СПОСОБ И УСТРОЙСТВО ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ И КРУТИЗНЫ НАРАСТАНИЯ УЧАСТКОВ НЕСТАЦИОНАРНОСТИ АКУСТИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ Российский патент 2020 года по МПК G01N29/00 

Область техники

Изобретение относится к технике связи, в частности к цифровым способам и устройствам измерения мощности и крутизны нарастания акустических сигналов.

Уровень техники

Известен цифровой способ (Мирский Г.Я. Электронные измерения: М.; Радио и связь, 1986, рис. 8.10.) измерения мощности акустических сигналов, включающий преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, цифровое квадрирование, формирование значения средней мощности измеряемого сигнала путем цифрового суммирования и усреднения и цифровую индикацию.

Известно устройство (Мирский Г.Я. Электронные измерения: М.; Радио и связь, 1986, рис. 8.10.) для осуществления способа измерения мощности акустических сигналов, содержащее последовательно соединенные: входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, цифровой квадратор, цифровой сумматор-усреднитель, блок индикации с дисплеем

Недостатком известного способа и устройства является существенное снижение точности измерения мощности сигнала при цифровом его представлении на коротких временных интервалах (мгновенных значениях мощности), а также невозможности измерения других параметров акустических сигналов.

Наиболее близким способом к заявленному является способ измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов (Патент РФ, №458340 БИ №10 от 10.04.2012), включающий преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала, формирование К сегментов цифрового сигнала из N кодовых комбинаций в каждом сегменте из выделенного в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала, цифровое квадрирование, формирование в каждом из К сегментов, путем суммирования и усреднения, цифрового отсчета, соответствующего значению пиковой мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке, после чего в каждом из полученных К=К₁ цифровых отсчетов путем деления на два в цифровом виде осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на коротком временном отрезке и, полученные К=К₁₂ цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К₁₂ цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке, после чего осуществляют цифровую индикацию К₁₂ запомненных цифровых отсчетов и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности измеряемого аналогового сигнала на длительном временном отрезке.

Известно устройство измерения мгновенных и средних значений абсолютной и относительной мощности акустических сигналов (Патент РФ, №458340 БИ №10 от 10.04.2012), содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, блок гильбертовского ортогонального преобразования, а также блок вычисления амплитудной огибающей, цифровой квадратор, сумматор-усреднитель, первый блок памяти, второй блок памяти и блок индикации с дисплеем.

Особенностью известного способа и устройства является то, что они позволяют повысить точность цифрового метода измерения средней мощности акустических сигналов, а также измерять мощности акустических сигналов на коротких (мгновенная мощность) и длинных временных интервалах.

Недостатком известного способа и устройства является невозможность измерения мощности акустических сигналов на наиболее значимых участках нестационарности с возрастающей крутизной, определяющих качество этих сигналов, и невозможность измерения такого важного параметра как крутизна нарастания этих участков нестационарности.

Сущность изобретения

Задачей предлагаемого изобретения является: расширение функциональных возможностей для измерения мгновенной и средней мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов и повышение точности оценки качества акустических сигналов.

Поставленную задачу решают благодаря использованию гильбертовской амплитудной огибающей, выделяемой из акустического сигнала. Из гильбертовской амплитудной огибающей путем фильтрации выделяются низкочастотные составляющие акустических объектов (например звуков, слов). Эти акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарностив виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак». После определения и выделения данных участков нестационарности с нарастающей крутизной, содержащих N_x кодовых комбинаций в каждом участке, осуществляют измерение мгновенной мощности каждого из этих участков, а также измерение средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. Кроме того, на каждом участке нестационарности с возрастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt, а также определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой. Далее, путем деления ΔА на Δt, осуществляют измерение крутизны нарастания S каждого участка нестационарности, а также измерение средней крутизны нарастания участков нестационарности, на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

Вследствие таких измерений удается с большой точностью оценить качество акустических сигналов, так как именно участки нестационарности содержат наибольшее количество информации и их искажения при передаче и обработках существенно снижают качество этих акустических сигналов. Данные измерения позволят проводить мероприятия по уменьшению искажений участков нестационарности в акустических сигналах и тем самым повышать их качество.

Предлагаемый способ измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, включает преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, а также цифровое квадрирование, суммирование и усреднение, запоминание с суммированием и усреднением, цифровую индикацию. Предлагаемый способ отличается тем, что после выделения в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала, выделяют путем фильтрации низкочастотные составляющие гильбертовской амплитудной огибающей. Затем в этом отфильтрованном сигнале гильбертовской амплитудной огибающей определяют и выделяют наиболее важные и информативные участки нестационарности с нарастающей крутизной. Каждый такой участок содержит N_x параллельных кодовых комбинаций, из которых после цифрового квадрирования осуществляют формирование в каждом участке нестационарности, путем суммирования и усреднения, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности этого участка нестационарности с нарастающей крутизной. Далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности с нарастающей крутизной. После этого осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков. А также на каждом выделенном участке нестационарности с нарастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt и определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой. Затем путем деления разности мгновенных значений амплитуд межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой ΔА на длительность этого участка нестационарности Δt, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего крутизне нарастания S участка нестационарности с нарастающей крутизной. А далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания S на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности с нарастающей крутизной. После этого осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S участков нестационарности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков. А в устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, блок гильбертовского ортогонального преобразования, а также блок вычисления амплитудной огибающей, цифровой квадратор, сумматор-усреднитель, первый блок памяти, второй блок памяти и блок индикации с дисплеем, дополнительно введены фильтр низких частот, блок обнаружения участков нестационарности, блок ключей, блок определения крутизны нарастания участков нестационарности. При этом первый и второй выходы блока гильбертовского ортогонального преобразования соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока вычисления амплитудной огибающей, выход которого соединен со входом фильтра низких частот. А выход фильтра низких частот соединен с первым входом блока ключей и входом блока обнаружения участков нестационарности, первый выход которого соединен со вторым входом блока ключей и первым входом блока определения крутизны нарастания участков нестационарности, второй вход которого соединен со вторым выходом блока обнаружения участков нестационарности. Причем выход блока ключей соединен с третьим входом блока определения крутизны нарастания участков нестационарности и входом цифрового квадратора, выход которого соединен с первым входом сумматора-усреднителя. А выход сумматора-усреднителя соединен с первым входом первого блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока индикации с дисплеем. При этом первый выход блока определения крутизны нарастания участков нестационарности соединен с первым входом второго блока памяти, а его второй выход соединен со вторым входом первого блока памяти и со вторым входом второго блока памяти. А первый и второй выходы второго блока памяти соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами блока индикации с дисплеем. Причем третий выход блока определения крутизны нарастания участков нестационарности соединен со вторым входом сумматора-усреднителя.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа, позволяет расширить функциональные возможности для измерения мгновенной и средней мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов и повысить точность оценки качества акустических сигналов.

Перечень фигур

Предложенный способ и устройство поясняются фигурами, на которых показаны:

Фиг. 1 Структурная схема устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов.

Фиг. 2 Блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Фиг. 3 Блок вычисления амплитудной огибающей.

Фиг. 4 Блок обнаружения участков нестационарности.

Фиг. 5 Блок определения крутизны нарастания участков нестационарности.

Фиг. 6 Сумматор-усреднитель.

Фиг. 7 Первый и второй блоки памяти.

Фиг. 8 Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Фиг. 9 Временные диаграммы работы схемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Фиг. 10 Схема перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Фиг. 11 Временные диаграммы работы схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла, входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования.

Осуществление изобретения

Особенностью предлагаемого способа измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа является расширение функциональных возможностей, которое позволяет измерять мгновенную и среднюю мощности и крутизну нарастания участков нестационарности акустических сигналов, являющихся наиболее важными и информативными и позволяет повышать точность оценки качество акустических сигналов.

В основе предлагаемого способа лежит использование гильбертовской амплитудной огибающей, выделяемой из акустического сигнала. Из гильбертовской амплитудной огибающей путем фильтрации выделяются низкочастотные составляющие акустических объектов (например звуков или слов). Эти акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарности в виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак». После определения и выделения данных участков нестационарности, содержащих N_x кодовых комбинаций в каждом участке, осуществляют измерение мгновенной мощности каждого из этих участков, а также измерение средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. Кроме того, на каждом участке нестационарности определяют длительность этого участка Δt, а также определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой. Далее, путем деления ΔА на Δt, осуществляют измерение крутизны нарастания S каждого участка нестационарности, а также измерение средней крутизны нарастания участков нестационарности, на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

Способ измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов реализуется следующим образом. Входной акустический сигнал в зависимости от его амплитуды подвергается преобразованию в виде усиления или ослабления. Далее осуществляют линейное аналого-цифровое преобразование сигнала и полученный сигнал подвергают в цифровом виде гильбертовскому преобразованию с формированием ортогонального сигнала. Это преобразование соответствует тому, что все спектральные составляющие, входящие в измеряемый акустический сигнал, сдвигаются по фазе на 90°. После этого осуществляют выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала Δ(t). Для этого используют цифровой сигнал, соответствующий исходному акустическому сигналу u(t) и цифровой сигнал после гильбертовского преобразования, соответствующий исходному акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими u₁(t). Выделение амплитудной огибающей осуществляют в соответствии с формулой

