Способ и устройство измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания Российский патент 2024 года по МПК G01R23/16 

Область техники

Изобретение относится к технике связи, в частности к цифровым способам и устройствам измерения спектра и кепстра информационных акустических сигналов и может быть использовано.

Уровень техники

Известен цифровой способ измерения спектра (Кристоф Раушер «Основы спектрального анализа» . М. Rohde & Schwarz, Горячая линия-Телеком. 2006 г. стр.20. рис. 3.6). Данный способ включает низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование, а также запоминание кодовых комбинаций цифрового сигнала, быстрое преобразование Фурье,. цифровую индикацию.

Известно устройство цифрового анализатора спектра (Кристоф Раушер «Основы спектрального анализа» . М. Rohde & Schwarz, Горячая линия-Телеком. 2006 г. стр.20. рис. 3.6) для осуществления цифрового способа измерения спектра, содержащее: фильтр низких частот, вход которого является входом устройства, а выход соединен со входом аналого-цифрового преобразователя, а также оперативное запоминающее устройство, блок быстрого преобразования Фурье, блок индикации с дисплеем.

Недостатком известного способа и устройства является понижение точности измерения спектра информационных акустических сигналов на коротких временных интервалах (мгновенных значениях спектра) вследствие низкой разрешающей способности. и повышенной осцилляцией оценок амплитуды спектральных составляющих. Также в известном способе и устройстве при быстром преобразовании Фурье используется окно без перекрытия, что приводит к появлению разрывов анализируемых функций. Возникающие вследствие этого в спектре боковые лепестки преобразования окна, называемые просачиванием, будут искажать амплитуды соседних спектральных составляющих. Просачивание приводит не только к появлению амплитудных ошибок в спектрах сигналов, но также маскирует составляющие с малыми амплитудами в информационных сигналах и, следовательно, препятствует их измерению. В известном способе и устройстве не существует возможности измерения высокоинформативных кепстральных параметров в информационном сигнале.

Известен способ измерения спектра информационных акустических сигналов телерадиовещания ( Патент RU 2573248 C2. Опубликовано 20.01.2016, БИ №2), принятый за прототип. Данный способ включает низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование, а также формирование последовательности сегментов цифрового сигнала из К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, а затем осуществляют накопление этих 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего в каждом сегменте производят прямое быстрое преобразование Фурье накопленных 2К кодовых комбинаций и формируют 2К пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового сигнала в спектральной области, а также включает обратное быстрое преобразование Фурье с получением 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом и компенсацией неравномерности оконной функции Наттолла, а также цифровую индикацию.

Известно устройство для осуществления способа измерения спектра информационных акустических сигналов телерадиовещания ( Патент RU 2573248 C2. Опубликовано 20.01.2016, БИ №2), содержащее фильтр низких частот, вход которого является входом устройства, а выход соединен со входом аналого-цифрового преобразователя, второй выход которого соединен со входом блока удвоения частоты импульсов дискретизации, а также последовательно соединенные блок сегментации и наложения оконной функции Наттолла, оперативное запоминающее устройство и блок быстрого преобразования Фурье, также содержащее последовательно соединенные блок обратного быстрого преобразования Фурье и блок перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла, а также блок индикации с дисплеем.

Недостатком известного способа и устройства является отсутствие возможности измерения таких важных и информативных характеристик акустических сигналов телерадиовещания как кепстральные параметры этих сигналов.

Сущность изобретения

Задачей предлагаемого изобретения является:

Расширение функциональных возможностей на основе цифрового метода измерения как спектров информационных акустических сигналов, так и высокоинформативных кепстральных параметров данных сигналов.

