-усреднителя соединен с первым входом первого блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока индикации с дисплеем, при этом первый выход блока определения длительностей спадов соединен с первым входом второго блока памяти, а второй выход блока определения длительностей спадов соединен со вторым входом первого блока памяти и вторым входом второго блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами блока индикации с дисплеем, причем первый и второй выходы блока определения ритмических частот соединены, соответственно, с первым и вторым входами третьего блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с пятым и шестым входами блока индикации с дисплеем.