Далее из выделенного в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала выделяют путем фильтрации низкочастотные составляющие акустических объектов (например звуков или слов). Эти акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарности в виде крутизны нарастания передних фронтов этих объектов или «атак». Насколько важен данный параметр, показывает следующие факты - известно, что устранение атак из речевого сигнала делает его полностью неразборчивым, в то же время сохранение только атак, составляющих 10-15% длительности акустических объектов, позволяет сохранить словесную разборчивость на уровне 85%. Устранение атак из музыкального сигнала делает невозможным определение инструмента даже для музыкантов. При обработках и передаче акустических сигналов имеют место искажения длительностей атак, что заметно ухудшает качество восприятия звуковой информации, в частности приводит к неправильной передаче тембра. Данные участки нестационарности акустических объектов с нарастающей крутизной, определяют и выделяют. При этом каждый такой участок нестационарности с нарастающей крутизной содержит N_x кодовых комбинаций (дискретных отсчетов), т.к. эти участки не одинаковы по длительности и амплитуде. После этого осуществляют квадрирование, а затем суммирование и усреднение в цифровом виде и получают значение, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, согласно формулы [Мирский Г.Я. Электронные измерения: М.; Радио и связь, 1986]

где n_i - числовой эквивалент мгновенной амплитуды сигнала при i-й выборке,

N_x - количество дискретных отсчетов на данном участке нестационарности с нарастающей крутизной.

Далее К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. И, наконец, осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

Такая индикация позволяет с большой точностью оценить как отдельные значения мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, так и характер изменения значений средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

Кроме того, на каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt, а также определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой. Далее, путем деления ΔА на Δt, получают значение цифрового отсчета, соответствующего значению крутизны нарастания S каждого такого участка нестационарности с нарастающей крутизной.

Далее К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. И, наконец, осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной и цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

Такая индикация позволяет с большой точностью оценить как отдельные значения крутизны нарастания S в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, так и характер изменения значений средней крутизны нарастания участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

Описанный способ измерений участков нестационарности с нарастающей крутизной позволяет расширить функциональные возможности для измерения мгновенной и средней мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов и с большой точностью оценить качество акустических сигналов, так как именно участки нестационарности содержат наибольшее количество информации и их искажения при передаче и обработках существенно снижают качество этих акустических сигналов. Данные измерения позволят проводить мероприятия по уменьшению искажений участков нестационарности в акустических сигналах и тем самым повышать качество этих сигналов.

Способ осуществляют при помощи устройства измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов (фиг. 1), которое содержит: последовательно соединенные входной блок 1, линейный аналого-цифровой преобразователь (ЛАЦП) 2, блок гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3, а также блок вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4, цифровой квадратор 5, сумматор-усреднитель 6, первый блок памяти 7, второй блок памяти 8 и блок индикации с дисплеем (БИСД) 9. В устройство дополнительно введены фильтр низких частот (ФНЧ) 10, блок обнаружения участков нестационарности (БОУН) 11, блок ключей 12 и блок определения крутизны нарастания участков нестационарности (БОКНУН) 13.

При этом первый и второй выходы БГОП 3 соединены, соответственно, с первым и вторым входами БВАО 4, выход которого соединен со входом ФНЧ 10, выход которого соединен с первым входом блока ключей 12 и входом БОУН 11, первый выход которого соединен с первым входом БОКНУН 13 и со вторым входом блока ключей 12, а его второй выход соединен со вторым входом БОКНУН 13, при этом выход блока ключей 12 соединен с третьим входом БОКНУН 13 и входом цифрового квадратора 5, выход которого соединен с первым входом сумматора-усреднителя 6, выход которого соединен с первым входом первого блока памяти 7, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами БИСД 9, при этом первый выход БОКНУН 13 соединен с первым входом второго блока памяти 8, а его второй выход соединен со вторым входом первого блока памяти 7 и со вторым входом второго блока памяти 8, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами БИСД 9, причем третий выход БОКНУН 13 соединен со вторым входом сумматора-усреднителя 6.

Предлагаемый способ осуществляется при помощи предлагаемого устройства следующим образом (Фиг. 1). Акустический аналоговый сигнал подается на вход устройства и далее поступает на первый вход входного блока 1, где в зависимости от его амплитуды подвергается преобразованию в виде усиления или ослабления. Затем акустический сигнал с выхода входного блока 1 подается на вход ЛАЦП 2. В данном блоке осуществляется линейное аналого-цифровое преобразование сигнала. Цифровой сигнал в параллельном коде поступает с выхода ЛАЦП 2 на вход БГОП 3. В БГОП 3 осуществляется в цифровом виде гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала. Это преобразование соответствует тому, что все спектральные составляющие, входящие в исходный акустический сигнал, сдвигаются по фазе на 90°.

Далее цифровой сигнал с первого и второго выходов БГОП 3 в параллельных кодах поступает, соответственно, на первый и второй входы БВАО 4. В блоке 4 осуществляется выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей измеряемого аналогового сигнала A(t). Для этого используется цифровой сигнал, с первого выхода БГОП 3, соответствующий измеряемому акустическому сигналу u(t) и цифровой сигнал со второго выхода БГОП 3, соответствующий измеряемому акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими u₁(t). Выделение амплитудной огибающей в блоке 4 осуществляется в соответствии с формулой

Цифровой сигнал с выхода БВАО 4 в параллельном коде поступает на вход ФНЧ 10, в котором в цифровом виде осуществляют выделение низкочастотных составляющих акустических объектов (например звуков, слов). Эти низкочастотные акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарности в виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак». Полоса пропускания ФНЧ 10 от 0 до 200 Гц (в некоторых случаях до 500 Гц). Далее цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с выхода ФНЧ 10 поступает на первый вход блока ключей 12 и на вход БОУН 11, в котором осуществляют определение участков нестационарности с возрастающей крутизной. При таком определении на первом выходе БОУН 11 появляется сигнал (лог.1), соответствующий началу участка нестационарности с возрастающей крутизной, а после окончания данного участка на втором выходе БОУН 11 появляется сигнал (лог.1), а на его первом выходе появляется сигнал (лог.0). Сигнал лог.1 с первого выхода БОУН 11, соответствующий началу участка нестационарности с возрастающей крутизной, поступает на первый вход БОКНУН 13 и на второй вход блока ключей 12, вследствие чего данный блок ключей 12 открывается и на его выход начинает проходить цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с выхода ФНЧ 10. Этот цифровой информационный сигнал с выхода блока ключей 12 поступает на третий вход БОКНУН 13 и на вход цифрового квадратора 5, в котором осуществляется возведение в квадрат поступившего в виде участка нестационарности с возрастающей крутизной цифрового информационного сигнала. Далее этот участок цифрового информационного сигнала, содержащего N_x цифровых отсчетов (параллельных кодовых комбинаций), с выхода цифрового квадратора 5 поступает на первый вход сумматора-усреднителя 6, на второй вход которого с третьего выхода БОКНУН 13 поступает цифровой сигнал, соответствующий количеству цифровых отсчетов N_x, содержащихся в данном участке нестационарности с нарастающей крутизной. В сумматоре-усреднителе 6 осуществляют суммирование и усреднение цифровых отсчетов N_x данного участка нестационарности и получают значение, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности на данном участке нестационарности с нарастающей крутизной. После окончания данного участка нестационарности с нарастающей крутизной на втором выходе БОУН 11 появляется сигнал лог.1, который поступает на второй вход БОКНУН 13, а на первом выходе БОУН 11 появляется сигнал лог.0, под действием которого закрывается блок ключей 12 и цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций перестает поступать на вход цифрового квадратора 5. С обнаружением в БОУН 11 следующего участка нестационарности с нарастающей крутизной, работа блока ключей 12, цифрового квадратора 5 и сумматора-усреднителя 6 происходит аналогичным образом.

Цифровые отсчеты в виде параллельных кодовых комбинаций, соответствующие значениям мгновенной мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной поступают с выхода сумматора-усреднителя 6 на первый вход первого блока памяти 7, на второй вход которого подаются короткие импульсы со второго выхода БОКНУН 13, соответствующие окончаниям данных участков нестационарности с нарастающей крутизной. В первом блоке памяти 7 К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

После этого, К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, с первого выхода первого блока памяти 7, а также цифровой отсчет, соответствующий значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, со второго выхода первого блока памяти 7 поступают, соответственно, на первый и второй входы БИСД 9.

При этом сигнал лог.1 с первого выхода БОУН 11, соответствующий началу участка нестационарности с возрастающей крутизной, поступает также на первый вход БОКНУН 13 и на второй вход блока ключей 12, вследствие чего данный блок открывается и на его выход начинает проходить цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с выхода ФНЧ 10. Этот цифровой информационный сигнал с выхода блока ключей 12 поступает на третий вход БОКНУН 13. В данном блоке на каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt, а также определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА межу конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой. Далее, путем деления ΔА на Δt, получают значение цифрового отсчета, соответствующего значению крутизны нарастания S каждого такого участка нестационарности, с нарастающей крутизной.