Предлагаемый способ измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания, включающий низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование, а также

формирование последовательности сегментов цифрового сигнала из К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, а затем осуществляют накопление этих 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего в каждом сегменте производят прямое быстрое преобразование Фурье накопленных 2К кодовых комбинаций и формируют S(2К) пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового сигнала в спектральной области, а также включает обратное быстрое преобразование Фурье с получением 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом и компенсацией неравномерности оконной функции Наттолла, а также включает цифровую индикацию. В отличие от прототипа, после прямого быстрого преобразования Фурье накопленных 2К кодовых комбинаций и формирования S(2К) пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового сигнала в спектральной области, над этими спектральными коэффициентами осуществляют цифровую индикацию, а также из этих S(2К) пар спектральных коэффициентов преобразования осуществляют вычисление квадрата модуля спектра | S(2К) |², после чего производят логарифмирование этого квадрата модуля спектра и получают ln | S(2К) |², а затем осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье и получают цифровой сигнал кепстра мощности С(2К) из 2К кодовых комбинаций в каждом кепстральном сегменте, после чего производят сложение с 50% перекрытием каждого кепстрального сегмента с предыдущим ему кепстральным сегментом и компенсацией неравномерности оконной функции Наттолла, и получают цифровой сигнал кепстра мощности С(К) из К кодовых комбинаций в каждом кепстральном сегменте, а затем над этим сигналом кепстра мощности С(К) осуществляют цифровую индикацию, а также после получения сигнала кепстра мощности С(К) в каждом кепстральном сегменте, определяют пиковое и среднее значение кепстра мощности С(К)_пик и С(К)_ср в каждом таком кепстральном сегменте, а затем производят деление пикового значения кепстра мощности С(К)_пик на среднее значение кепстра мощности С(К)_ср и получают значение пик-фактора кепстра А(К) = С(К)_пик / С(К)_ср в каждом кепстральном сегменте, а затем над этими пик-факторами кепстра мощности цифрового сигнала А(К) осуществляют цифровую индикацию, а также на основе полученного пикового значения кепстра мощности С(К)_пик в каждом кепстральном сегменте формируют цифровой сигнал, соответствующий синусоидальному, со средней мощностью С(К)_син, а затем осуществляют в цифровом виде деление ранее полученного среднего значения кепстра мощности С(К)_ср на среднюю мощность сигнала, соответствующего синусоидальному С(К)_син, и получают значение относительной средней мощности (ОСМ) Р(К)_осм = С(К)_ср / С(К)_син кепстра в каждом кепстральном сегменте, а затем над этими значениями относительной средней мощности кепстра Р(К)_осм осуществляют цифровую индикацию

Поставленная задача решается также тем, что в устройство измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания, содержащее фильтр низких частот, вход которого является входом устройства, а выход соединен со входом аналого-цифрового преобразователя, второй выход которого соединен со входом блока удвоения частоты импульсов дискретизации, а также последовательно соединенные блок сегментации и наложения оконной функции Наттолла, оперативное запоминающее устройство и блок быстрого преобразования Фурье, также содержащее последовательно соединенные блок обратного быстрого преобразования Фурье и блок перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла, а также блок индикации с дисплеем дополнительно введены блок вычисления квадрата модуля спектра, блок логарифмирования, блок определения пик-фактора кепстра и блок определения ОСМ кепстра. При этом первый выход аналого-цифрового преобразователя соединен со входом блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла, а выход блока быстрого преобразования Фурье соединен с первым входом блока индикации с дисплеем и со входом блока вычисления квадрата модуля спектра, выход которого соединен со входом блока логарифмирования, выход которого соединен со входом блока обратного быстрого преобразования Фурье, а выход блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла соединен со вторым входом блока индикации с дисплеем и со входом блока определения пик-фактора кепстра, первый выход которого соединен с третьим входом блока индикации с дисплеем, а второй и третий выходы блока определения пик-фактора кепстра соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока определения ОСМ кепстра, выход которого соединен с четвертым входом блока индикации с дисплеем.

Благодаря такому решению задачи предлагаемый способ и устройство измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания позволяет при помощи спектра наглядно представлять периодичности, присутствующие в сигнале. С помощью кепстра можно определять невидимые явно периодичности в сигнале, а также можно осуществлять разделение смешанных сигналов, содержащихся в спектре по всему частотному диапазону в виде множества модуляционных компонентов, а логарифмическое преобразование делает результат измерения менее чувствительным к неоднородностям спектра. Пик-фактор кепстра позволяет отличать сигналы разных жанров и разницу между разными исполнителями, а также позволяет оценить соотношение сигнал/шум на фоне сигнала. Относительная средняя мощность кепстра хорошо проявляет себя на многочастотных сигналах при наличии в них нескольких основных тонов или шумовых составляющих, а также хорошо выявляет искажения сигнала в канале связи. Вследствие этого удается повысить качество и эффективность передачи звуковых вещательных сигналов.

Перечень фигур

Предложенный способ и устройство поясняются фигурами, на которых показаны:

Фиг. 1. Структурная схема устройства измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания.

Фиг. 2. Схема блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла.

Фиг. 3. Временные диаграммы работы блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла.

Фиг. 4. Схема блока вычисления квадрата модуля спектра.

Фиг. 5. Схема блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла.

Фиг. 6. Временные диаграммы работы блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла.

Фиг. 7. Схема блока определения пик-фактора кепстра.

Фиг. 8. Схема блока определения относительной средней мощности (ОСМ) кепстра.

Фиг. 9. Схема определения пикового значения кепстра мощности на длительности сегмента, входящей в блок определения пик-фактора кепстра.

Осуществление изобретения

Способ измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания реализуется следующим образом. Над входным аналоговым информационным акустическим сигналом телерадиовещания осуществляют низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование. Частота дискретизации может быть, например 48 кГц, а количество разрядов в кодовой комбинации 16. После этого осуществляют формирование последовательности сегментов цифрового сигнала из К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте. После чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте. Эта оконная функция, в отличие от прямоугольного окна без перекрытия не приводит к появлению разрывов анализируемых функций и возникновению вследствие этого в спектре боковых лепестков преобразования окна, которые заметно искажают амплитуды соседних спектральных составляющих. Использование оконной функции Наттолла с последующим 50% перекрытием каждого сегмента из 2К кодовых комбинаций сигнала в каждом сегменте с предыдущим ему сегментом и компенсацией неравномерности данной оконной функции позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в сигнале, до 92 дБ. Это очень существенно для передачи сигналов художественного вещания. Наименьшим уровнем боковых лепестков, из существующих оконных функций, обладает именно окно Наттолла.

После наложения оконной функции Наттолла на каждый сегмент осуществляют накопление этих 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, а затем в каждом сегменте производят 2К прямое быстрое преобразование Фурье накопленных 2К кодовых комбинаций цифрового сигнала и формируют S(2К) пар спектральных коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового сигнала в спектральной области. Это преобразование определяется известной формулой [1,2]:

которая записывается также в следующем виде:

где: X(k) = S(2К)- спектральные коэффициенты преобразования, N = 2К– число отсчетов, n – номер гармоники, k – индекс отсчета сигнала от 0 до N-1.

А после прямого быстрого преобразования Фурье над спектральными коэффициентами преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового сигнала в спектральной области, осуществляют цифровую индикацию.

После этого над спектральными коэффициентами преобразования S(2К) в каждом спектральном сегменте осуществляют кепстральное преобразование, согласно известной формуле [3]:

где: N=2К - число отсчетов, S(n) = S(2К) - пары спектральных коэффициентов преобразования, С(m) = С(2К) - кепстр мощности цифрового сигнала из 2К кодовых комбинаций в каждом кепстральном сегменте.

В начале формирования кепстрального сигнала, из S(2К) пар спектральных коэффициентов в каждом сегменте, осуществляют вычисление квадрата модуля спектра, согласно [2, 3]

|S(2К)|²=S²(2К)+S²(2К)₁, (4)

где S(2К)₁ - ортогональные пары спектральных коэффициентов преобразования.

При формировании ортогональных пар спектральных коэффициентов преобразования S(2К)₁ в каждом сегменте осуществляют в цифровом виде поворот фазы S(2К) пар коэффициентов преобразования путем изменения в каждой паре коэффициентов знака коэффициента при jsin 2πnk/N, в формуле (2), что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих

После вычисления квадрата модуля спектра |S(2К)|² , в каждом сегменте производят логарифмирование этого квадрата модуля спектра и получают

ln|S(2К)|². Затем в каждом сегменте осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье и получают цифровой сигнал кепстра мощности С(2К) из 2К кодовых комбинаций в каждом кепстральном сегменте.