Цифровые отсчеты, соответствующие значениям крутизны нарастания S каждого такого участка нестационарности с нарастающей крутизной поступают с первого выхода БОКНУН 13 на первый вход второго блока памяти 8, на второй вход которого подаются короткие импульсы со второго выхода БОКНУН 13, соответствующие окончаниям данных участков нестационарности с нарастающей крутизной. Во втором блоке памяти 8 К таких цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, запоминают, а также осуществляют формирование из этих К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

После этого, К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S в каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной, с первого выхода второго блока памяти 8, а также цифровой отсчет, соответствующий значению средней крутизны нарастания участков нестационарностис нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, со второго выхода второго блока памяти 8 поступают, соответственно, на третий и четвертый входы БИСД 9.

Предлагаемое устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа, позволяет расширить функциональные возможности для измерения мгновенной и средней мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов и повысить точность оценки качества акустических сигналов.

Особенностью предлагаемого устройства измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов является то, что нестандартными в нем являются: блок гильбертовского ортогонального преобразования БГОП 3, блок вычисления амплитудной огибающей БВАО 4, сумматор-усреднитель 6, первый и второй блоки памяти 7, 8, а также блок обнаружения участков нестационарности БОУН 11 и блок определения крутизны нарастания участков нестационарности БОКНУН 13.

Пример реализации блока гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 показан на фиг. 2. Данный блок содержит последовательно соединенные: схему сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), схему прямого дискретного преобразования Фурье (СПДПФ) схему поворота фазы коэффициентов преобразования (СПФКП), схему обратного дискретного преобразования Фурье (СОДПФ), схему перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОФН). Кроме того БГОП 3 содержит схему удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД) и линию задержки. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен со входом (кодовым) БГОП 3 и первым (кодовым) входом линии задержки, а кодовый выход ССНОФН подключен через последовательно соединенные СПДПФ, СПФКП, СОДПФ к кодовому входу СПСКНОФН, кодовый выход которой соединен со вторым кодовым выходом БГОП 3. Второй вход ССНОФН соединен со вторым входом СПСКНОФН, вторым входом линии задержки и входом СУЧИД, выход которой соединен с третьим входом ССНОФН, третьим входом СПСКНОФН, вторым входом СПДПФ, вторым входом СПФКП и вторым входом СОДПФ. Кодовый выход линии задержки соединен с первым кодовым выходом БГОП 3

Работа блока гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 основана на выражении для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье (ДПФ)

где х(n) - последовательность из В временных отсчетов, Х(k) - последовательность из В частотных отсчетов.

Блок БГОП 3, функционирует следующим образом (фиг. 2). На вход (кодовый) БГОП 3 поступают параллельные кодовые комбинации с выхода ЛАЦП 2 (фиг. 1). Эти кодовые комбинации внутри БГОП 3 (фиг. 2) подаются на первый (кодовый) вход линии задержки и на первый (кодовый) вход ССНОФН, на второй и третий входы которой поступают, соответственно, импульсы частоты дискретизации от ЛАЦП 2 (на фиг. 1 не показано) и импульсы с удвоенной частотой дискретизации с выхода СУЧИД. В ССНОФН осуществляют формирование сегментов, состоящих из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте, соответствующих В временным дискретным отсчетам звукового сигнала. На каждый сегмент далее налагают оконную функцию Наттолла. Цифровой сигнал в виде сегментов из В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте с кодового выхода ССНОФН поступает на кодовый вход СПДПФ, где осуществляют В точечное прямое дискретное преобразование Фурье этих В параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте.

Необходимость наложения оконной функции Наттолла вызвана тем, что при дискретном преобразовании Фурье (ДПФ) используется прямоугольное окно без перекрытия, что приводит к появлению разрывов анализируемых функций. Возникающие вследствие этого в спектре боковые лепестки преобразования окна, называемые просачиванием, будут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих. Для снижения уровня искажений и помех необходимо минимизировать такое просачивание энергии боковых лепестков в основные компоненты сигнала. Очевидно, что чем ниже уровень боковых лепестков функции окна в частотной области, тем выше точность прямого дискретного преобразования Фурье. Наименьшим уровнем боковых лепестков, из существующих оконных функций, обладает именно окно Наттолла.

В результате В точечного прямого дискретного преобразования Фурье В кодовых комбинаций в СПДПФ формируют В пар коэффициентов, соответствующих представлению цифрового акустического сигнала в спектральной области. Далее цифровой сигнал с кодового выхода СПДПФ подается на кодовый вход СПФКП, где осуществляют поворот фазы коэффициентов преобразования путем изменения в каждой паре коэффициентов знака коэффициента при jsin 2πnk/B, что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих во временной области в исходном аналоговом сигнале.

Затем цифровой сигнал с кодового выхода СПФКП подается на кодовый вход СОДПФ, где осуществляется В точечное обратное дискретное преобразование Фурье из В пар коэффициентов в В кодовых комбинаций в каждом сегменте.

После этого цифровой сигнал с кодового выхода СОДПФ поступает на кодовый вход СПСКНОФН. Данная схема необходима для более качественного восстановления сигнала в случае использования окна Наттолла, для чего дополнительно осуществляют сложение с 50% перекрытием. С этой целью в СПСКНОФН осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента. Поскольку окно Наттола не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то дополнительное увеличение точности восстановленного цифрового акустического сигнала осуществляют путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ, что существенно для повышения точности измерительного устройства.

Цифровой сигнал с кодового выхода СПСКНОФН подается далее на второй кодовый выход БГОП 3.

Таким образом, в БГОП 3 было осуществлено гильбертовское ортогональное преобразование цифрового сигнала, соответствующее повороту фазы всех спектральных составляющих аналогового сигнала на 90°. Однако данный цифровой сигнал после прохождения через ССНОФН, СПДПФ, СПФКП, СОДПФ и СПСКНОФН прибрел временную задержку. Для нормальной работы блока вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4 необходимо, чтобы исходный цифровой сигнал, поступивший на кодовый вход БГОП 3, имел бы на первом кодовом выходе данного блока точно такую же временную задержку, как и цифровой сигнал на его втором кодовом выходе. Для этой цели в БГОП 3 служит линия задержки.

Особенностью БГОП 3 является то, что нестандартными в нем являются ССНОФН и СПСКНОФН, которые требуют дополнительного раскрытия. Данные блоки и временные диаграммы их работы показаны на фиг. 8 - фиг. 11.

Схема удвоения частоты импульсов дискретизации (СУЧИД), входящей в БГОП 3, может быть выполнена в виде последовательно включенных: формирователя меандра, дифференциальной схемы, двухполупериодного выпрямителя и формирователя коротких импульсов.

Пример реализации блока вычисления амплитудной огибающей (БВАО) 4 показан на фиг. 3. БВАО 4 состоит из первой и второй схем возведения в квадрат, сумматора и схемы извлечения квадратного корня. Кодовый вход первой схемы возведения в квадрат подключен к первому входу БВАО 4, а кодовый вход второй схемы возведения в квадрат (СВК) подключен ко второму входу БВАО 4, а кодовые выходы данных схем соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора. Кодовый выход сумматора соединен с кодовым входом схемы извлечения квадратного корня, кодовый выход которой подключен к кодовому выходу БВАО 4.

Функционирование БВАО 4, т.е. выделение амплитудной огибающей осуществляется в соответствии с выражением Для этого используется цифровой сигнал, с первого выхода БГОП 3 (фиг. 1), соответствующий исходному акустическому сигналу u(t) и цифровой сигнал со второго выхода БГОП 3, соответствующий исходному акустическому сигналу, но со сдвинутыми на 90° спектральными составляющими u₁(t). В первой и второй СВК осуществляется в цифровом виде возведение в квадрат числовых значений каждой параллельной кодовой комбинации (соответствующих отсчетам мгновенных амплитуд исходного аналогового сигнала). Далее цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов первой и второй СВК подаются на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. В данной схеме в цифровом виде осуществляется суммирование числовых значений кодовых комбинаций, поступающих на 1 кодовый вход сумматора с соответствующими им кодовыми комбинациями, поступающими на 2 кодовый вход сумматора. Эта операция соответствует выражению После этого цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с кодового выхода сумматора поступает на кодовый вход схемы извлечения квадратного корня (СИКК). В данной схеме в цифровом виде осуществляется операция извлечения квадратного корня из числовых значений кодовых комбинаций, полученных после суммирования. Эта операция соответствует выражению Цифровой сигнал, соответствующий выделенной гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, с кодового выхода СИКК поступает на кодовый выход БВАО 4.

Пример реализации блока обнаружения участков нестационарности (БОУН) 11 показан на фиг. 4. БОУН 11 состоит из линии задержки (ЛЗ), схемы вычитания (СВ), схемы выявления знака (СВЗ), инвертора, дешифратора, первой схемы ИЛИ₁ второй схемы ИЛИ₂, первого, второго, третьего и четвертого формирователей коротких импульсов F₁, F₂, F₃, F₄, первого RS-триггера T₁, второго RS-триггера Т₂, первой схемы И₁ и второй схемы И₂. Вход (кодовый) БОУН 11 соединен внутри блока с кодовым входом ЛЗ и первым кодовым входом СВ, второй кодовый вход которой соединен с выходом ЛЗ, а выход СВ соединен со входом СВЗ и со входом дешифратора, выходы которого с первого по n подключены ко входам первой схемы ИЛИ₁, а выходы дешифратора с n+1 по m подключены ко входам второй схемы ИЛИ₂, причем выходы ИЛИ₁ и ИЛИ₂ соединены, соответственно, со входом первого формирователя F₁ и входом второго формирователя F₂, выходы которых соединены, соответственно, с R-входом и S-входом первого RS-триггера T₁, прямой и инверсный выходы которого соединены, соответственно, с первым входом первой схемы И₁ и первым входом второй схемы И₂, при этом выход СВЗ соединен со входом четвертого формирователя F₄ и входом инвертора, выход которого соединен со входом третьего формирователя F₃, выход которого соединен с S-входом второго RS-триггера Т₂, R-вход которого соединен с выходом четвертого формирователя F₄, а прямой выход второго RS-триггера Т₂ соединен со вторыми входами первой схемы И₁ и второй схемы И₂, выходы которых соединены, соответственно, с первым и вторым выходами БОУН 11.