Для более качественного восстановления цифрового кепстрального сигнала в случае использования окна Наттолла осуществляют сложение с 50% перекрытием каждого кепстрального сегмента с предыдущим ему кепстральным сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента и получают таким образом цифровой сигнал кепстра мощности С(К), состоящий из К кодовых комбинаций в каждом кепстральном сегменте. Поскольку окно Наттола не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то увеличение точности цифрового кепстрального сигнала осуществляют путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в кепстральном сигнале, до 92 дБ. Затем над этим цифровым сигналом кепстра мощности С(К) осуществляют цифровую индикацию.

А после получения сигнала кепстра мощности С(К) в каждом кепстральном сегменте, осуществляют определение пик-фактора [2,4 ] кепстра мощности А(К) = С(К)_пик / С(К)_ср . Для этого определяют пиковое и среднее значение кепстра мощности С(К)_пик и С(К)_ср в каждом таком кепстральном сегменте, а затем производят деление пикового значения кепстра мощности С(К)_пик на среднее значение кепстра мощности С(К)_ср и получают значение пик-фактора кепстра мощности А(К) = С(К)_пик / С(К)_ср в каждом кепстральном сегменте, а затем над этими пик-факторами кепстра мощности А(К) осуществляют цифровую индикацию.

После этого, осуществляют определение относительной средней мощности (ОСМ) [4 ] кепстра мощности в каждом кепстральном сегменте Р(К)_осм = С(К)_ср / С(К)_син . Для этого на основе ранее полученного пикового значения кепстра мощности С(К)_пик в каждом кепстральном сегменте формируют цифровой сигнал, соответствующий синусоидальному, с пиковой мощностью С(К)_{син i пик} в точке i _пик, в которой она равна пиковому значению кепстра мощности С(К)_пик = С(К)_{син i пик} в этой точке сегмента.

После этого определяют среднюю мощность синусоидального сигнала С(К)_{син i.ср} = С(К)_{син i пик} / 2 в точке i _пик кепстрального сегмента, а затем определяют среднюю мощность этого цифрового сигнала, соответствующего синусоидальному сигналу, в каждом кепстральном сегменте, состоящем из К кепстральных отсчетов С(К)_син = С(К)_{син i ср} ⋅ К, а затем осуществляют в цифровом виде деление ранее полученного среднего значения кепстра мощности С(К)_ср на среднюю мощность сигнала, соответствующего синусоидальному С(К)_син, и получают значение относительной средней мощности (ОСМ) Р(К)_осм = С(К)_ср / С(К)_син кепстра в каждом кепстральном сегменте, а затем над этими значениями относительной средней мощности Р(К)_осм осуществляют цифровую индикацию.

Устройство измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания (фиг. 1) состоит из фильтра низких частот 1, аналого-цифрового преобразователя 2, блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла 3, блока удвоения частоты импульсов дискретизации 4, оперативного запоминающего устройства 5, блока быстрого преобразования Фурье 6, блока обратного быстрого преобразования Фурье 7, блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла 8, блока индикации с дисплеем 9, блока вычисления квадрата модуля спектра 10, блока логарифмирования 11, блока определения пик-фактора кепстра 12, блока определения ОСМ кепстра 13.

Вход фильтра низких частот 1 соединен со входом устройства, а выход фильтра соединен со входом аналого-цифрового преобразователя 2, первый выход которого соединен со входом блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла 3, а второй выход аналого-цифрового преобразователя 2 соединен со входом блока удвоения частоты импульсов дискретизации 4, при этом выход блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла 3 соединен со входом оперативного запоминающего устройства 5, выход которого соединен со входом блока быстрого преобразования Фурье 6, выход которого соединен с первым входом блока индикации с дисплеем 9 и со входом блока вычисления квадрата модуля спектра 10, выход которого соединен со входом блока логарифмирования 11, выход которого соединен со входом блока обратного быстрого преобразования Фурье 7, выход которого соединен со входом блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла 8, выход которого соединен со вторым входом блока индикации с дисплеем 9 и со входом блока определения пик-фактора кепстра 12, первый выход которого соединен с третьим входом блока индикации с дисплеем 9, а второй и третий выходы блока определения пик-фактора кепстра 12 соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока определения ОСМ кепстра 13, выход которого соединен с четвертым входом блока индикации с дисплеем 9.