Работа БОУН 11 (фиг. 4) осуществляется следующим образом. В исходном состоянии на прямых выходах первого RS-триггера T₁ и второго RS-триггера Т₂ присутствуют лог.0. На вход БОУН 11 поступают параллельные кодовые комбинации с выхода ФНЧ 10 (фиг. 1), а внутри БОУН 11 эти кодовые комбинации подаются на вход ЛЗ и на первый вход СВ. В ЛЗ осуществляется задержка этих параллельных кодовых комбинаций на время одного дискретного отсчета. Далее эти задержанные кодовые комбинации с выхода ЛЗ поступают на второй вход СВ. В СВ из каждой кодовой комбинации, поступающей на ее первый вход, вычитают задержанную на один дискретный отсчет кодовую комбинацию, поступающую на ее второй вход с выхода ЛЗ. В результате на выходе СВ появляются параллельные кодовые комбинации, соответствующие приращениям амплитуды гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, с положительным или отрицательным знаком. При этом положительный или отрицательный знак приращения амплитуды содержится в старшем разряде каждой параллельной кодовой комбинации и для положительных приращений - это лог.0, а для отрицательных - это лог.1. Затем параллельные кодовые комбинации с выхода СВ поступают на вход СВЗ и на вход дешифратора. Дешифратор предназначен для выделения участков гильбертовской амплитудной огибающей с нарастающей крутизной от участков крутизна которых незначительна или равна нулю. Известно [Попов О.Б., Рихтер С.Г. Цифровая обработка и измерения сигналов в трактах звукового вещания. М. Инсвязьиздат, 2010, с. 30], что максимальная длительность участков нестационарности с возрастающей крутизной (атак) составляет примерно Δt₁=300 мс, а минимальная длительность составляет 2 мс, но наиболее часто принимают значение Δt₂=5MC. На максимальной длительности участка нестационарности будет иметь место минимальная крутизна этого участка, которая при максимальном значении амплитуды сигнала гильбертовской огибающей, равной, например 3 вольтам, будет составлять S_min=ΔA/Δt₁ = 3000 мВ/ 300 мс = 10 мВ/ мс. На этой максимальной длительности участка нестационарности с возрастающей крутизной умещается 14423 дикретных отсчетов (кодовых комбинаций) при стандартной частоте дискретизации в ЛАЦП 2 (фиг. 1) равной 48 кГц. В этом случае ΔA₁ на один отсчет будет составлять ΔA₁ = 3000 мВ/ 14423≈ 0,208 мВ=208 мкВ. Данную величину приращения амплитуды ΔA₁=208 мкВ принимаем за начало и за окончание участка нестационарности с возрастающей крутизной. При этом на минимальной длительности участка нестационарности в Δt₂=5 мс будет иметь место максимальная крутизна этого участка, которая будет составлять S_max=ΔA/Δt₂ == 3000 мВ/ 5 мс = 600 мВ/ мс. При использовании в ЛАЦП 2 (фиг. 1) 16-разрядного кода, шаг квантования будет составлять, примерно 45,7 мкВ. В этом случае величине приращения амплитуды ΔA₁ = 208 мкВ, соответствующей началу и окончанию участка нестационарности с возрастающей крутизной, будет соответствовать кодовая комбинация 0000000000000101 на выходе СВ (фиг. 4).

Параллельные кодовые комбинации, соответствующие приращениям амплитуды гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала на один отсчет ΔA₁, с выхода СВ поступают на вход дешифратора (фиг. 4). В случае, когда приращение амплитуды на участке нестационарности равна 0, то на выходе СВ и входе дешифратора будет кодовая комбинация 0000000000000000, под действием которой на первом выходе дешифратора появляется уровень лог.1. Этот скачек уровня проходит через ИЛИ₁ на вход первого формирователя F₁, на выходе которого появляется короткий импульс, который поступает на R-вход первого RS-тригтера Т₁ Однако состояние данного триггера остается неизменным и на его прямом выходе по прежнему присутствует уровень лог.0. Далее, в случае, когда приращение амплитуды на участке нестационарности начинает незначительно возрастать, то на выходе СВ и входе дешифратора будутиметь место кодовые комбинации 0000000000000001, 0000000000000010,0000000000000011, 0000000000000100, под действием которых на, соответственно, втором, третьем и четвертом (n=4 на фиг. 4) выходах дешифратора будет последовательно появляется уровни лог.1. Эти скачки уровня проходит через ИЛИ₁ на вход первого формирователя F₁, на выходе которого будут появляться короткие импульсы, которые поступают на R-вход первого RS-триггера Т₁. Однако состояние данного триггера по-прежнему остается неизменным и на его прямом выходе по-прежнему присутствует уровень лог.0. И только при появлении на выходе СВ и входе дешифратора кодовой комбинации 0000000000000101, соответствующей началу участка нестационарности с возрастающей крутизной, на n+1=5 (фиг. 4) выходе дешифратора появляется уровень лог.1. Этот скачек уровня проходит через ИЛИ₂ на вход второго формирователя F₂, на выходе которого появляется короткий импульс, который поступает на S-вход первого RS-триггера Т₁. Данный триггер срабатывает и на его прямом выходе появляется уровень лог.1, а на его инверсном выходе будет уровень лог.0. Эти уровни с прямого и инверсного выходов триггера T₁ поступают на первые входы, соответственно, первой схемы И₁ и второй схемы И₂. Далее, в случае дальнейшего приращения амплитуды на участке нестационарности, на выходе СВ и входе дешифратора будут иметь место возрастающие кодовые комбинации 0000000000000110, 0000000000000111… и т.д., под действием которых на, n+2=6, n+3=7…m выходах дешифратора (фиг. 4) будет последовательно появляется уровни лог.1. Эти скачки уровня проходят через ИЛИ₂ на вход второго формирователя F₂, на выходе которого будут иметь место короткие импульсы, который поступают на S-вход первого RS-триггера Т₁. Однако состояние данного триггера остается неизменным и на его прямом выходе по прежнему будет присутствовать уровень лог.1, а на инверсном уровень лог.0.

По мере приближения амплитуды гильбертовской огибающей на участке нестационарности к своему максимальному значению и выходу на ее плоскую часть, приращения амплитуды этой огибающей начинают уменьшаться, а следовательно, значения кодовых комбинаций на выходе СВ и входе дешифратора также будут уменьшаться. Однако через ИЛИ₂ и F₂ с выхода дешифратора по прежнему будут проходить скачки уровня лог.1 на S-вход первого RS-триггера Т₁, а на его прямом и инверсном выходе по-прежнему будут, соответственно, уровень лог.1 и уровень лог.0. И только с появлением на выходе СВ и входе дешифратора кодовой комбинации 0000000000000100, на четвертом (n=4 на фиг. 4) выходе дешифратора появляется уровень лог.1.Этот скачек уровня проходит через ИЛИ₁ и первый формирователь F₁, на на R-вход первого RS-триггера Т₁. Данный триггер срабатывает и на его прямом выходе появляется уровень лог.0, а на его инверсном выходе будет уровень лог.1. Эти уровни с прямого и инверсного выходов триггера T₁ поступают на первые входы, соответственно, первой схемы И₁ и второй схемы И₂. Это срабатывание первого RS-триггера ^свидетельствует о том, что участок нестационарности с возрастающей крутизной оказался обнаружен, определен. Далее, по мере дальнейшего уменьшения приращения амплитуды на участке нестационарности, на выходе СВ и входе дешифратора будут иметь место уменьшающиеся кодовые комбинации, вплоть до 0000000000000000, а на прямом и инверсном выходах RS-триггера T₁ по-прежнему будут, соответственно, уровень лог.0 и уровень лог.1. Далее работа этой части БОУН 11 (фиг. 4) происходит аналогично.

Следует заметить, что выделенные из гильбертовской амплитудной огибающей низкочастотные составляющие акустических объектов содержат не только интересующие нас участки нестационарностив виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак», но также содержат и участки спада. На время действия этих участков спада работа БОУН 11 должна быть остановлена. Для этой цели служит другая часть БОУН 11 (фиг. 4), состоящая из схемы выявления знака (СВЗ), инвертора, третьего и четвертого формирователей коротких импульсов F₃ и F₄ и второго RS-триггера Т₂. Работа данной части БОУН И происходит следующим образом. При работе схемы вычитания (СВ) в каждой параллельной кодовой комбинации на ее выходе старший разряд этой комбинации соответствует знаку приращения амплитуды - положительному (нарастание) или отрицательному (спад). Для положительных приращений - это лог.0, а для отрицательных это лог.1. Этот старший знаковый разряд каждой параллельной кодовой комбинации подается на вход СВЗ, а с ее выхода поступает на вход инвертора (схемы НЕ) и на вход четвертого формирователя F₄.