Предлагаемый способ осуществляется при помощи предлагаемого устройства следующим образом (Фиг. 1). Аналоговый информационный акустический сигнал телерадиовещания поступает на вход устройства и попадает далее на вход фильтра низких частот (ФНЧ) 1, при помощи которого осуществляется ограничение спектра акустического сигнала в отношении высокочастотных составляющих, например частотой 20 кГц. Далее информационный акустический сигнал с выхода ФНЧ 1 подается на вход аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 2, где он преобразуется в цифровой информационный сигнал, например с частотой дискретизации 48 кГц и с количеством разрядов в кодовой комбинации 16. Цифровой сигнал в виде параллельных кодовых комбинаций с первого выхода АЦП 2 подается на вход блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла (БСНОФН) 3. В блоке 3 осуществляется формирование последовательности сегментов цифрового сигнала из К параллельных кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте. Здесь же осуществляется наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получение последовательности сегментов цифрового сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте.

Цифровой сигнал с выхода БСНОФН 3 подается далее на вход оперативного запоминающего устройства (ОЗУ) 5, где осуществляется накопление 2К параллельных кодовых комбинаций в каждом сегменте. Затем цифровой сигнал с выхода ОЗУ 5 поступает на вход блока быстрого преобразования Фурье (ББПФ) 6, где в каждом сегменте производят прямое быстрое преобразование Фурье накопленных 2К кодовых комбинаций и формируют S(2К) пар спектральных коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового сигнала в спектральной области. После этого S(2К) пар спектральных коэффициентов преобразования с выхода ББПФ 6 подаются на первый вход блока индикации с дисплеем (БИД) 9, в котором осуществляют цифровую индикацию этих спектральных коэффициентов. Кроме того, S(2К) пар спектральных коэффициентов преобразования каждого сегмента с выхода ББПФ 6 подаются на вход блока вычисления квадрата модуля спектра (БВКМС) 10, в котором производят вычисление квадрата модуля спектра |S(2К)|²=S²(2К)+S²(2К)₁. Затем цифровой сигнал каждого сегмента, соответствующий квадрату модуля спектра |S(2К)|², с выхода БВКМС 10 поступает на вход блока логарифмирования (БЛ) 11, в котором в каждом сегменте осуществляют логарифмирование этого квадрата модуля спектра и получают на выходе БЛ 11 сигнал ln|S(2К)|². После этого цифровой сигнал каждого сегмента с выхода БЛ 11 поступает на вход блока обратного быстрого преобразования Фурье (БОБПФ) 7, в котором в каждом сегменте осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье и получают цифровой временной сигнал кепстра мощности С(2К) из 2К кодовых комбинаций в каждом кепстральном сегменте. Кодовые комбинации сигнала кепстра мощности С(2К) с выхода БОБПФ 7 подаются далее на вход блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла (БПСКНОН) 8. В БПСКНОН 8 с целью более качественного восстановления цифрового кепстрального сигнала С(2К) в случае использования окна Наттолла осуществляется сложение с 50% перекрытием каждого кепстрального сегмента с предыдущим ему кепстральным сегментом, задержанным на длительность, равную половине длительности сегмента и получают таким образом цифровой сигнал кепстра мощности С(К), состоящий из К кодовых комбинаций в каждом кепстральном сегменте. Поскольку окно Наттолла не относиться к числу окон обеспечивающих единичный коэффициент передачи при использовании 50% перекрытий, то увеличение точности цифрового кепстрального сигнала в БПСКНОН 8 осуществляют путем компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. Такая компенсация позволяет увеличить защитное отношение, характеризующее уровень помех и искажений в кепстральном сигнале, до 92 дБ. Затем этот цифровой сигнал кепстра мощности С(К) с выхода БПСКНОН 8 подается на второй вход БИД 9, в котором осуществляют цифровую индикацию этого сигнала кепстра мощности С(К).