При появлении на выходе СВ параллельных кодовых комбинаций, соответствующих участку нестационарности с нарастающей крутизной, с выхода СВЗ на вход инвертора и вход F₄ будут поступать сигналы с уровнем лог.0. Первый сигнал с уровнем лог.0 поступает на вход инвертора и на его выходе будет сигнал с уровнем лог.1. Этот сигнал поступает на вход F₃, который формирует на своем выходе короткий импульс, который поступает на S-вход второго RS-триггера Т₂ и заставляет его сработать. На выходе (прямом) Т₂ появляется уровень лог.1, который поступает на вторые входы первой и второй схем И (И₁, И₂). Данные схемы открываются и сигналы с прямого и инверсного выходов первого RS-триггера Ti поступают, соответственно, на первый и второй выходы БОУН 11.

При появлении на выходе СВ параллельных кодовых комбинаций, соответствующих участку нестационарности с падающей крутизной (спад), с выхода СВЗ на вход F₄ будут поступать сигналы с уровнем лог.1. От первого такого сигнала с уровнем лог.1 формирователь F₄ формирует на своем выходе короткий импульс, который поступает на R-вход второго RS-триггера Т₂ и заставляет его сработать. На выходе (прямом) Т₂ появляется уровень лог.0, который поступает на вторые входы первой и второй схем И (И₁, И₂). Данные схемы закрываются и сигналы с прямого и инверсного выходов первого RS-триггера T₁ прекращают поступать, соответственно, на первый и второй выходы БОУН 11.

Схема выявления знака (СВЗ), входящая в БОУН 11, может быть реализована, например, на основе схемы ИЛИ с двумя входами, на один из которых подан уровень лог.0, а на второй вход поступает старший знаковый разряд каждой параллельной кодовой комбинации с выхода СВ. СВЗ может быть реализована также на основе двух последовательно включенных схем НЕ.

Пример реализации блока определения крутизны нарастания участков нестационарности (БОКНУН) 13 показан на фиг. 5. БОКНУН 13 состоит из первого и второго формирователей коротких импульсов F₁ и F₂, элемента задержки (ЭЗ), первой и второй схем памяти (СП₁, СП₂), схемы вычитания (СВ), схемы деления (СД), ключа, счетчика и схемы умножения (СУ). При этом первый вход БОКНУН 13 внутри блока соединен со входом F₁ и с первым входом ключа, выход которого соединен с первым входом счетчика, выход которого соединен с первым входом СУ, выход которой соединен с первым входом СД, выход которой является первым выходом БОКНУН 13. Второй вход БОКНУН 13 соединен со входом F₂, выход которого соединен со вторым выходом БОКНУН 13 и со входом ЭЗ, а третий вход (кодовый) БОКНУН 13 соединен с первым входом СП₁ и первым входом СВ, выход которой соединен со вторым входом СД. Выход F₁ соединен со вторым входом СП₁, а выход ЭЗ соединен со вторым входом счетчика и с третьим входом СП₁, выход которой соединен со вторым входом СВ. Выход СП₂ соединен со вторым входом СУ, первый вход которой соединен с третьим выходом БОКНУН 13. На второй вход ключа поступают импульсы дискретизации от ЛАЦП 2 (на фиг. 1 эта цепь не показана).

Работа БОКНУН 13 (фиг. 5) осуществляется следующим образом. В исходном состоянии СП₁ и счетчик обнулены. Функционирование БОКНУН 13 начинается с того, что на его первый и второй входы поступают, соответственно, уровень лог.1 и уровень лог.0, соответственно с первого и второго выходов БОУН 11 (фиг. 1), что свидетельствует о начале участка нестационарности с нарастающей крутизной (атака). Уровень лог.1 внутри БОКНУН 13 поступает с его первого входа на вход F₁ и на первый вход ключа, а уровень лог.0 поступает со второго входа БОКНУН 13 на вход F₂, при этом на выходе F₁ образуется короткий импульс, а на входе F₂ ничего не меняется. Одновременно на третий (кодовый) вход БОКНУН 13 (фиг. 5) начинает поступать цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с выхода блока ключей (фиг. 1). Эти параллельные кодовые комбинации внутри БОКНУН 13 (фиг. 5) поступают на первый вход СП₁ и на первый вход СВ. Первая параллельная кодовая комбинация, свидетельствующая о начале участка нестационарности с нарастающей крутизной, записывается в СП₁ под действием заднего фронта короткого импульса с выхода F₁. Эта параллельная кодовая комбинация появляется на выходе СП₁ и поступает на второй вход СВ, на первый вход которой поступает эта же параллельная кодовая комбинация. В результате вычитания на выходе СВ будет нулевая параллельная кодовая комбинация, которая поступает на второй вход СД. Вторая параллельная кодовая комбинация с третьего (кодового) входа БОКНУН 13 также поступает на первый вход СП₁ и на первый вход СВ. При этом состояние СП₁ не изменяется и на ее выходе по-прежнему присутствует первая параллельная кодовая комбинация. В СВ из второй параллельной кодовой комбинации осуществляют вычитание первой параллельной кодовой комбинации, в результате на выходе СВ появляется разностная кодовая комбинация, соответствующая разности мгновенных значений амплитуд ΔA₁ гильбертовской огибающей между второй точкой участка нестационарности с возрастающей крутизной и его начальной (первой) точкой. Аналогичным образом, при появлении на третьем (кодовом) входе БОКНУН 13 третьей, четвертой…N_x параллельных кодовых комбинаций, в СВ осуществляют вычитание из этих кодовых комбинаций самой первой кодовой комбинации. В конечном итоге определяют разность мгновенных значений амплитуд (приращение амплитуды на участке нестационарности) ΔА между конечной точкой участка нестационарности (N_x) и его начальной (первой) точкой. Эта последняя для данного участка нестационарности параллельная кодовая комбинация также поступает с выхода СВ на второй вход СД.

Кроме того, на каждом участке нестационарности с нарастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt. Для этого используют последовательно соединенные: ключ, счетчик, и схему умножения (СУ), второй вход которой соединен с выходом СП₂. Работа данной части схемы происходит следующим образом - при поступлении уровня лог.1 (начало участка нестационарности) на первый вход БОКНУН 13, этот уровень далее поступает на первый вход ключа на второй вход которого поступают импульсы с частотой дискретизации 48 кГц от ЛАЦП 2 (на фиг. 1 данная цепь не показана). Под действием уровня лог.1 ключ открывается и импульсы с частотой дискретизации проходят через ключ на вход счетчика. На выходе счетчика появляются параллельные кодовые комбинации, соответствующие количеству этих дискретных отсчетов (количеству кодовых комбинаций) на данном участке нестационарности с возрастающей крутизной. Всего таких дискретных отсчетов от момента начала участка нестационарности до его окончания будет N_x. Далее, параллельные кодовые комбинации с выхода счетчика поступают на третий выход БОКНУН 13 и далее на второй вход сумматора-усреднителя 6 (фиг. 1). Кроме того параллельные кодовые комбинации с выхода счетчика поступают на первый вход СУ, на второй вход которой с выхода СП₂ поступает параллельная кодовая комбинация, соответствующая времени одного периода импульсов дискретизации, т.е. 0,02083 мс, или 20, 83 мкс. После умножения в СУ, количества дискретных отсчетов от момента начала участка нестационарности до его окончания на время одного периода импульсов дискретизации, получают длительность этого участка нестационарности, т.е. Δt=N_x. × 0,02083 мс.

После определения величины приращения амплитуды на участке нестационарности ΔА и длительности этого участка нестационарности Δt, определяют крутизну данного участка, т.е. S=ΔА/Δt. Для этого параллельные кодовые комбинации, соответствующие ΔА, с выхода СВ подают на второй вход СД, а параллельные кодовые комбинации, соответствующие At, с выхода СУ подают на первый вход СД. На выходе СД образуются параллельные кодовые комбинации, соответствующие возрастающей крутизне участка нестационарности S. Данные параллельные кодовые комбинации с выхода СД поступают на первый выход БОКНУН 13. При этом окончательно характеризует крутизну S участка нестационарности последняя параллельная кодовая комбинация с выхода СД, которая с первого выхода БОКНУН 13 далее поступает на первый вход второго блока памяти 8 (фиг. 1), в котором она запоминается.

В момент окончания участка нестационарности с возрастающей крутизной на первом входе БОКНУН 13 появляется уровень лог.0, который поступает на первый вход ключа и закрывает его для прохождения импульсов дискретизации. Одновременно на втором входе БОКНУН 13 появляется уровень лог.1, который поступает на вход F₂, в результате чего на его выходе появляется короткий импульс. Этот короткий импульс поступает на вход ЭЗ и на второй выход БОКНУН 13, а далее поступает на вторые входы первого блока памяти и второго блока памяти (фиг. 1). ЭЗ в БОКНУН 13 (фиг. 5) необходим для того, чтобы схемы, участвующие в формировании кодовой комбинации, соответствующей крутизне участка нестационарности S, успели сформировать данную кодовую комбинацию. Задержанный в ЭЗ короткий импульс поступает на третий вход СП₁ и на второй вход счетчика. Обе эти схемы сбрасываются в исходное положение. БОКНУН 13 в целом вернулся в исходное состояние, когда на его первом входе будет уровень лог.0, на втором входе - уровень лог.1, а на третьем его входе цифровой информационный сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций будет отсутствовать по причине закрытия блока ключей (фиг. 1). Далее, с приходом следующего участка нестационарности с возрастающей крутизной, работа БОКНУН 13 будет происходить аналогичным образом.

Пример реализации сумматора-усреднителя 6 показан на фиг. 6. Сумматор-усреднитель 6 состоит из последовательно соединенных сумматора и схемы деления на N_x. Первый (кодовый) вход сумматора-усреднителя 6 соединен с кодовым входом сумматора, выход которого соединен с первым (кодовым) входом схемы деления на N_x, второй (кодовый) вход которой соединен со вторым (кодовым) входом сумматора-усреднителя 6, а кодовый выход схемы деления на N_x подключен к кодовому выходу сумматора-усреднителя 6.

Функционирование сумматора - усреднителя 6 и формирование значений цифрового сигнала, соответствующих значениям величины мгновенной мощности измеряемого сигнала на длительностях участков нестационарности с возрастающей крутизной, осуществляется в соответствии с выражением:

где - числовое значение i кодовой комбинации (соответствующей i отсчету амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала).

На кодовый вход сумматора с первого кодового входа сумматора - усреднителя 6 поочередно поступают N_x параллельных кодовых комбинаций, входящих в первый участок нестационарности с возрастающей крутизной (соответствующих N_x отсчетам амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала). В сумматоре эти N_x параллельных кодовых комбинаций, входящих в первый участок нестационарности, складываются и на его выходе появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая суммарному значению данных кодовых комбинаций. Эта кодовая комбинация далее поступает на первый кодовый вход схемы деления на N_x, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации со второго кодового входа сумматора - усреднителя 6 (с третьего выхода БОКНУН 13 на фиг. 1). В данной схеме деления (фиг. 6) осуществляется операция деления на число N_x, равное количеству параллельных кодовых комбинаций (отсчетов), составляющих участок нестационарности с возрастающей крутизной. На кодовом выходе схемы деления на N_x появляется параллельная кодовая комбинация, соответствующая значению мгновенной мощности огибающей аналогового сигнала на длительности первого участка нестационарности. Эта кодовая комбинация с выхода схемы деления на N_x далее поступает на кодовый выход сумматора - усреднителя 6.

После этого на кодовый вход сумматора с первого кодового входа сумматора - усреднителя 6 поочередно поступают новые N_x параллельных кодовых комбинаций, входящих во второй участок нестационарности с возрастающей крутизной. Эти N_x параллельных кодовых комбинаций складываются в сумматоре и делятся на число N_x в схеме деления на N_x. Вследствие этого на кодовом выходе схемы деления на N_x появляется параллельная кодовая комбинация, соответствующая значению мгновенной мощности огибающей измеряемого аналогового сигнала на втором участке нестационарности. Далее работа сумматора - усреднителя 6 происходит аналогичным образом.

Пример реализации первого и второго блоков памяти 7, 8 показан на фиг. 7.

Первый 7 и второй 8 блоки памяти состоят из первой и второй буферных памятей, счетчика К импульсов, сумматора и схемы деления на К. Первый (кодовый) вход первой буферной памяти соединен с первым (кодовым) входом первого и второго блока памяти 7,8, а кодовый выход первой буферной памяти соединен с первым (кодовым) входом второй буферной памяти. Второй вход первой буферной памяти соединен со вторым входом первого и второго блока памяти 7, 8 и со входом счетчика К импульсов, выход которого соединен с третьим входом первой буферной памяти и со вторым входом второй буферной памяти. Кодовый выход второй буферной памяти соединен с первым кодовым выходом первого и второго блока памяти 7, 8 и с кодовым входом сумматора, кодовый выход которого соединен с кодовым входом схемы деления на К, кодовый выход которой подключен ко второму кодовому выходу первого и второго блока памяти 7, 8.

Функционирование первого 7 и второго 8 блоков памяти осуществляется следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти, а также счетчик К импульсов - обнулены. На 1 кодовый вход первой буферной памяти с 1 входа первого и второго блока памяти 7, 8 поступают параллельные кодовые комбинации (с соответственно, выхода сумматора-усреднителя бис первого выхода БОКНУН 13, фиг. 1). Одновременно на 2 вход первой буферной памяти и вход счетчика К импульсов с 2 входа первого и второго блока памяти 7, 8 поступают короткие импульсы, соответствующие окончаниям участков нестационарности с нарастающей крутизной (с второго выхода БОКНУН 13, фиг. 1). Под действием данных импульсов параллельные кодовые комбинации записываются в первую буферную память и появляются на ее кодовом выходе, но не записываются во вторую буферную память.

В это же время счетчик К импульсов начинает подсчет коротких импульсов, соответствующих окончаниям участков нестационарности с нарастающей крутизной, и после К импульса на выходе данного счетчика появляется первый короткий импульс. Под действием переднего фронта этого импульса К параллельных кодовых комбинаций, которые были записаны и присутствовали на кодовом выходе первой буферной памяти, записываются во вторую буферную память и появляются на ее кодовом выходе (1 выходе первого и второго блока памяти 7, 8).

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика, первая буферная память первого и второго блока памяти 7, 8 обнуляется и оказывается готовой для формирования второго набора из К параллельных кодовых комбинаций (с соответственно, выхода сумматора-усреднителя бис первого выхода БОКНУН 13, фиг. 1).

Таким образом, оказался сформирован (запомнен) в первом блоке памяти 7 первый набор из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности с нарастающей крутизной, а также сформирован (запомнен) во втором блоке памяти 8 первый набор из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S на К участках нестационарности с нарастающей крутизной. Данный набор присутствует на кодовом выходе второй буферной памяти до появления на выходе счетчика второго короткого импульса. Далее работа первой и второй буферных памятей происходит аналогичным образом.

Функционирование сумматора совместно со схемой деления на К для формирования в первом блоке памяти 7 цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, а также для формирования во втором блоке памяти 8 цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания S участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, осуществляется в соответствии с выражением

где m_i - числовое значение i параллельной кодовой комбинации (соответствующей i цифровому отсчету набора из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности или соответствующей i цифровому отсчету набора из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S на К участках нестационарности).

В сумматоре К параллельных кодовых комбинаций в виде первого набора из числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности или числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S на К участках нестационарности, складываются и на его выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая суммарному значению данных кодовых комбинаций. Эта кодовая комбинация далее поступает на схему деления на К. В данной схеме осуществляется операция деления на число К, равное количеству кодовых комбинаций, составляющих набор участков нестационарности с нарастающей крутизной. На кодовом выходе схемы деления на К, т.е. на 2 выходе первого блока памяти 7 появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, а на 2 выходе второго блока памяти 8 появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению средней крутизны S участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

После этого, под действием второго короткого импульса с выхода счетчика на кодовый вход сумматора с кодового выхода второй буферной памяти поступают параллельные кодовые комбинации в виде второго набора из К числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности на К участках нестационарности или числовых значений цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S на К участках нестационарности. Эти К параллельных кодовых комбинаций складываются в сумматоре и делятся на К в схеме деления на К. Вследствие этого на кодовом выходе схемы деления на К (2 выходе первого блока памяти 7) появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет) соответствующая значению средней мощности участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков, а на 2 выходе второго блока памяти 8 появляется параллельная кодовая комбинация (цифровой отсчет), соответствующая значению средней крутизны S участков нестационарности с нарастающей крутизной на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков.

Далее работа сумматора совместно со схемой деления на К, входящих в первый и второй блоки памяти 7,8, происходит аналогичным образом.

Пример реализациисхемы сегментации и наложения оконной функции Наттолла (ССНОФН), входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 показан на фиг. 8. Данная схема содержит первую и вторую буферные памяти, схему умножения, счетчик и схему памяти. Первый (кодовый) вход ССНОФН соединен с первым (кодовым) входом первой буферной памяти, кодовый выход которой соединен через вторую буферную память с кодовым входом схемы умножения, второй (кодовый) вход которой соединен с кодовым выходом схемы памяти, а выход подключен к кодовому выходу ССНОФН. Второй вход ССНОФН соединен со вторым входом первой буферной памяти и со входом счетчика, выход которого подключен к третьему входу первой буферной памяти, ко второму входу второй буферной памяти и к первому входу схемы памяти. Третий вход ССНОФН соединен с третьим входом второй буферной памяти и со вторым входом схемы памяти.

Схема сегментации и наложения оконной функции Наттолла (фиг. 8) работает следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик обнулены. Схема памяти также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В кодовых комбинаций (дискретных отсчетов) цифрового сигнала в сегменте.

На первый (кодовый) вход ССНОФН с первого (кодового) входа БГОП 3 поступают параллельные кодовые комбинации, которые подаются на первый (кодовый) вход первой буферной памяти (фиг. 8). Одновременно на второй вход ССНОФН со второго входа БГОП 3 поступают импульсы частоты дискретизации, которые подаются на вход счетчика и второй вход первой буферной памяти (фиг. 8). На третий вход ССНОФН с выхода схемы удвоения частоты импульсов дискретизации, входящей в состав БГОП 3, поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые подаются на третий вход второй буферной памяти и второй вход схемы памяти (фиг. 8). При этом счетчик в ССНОФН предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента), на который затем накладывается оконная функция Натолла. Например, из цифрового сигнала, имеющего частоту дискретизации 48 кГц нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя, например, 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов частоты дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг. 9 а, б). Импульсы с выхода счетчика подаются на третий вход первой буферной памяти, на второй вход второй буферной памяти и на первый вход схемы памяти.

Первая буферная память в ССНОФН вмещает в себя В/2=480 кодовых комбинаций (полусегмент), а вторая буферная память состоит из двух половин и вмещает в себя В=960 кодовых комбинаций (два полусегмента по 480 кодовых комбинаций).

По мере поступления параллельных кодовых комбинаций на 1 кодовый вход первой буферной памяти, они записываются в нее под действием импульсов с частотой дискретизации. Эти кодовые комбинации появляются на кодовом выходе первой буферной памяти и прикладываются к кодовому входу второй буферной памяти, но не записываются в нее.

В это же время из второй буферной памяти считываются В=960 нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации последовательно поступают на первый кодовый вход схемы умножения. На второй кодовый вход данной схемы в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи окна Натолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы схемы умножения, на ее выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.

Т.о., в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (1 п.с. на фиг. 9а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование первого по счету сегмента (0₁-0₀ сегм. на фиг. 9в) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг. 9б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации из первой буферной памяти записываются в первую половину второй буферной памяти (1 п.с. на фиг. 9а). Под действием этого же короткого импульса 480 нулевых кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти (0 п.с. на фиг. 9а). Таким образом, из нулевого и первого полусегментов формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг. 9а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в первом сегменте (1 сегм. на фиг. 9а). Следует заметить, что коэффициенты передачи окна Натолла (и соответствующие им кодовые комбинации) для первой половины сегмента (например 0 п.с. в 1 сегм. на фиг. 9а) являются возрастающими, а для второй половины сегмента (например 1 п.с. в 1 сегм. на фиг. 9а) являются уменьшающимися.

Параллельные кодовые комбинации, продолжающие поступать на 1 кодовый вход первой буферной памяти, записываются в данную память под действием импульсов с частотой дискретизации. В это же время под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются нулевые кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) нулевого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 9а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются только нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.

Далее начинают умножаться информационные кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) первого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на фиг. 9а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются перемноженные 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие исходным кодовым комбинациям, но с наложенными на них коэффициентами передачи окна Натолла.

Т.о. в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими второму по счету полусегменту (1 п.с. на фиг. 9а), на выходе схемы умножения осуществляется формирование второго по счету сегмента (1₁-0₂ сегм. на фиг. 9в), состоящего из второй раз используемого нулевого полусегмента и первый раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

После заполнения следующими 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти, на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг. 9б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из первого и второго полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 9а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций во втором сегменте (2 сегм. на фиг. 9а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) первого полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 9а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) второго полусегмента второго сегмента (2 сегм. на фиг. 9а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование третьего по счету сегмента (2₁-1₂ сегм. на фиг. 9в), состоящего из второй раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

Пока из второй буферной памяти осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в первую буферную память записываются кодовые комбинации, соответствующие третьему полусегменту (3 п.с. на фиг. 9а).

После заполнения очередными 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 9б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из второго и третьего полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг. 9а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из В=960 кодовых комбинаций в третьем сегменте (3 сегм. на фиг. 9а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) второго полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 9а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) третьего полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на фиг. 9а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения..

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование четвертого по счету сегмента (3₁-2₂ сегм. на фиг. 9в), состоящего из второй раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого третьего полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися). Далее работа ССНОФН происходит аналогичным образом.

Пример реализации схемы перекрытия сегментов и компенсации неравномерности оконной функции Наттолла (СПСКНОН), входящей в блок гильбертовского ортогонального преобразования (БГОП) 3 показан на фиг. 10. Данная схема содержит: первую, вторую, третью и четвертую буферные памяти (БП), сумматор, схему памяти (СП), схему умножения (СУ), счетчик, триггер, формирователь, элемент задержки (ЭЗ). Первый (кодовый) вход первой буферной памяти (БП₁) соединен с первым (кодовым) входом СПСКНОН, а его кодовый выход - с первым (кодовым) входом второй буферной памяти (БП₂) и с первым (кодовым) входом третьей буферной памяти (БП₃). Второй вход БП₁ подключен к выходу элемента задержки ЭЗ, а третий вход БП₁ соединен со вторым входом СПСКНОН, к которому также подключен вход счетчика, выход которого соединен со входом триггера, входом ЭЗ и со вторым входом БП₂, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БГЦ. Третий вход СПСКНОН соединен со вторым входом схемы памяти (СП), вторым входом БП₃ и вторым входом БП₄. Выход триггера подключен ко входу формирователя, выход которого соединен с первым входом СП, с третьим входом БП₃ и с третьим входом БГЦ. Кодовые выходы БП₃ и БП₄ соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с первым кодовым входом схемы умножения (СУ), второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу СП, а кодовый выход СУ соединен с выходом СПСКНОН.

СПСКНОН (фиг. 10) работает следующим образом. В исходном состоянии БП₁, БП₂, БП₃, БП₄, счетчик, а также триггер обнулены. СП также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой из В кодовых комбинаций в первом сегменте.

На первый (кодовый) вход СПСКНОН (фиг. 10) и далее на первый (кодовый) вход БП₁ поступают параллельные кодовые комбинации. Одновременно на второй вход СПСКНОН поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации, которые далее подаются на третий вход БП₁. Под действием данных импульсов кодовые комбинации, поступающие на вход БП₁, записываются в нее и появляются на кодовом выходе БП₁. Эти кодовые комбинации прикладываются к первым (кодовым) входам БП₂ и БП₃, но не записываются в них.

Одновременно счетчик начинает подсчет импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Данный счетчик предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента). Например, из цифрового сигнала, имеющего удвоенную частоту дискретизации нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать В/2=480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов с удвоенной частотой дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (фиг. 11а, б).

БП₁, БП₂, БП₃, БП₄ в нашем примере, вмещают в себя каждый по 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций (т.е. каждый - по полусегменту), Кодовые комбинации с кодовых выходов сумматора, СУ и СП также являются 16 разрядными.

СПСКНОН предназначена для формирования сегментов цифрового сигнала из В кодовых комбинаций в каждом сегменте и сложения с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом. С целью избежания разрывов в последовательности цифрового сигнала, формирующегося после перекрытия сегментов, необходимо, чтобы запись кодовых комбинаций в БП₁ производилась с удвоенной частотой дискретизации, а считывание кодовых комбинаций из БП₃ и БП₄ производилась с частотой дискретизации.

Одновременно с записью кодовых комбинаций в БП₁, из БП₃ и БП₄ происходит считывание нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов на их вторых входах. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации поступают на первый и второй кодовые входы сумматора, на выходе которого также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации, которые подаются на первый кодовый вход СУ. На второй кодовый вход данной схемы с кодового выхода СП в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы СУ, на ее кодовом выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации Т.о. в период заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (0₀ п.с. на фиг. 11а) на кодовом выходе СУ осуществляется формирование полусегмента (0_н на фиг. 11г) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными нулевыми кодовыми комбинациями БП₁, соответствующими 0₀ - полусегменту (фиг. 11а), на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (фиг. 11б) от которого срабатывает триггер, а на выходе формирователя также появляется короткий импульс. Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₀ - полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БГЦ, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0 и 0₀ полусегментов (фиг. 11а) формируется первый сегмент (1 сегм. на фиг. 11а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₀ - полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₁ - полусегменту (фиг. 11а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₀ п.с. + 0 п.с. на фиг. 11а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации с выхода СП. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование первого сегмента (0₀+0 сегм. на фиг. 11г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется замедленное в 2 раза (по сравнению со скоростью записи в БП₁) считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 0₁ полусегменту.

После заполнения 480 нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (фиг. 11б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логический 0» («лог.0»), от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₀ и 0 полусегментам и формируется 0₀ - 0 сегмент (фиг. 11г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₁ - полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему Ог-полусегменту (фиг. 11а).

После заполнения нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ (0₂ п.с. на фиг. 11а) на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (фиг. 11б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логическая 1» («лог.1»), от которого на выходе формирователя появляется второй короткий импульс (фиг. 11в). Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₂ полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₁ и которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0₂ и 0₁ полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на фиг. 11а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₂ - полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₁ - полусегменту (фиг. 11а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₂ п.с. + 0₁ п.с. на фиг. 11а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. На кодовом выходе БУ появляются нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование второго сегмента (0₂+0₁ сегм. на фиг. 11г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (0₂ п.с. и 0₁ п.с. на фиг. 11а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 11 полусегменту (11 п.с. на фиг. 11а).

После заполнения кодовыми комбинациями (1₁ п.с на фиг. 11а) на выходе счетчика появляется четвертый короткий импульс (фиг. 11б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₂ и 0₁ полусегментам и формируется 0₂ - 0₁ сегмент (фиг. 11г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₂ - полусегменту (фиг. 11а).

После заполнения кодовыми комбинациями БП₁ (1₂ п.с. на фиг. 11а) на выходе счетчика появляется пятый короткий импульс (фиг. 11б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется третий короткий импульс (фиг. 11 в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂. записываются, соответственно, в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 1₂ и 1₁ полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на фиг. 11а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в третьем сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 21-полусегменту (фиг. 11а).

Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 1₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 11 полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (1₂ п.с. + 1₁ п.с. на фиг. 11а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (1₁ - 0₂) сегмент и (2₁ - 1₂) сегмент (вверху фиг. 11а) на входе СПСКНОН с 3 сегментом (3 сегм. на фиг. 11а или 1₂+1₁ сегм. на фиг. 11г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование третьего сегмента (1₂+1₁ сегм. на фиг. 11г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (1₂ п.с. и 1₁ п.с. на фиг. 11а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 2₁ полусегменту (2₁ п.с. на фиг. 11а).

После заполнения кодовыми комбинациями (2₁ п.с на фиг. 11а) БП₁ на выходе счетчика появляется шестой короткий импульс (фиг. 11б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов БП₁ и БП₂ не происходит.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение кодовых комбинаций, соответствующих 1₂ и 1₁ полусегментам и формируется 1₂ - 1₁ сегмент (фиг. 11г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₂-полусегменту (фиг. 11а).

После заполнения БП1 кодовыми комбинациями, соответствующими 2₂-полусегменту (2₂ п.с. на фиг. 11а) на выходе счетчика появляется седьмой короткий импульс (фиг. 11б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется четвертый короткий импульс (фиг. 11в).

Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 2₂ и 2₁ полусегментов формируется четвертый сегмент (4 сегм. на фиг. 11а внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в четвертом сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 3₁-полусегменту (фиг. 11а).

Под действием импульсов на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 2₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 2₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (2₂ п.с. + 2₁ п.с. на фиг. 11а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (2₁-1₂) сегмент и (3₁-2₂) сегмент (вверху фиг. 11а) на входе СПСКНОН с 4 сегментом (4 сегм. на фиг. 11а внизу или 2₂+2₁ сегм. на фиг. 11г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование четвертого сегмента (2₂+2₁ сегм. на фиг. 11г). Далее работа БПСКНОН происходит аналогичным образом Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, в отличие от прототипа, позволяет расширить функциональные возможности и использовать предлагаемый способ и устройство для измерения таких важных параметров акустических сигналов как мгновенная мощность участков нестационарности с возрастающей крутизной и средняя мощность таких участков на длительном временном отрезке. Кроме того, предлагаемый способ и устройство позволяют измерять такие важные параметры как крутизну нарастания участков нестационарности акустических сигналов и среднюю крутизну таких участков на длительном временном отрезке. Вследствие таких измерений удается повысить точность оценки качества акустических сигналов, так как именно участки нестационарности с возрастающей крутизной (атаки) содержат наибольшее количество информации и их искажения при передаче и обработках существенно снижают качество этих акустических сигналов. Данные измерения позволят проводить мероприятия по уменьшению искажений участков нестационарности в акустических сигналах и тем самым повышать качество этих сигналов.

С помощью предлагаемого способа и устройства измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов могут измеряться как звуковые вещательные сигналы, так и речевые и музыкальные сигналы, а также любые аналоговые акустические сигналы и шумы.

Предлагаемые способ и устройство измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов могут найти применение в существующих аналоговых и цифровых каналах передачи, в системах обработки аналоговых сигналов, в режиссерских системах при формировании музыкальных и речевых программ, а также для оценки негативных и положительных воздействий акустических сигналов и шумов на человека. При помощи данных измерений можно осуществлять мероприятия по повышению качества акустических сигналов, а также по снижению негативных воздействий акустических сигналов и шумов на человека.

Экономический эффект от использования предлагаемого способа и устройства измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов предполагается получить за счет повышения точности оценки наиболее важных в информационном отношении участков нестационарности акустических сигналов, что позволяет проводить мероприятия по уменьшению искажений в этих акустических сигналах и тем самым повышать качество самих этих сигналов. Кроме того, оценка негативных воздействий акустических сигналов и шумов на человека и проведение на основе этих оценок различных защитных мероприятий, позволяет снизить потери на восстановление здоровья и работоспособности людей.

Изобретение относится к технике связи, в частности к цифровым способам и устройствам измерения мощности и крутизны нарастания акустических сигналов. Задачей предлагаемого изобретения является асширение функциональных возможностей для измерения мгновенной и средней мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов и повышение точности оценки качества акустических сигналов. Задача решается за счет использования гильбертовской амплитудной огибающей, выделяемой из акустического сигнала. Из гильбертовской амплитудной огибающей путем фильтрации выделяются низкочастотные составляющие акустических объектов (например звуков, слов). Эти акустические объекты содержат наиболее важные и информативные участки нестационарности в виде нарастания передних фронтов этих объектов или «атак». После определения и выделения данных участков нестационарности с нарастающей крутизной, содержащих N_x кодовых комбинаций в каждом участке, осуществляют измерение мгновенной мощности каждого из этих участков, а также измерение средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. Кроме того, на каждом участке нестационарности с возрастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt, а также определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА между конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой. Далее, путем деления ΔА на Δt, осуществляют измерение крутизны нарастания S каждого участка нестационарности, а также измерение средней крутизны нарастания участков нестационарности, на длительном временном отрезке, состоящем из К таких участков. Вследствие таких измерений удается с большой точностью оценить качество акустических сигналов, так как именно участки нестационарности содержат наибольшее количество информации и их искажения при передаче и обработках существенно снижают качество этих акустических сигналов. Данные измерения позволят проводить мероприятия по уменьшению искажений участков нестационарности в акустических сигналах и тем самым повышать их качество. 2 н.п. ф-лы, 11 ил.

1. Способ измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, включающий преобразование входного сигнала, линейное аналого-цифровое преобразование сигнала, гильбертовское преобразование с формированием ортогонального сигнала из цифрового сигнала, выделение в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей аналогового сигнала, а также цифровое квадрирование, суммирование и усреднение, запоминание с суммированием и усреднением, цифровую индикацию,

отличающийся тем, что после выделения в цифровом виде сигнала, соответствующего гильбертовской амплитудной огибающей исходного аналогового сигнала, выделяют путем фильтрации низкочастотные составляющие гильбертовской амплитудной огибающей, а затем в этом отфильтрованном сигнале гильбертовской амплитудной огибающей определяют и выделяют наиболее важные и информативные участки нестационарности с нарастающей крутизной, каждый из которых содержит N_x параллельных кодовых комбинаций, из которых после цифрового квадрирования осуществляют формирование в каждом участке нестационарности, путем суммирования и усреднения, цифрового отсчета, соответствующего значению мгновенной мощности этого участка нестационарности с нарастающей крутизной, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности с нарастающей крутизной, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям мгновенной мощности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней мощности участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков, а также на каждом выделенном участке нестационарности с нарастающей крутизной определяют длительность этого участка Δt и определяют разность мгновенных значений амплитуд ΔА между конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой, а затем путем деления разности мгновенных значений амплитуд между конечной точкой участка нестационарности и его начальной точкой ΔА на длительность этого участка нестационарности Δt, осуществляют формирование цифрового отсчета, соответствующего крутизне нарастания S участка нестационарности с нарастающей крутизной, а далее К таких цифровых отсчетов запоминают, а также осуществляют формирование из К цифровых отсчетов, путем суммирования и усреднения этих отсчетов, цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания S на длительном временном отрезке, состоящем из К участков нестационарности с нарастающей крутизной, после чего осуществляют цифровую индикацию К запомненных цифровых отсчетов, соответствующих значениям крутизны нарастания S участков нестационарности и цифрового отсчета, соответствующего значению средней крутизны нарастания участков нестационарности на длительном временном отрезке, состоящего из К участков.

2. Устройство для осуществления способа измерения мощности и крутизны нарастания участков нестационарности акустических сигналов, содержащее последовательно соединенные входной блок, линейный аналого-цифровой преобразователь, блок гильбертовского ортогонального преобразования, а также блок вычисления амплитудной огибающей, цифровой квадратор, сумматор-усреднитель, первый блок памяти, второй блок памяти и блок индикации с дисплеем,

отличающееся тем, что дополнительно введены фильтр низких частот, блок обнаружения участков нестационарности, блок ключей, блок определения крутизны нарастания участков нестационарности, при этом первый и второй выходы блока гильбертовского ортогонального преобразования соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока вычисления амплитудной огибающей, выход которого соединен со входом фильтра низких частот, выход которого соединен с первым входом блока ключей и входом блока обнаружения участков нестационарности, первый выход которого соединен со вторым входом блока ключей и первым входом блока определения крутизны нарастания участков нестационарности, второй вход которого соединен со вторым выходом блока обнаружения участков нестационарности, причем выход блока ключей соединен с третьим входом блока определения крутизны нарастания участков нестационарности и входом цифрового квадратора, выход которого соединен с первым входом сумматора-усреднителя, выход которого соединен с первым входом первого блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока индикации с дисплеем, при этом первый выход блока определения крутизны нарастания участков нестационарности соединен с первым входом второго блока памяти, а его второй выход соединен со вторым входом первого блока памяти и со вторым входом второго блока памяти, первый и второй выходы которого соединены, соответственно, с третьим и четвертым входами блока индикации с дисплеем, причем третий выход блока определения крутизны нарастания участков нестационарности соединен со вторым входом сумматора-усреднителя.