Кроме того, цифровой сигнал кепстра мощности С(К) в каждом кепстральном сегменте, с выхода БПСКНОН 8 поступает на вход блока определения пик-фактора кепстра (БОПК) 12. В БОПК 12 осуществляют определение пикового и среднего значения кепстра мощности С(К)_пик и С(К)_ср в каждом кепстральном сегменте. После этого производят деление пикового значения кепстра мощности С(К)_пик на среднее значение кепстра мощности С(К)_ср и получают значение пик-фактора кепстра мощности А(К) = С(К)_пик / С(К)_ср в каждом кепстральном сегменте. Затем этот цифровой сигнал пик-фактора кепстра мощности А(К) с первого выхода БОПК 12 подается на третий вход БИД 9, в котором осуществляют цифровую индикацию этого сигнала пик-фактора кепстра мощности А(К).

После этого, цифровые сигналы, соответствующие пиковому и среднему значению кепстра мощности С(К)_пик и С(К)_ср в каждом кепстральном сегменте, поступают, соответственно, со второго и третьего выходов БОПК 12 на, соответственно, первый и второй входы блока определения относительной средней мощности (ОСМ) кепстра (БООСМК) 13. В БООСМК 13 на основе ранее полученного пикового значения кепстра мощности С(К)_пик в каждом кепстральном сегменте формируют цифровой сигнал, соответствующий синусоидальному, с пиковой мощностью С(К)_{син i пик} в точке i _пик, в которой она равна пиковому значению кепстра мощности С(К)_пик = С(К)_{син i пик} в этой точке сегмента. После этого определяют среднюю мощность синусоидального сигнала С(К)_{син i.ср} = С(К)_{син i пик} / 2 в точке i _пик кепстрального сегмента, а затем определяют среднюю мощность этого цифрового сигнала, соответствующего синусоидальному сигналу, в каждом кепстральном сегменте, состоящем из К кепстральных отсчетов

С(К)_син = С(К)_{син i ср} ^. К, а затем осуществляют в цифровом виде деление ранее полученного среднего значения кепстра мощности С(К)_ср на среднюю мощность сигнала, соответствующего синусоидальному С(К)_син, и получают значение относительной средней мощности (ОСМ) Р(К)_осм = С(К)_ср / С(К)_син кепстра в каждом кепстральном сегменте. Затем этот цифровой сигнал относительной средней мощности Р(К)_осм кепстра в каждом кепстральном сегменте .с выхода БООСМК 13 подается на четвертый вход БИД 9, в котором осуществляют цифровую индикацию этого сигнала относительной средней мощности Р(К)_осм кепстра.

Предлагаемое устройство измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания позволяет при помощи спектра наглядно представлять периодичности, присутствующие в сигнале. При этом логарифмическое преобразование квадрата модуля спектра делает результат измерения менее чувствительным к неоднородностям спектра. Кепстр позволяет определять невидимые явно периодичности в сигнале, а также позволяет осуществлять разделение смешанных сигналов, содержащихся в спектре по всему частотному диапазону в виде множества модуляционных компонентов. Пик-фактор кепстра позволяет отличать сигналы разных жанров и разницу между разными исполнителями, а также позволяет оценить соотношение сигнал/шум на фоне сигнала. Относительная средняя мощность кепстра хорошо проявляет себя на многочастотных сигналах при наличии в них нескольких основных тонов или шумовых составляющих, а также позволяет хорошо выявлять искажения сигнала в канале связи. Вследствие этого удается повысить качество и эффективность передачи звуковых вещательных сигналов.

Особенностью предлагаемого устройства измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания является то, что нестандартными в нем являются БСНОФН 3, БУЧИД 4, БВКМС 10, БПСКНОН 8, БОПК 12 , БООСМК 13, а также схема определения пикового значения кепстра мощности на длительности сегмента, входящая в БОПК 12, которые требуют дополнительного пояснения или раскрытия.

При этом блок удвоения частоты импульсов дискретизации (БУЧИД) 4, может быть выполнен в виде последовательно включенных: формирователя меандра, дифференциальной схемы, двухполупериодного выпрямителя и формирователя коротких импульсов.

Пример реализации блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла (БСНОФН) 3, показан на Фиг. 2, а временные диаграммы работы показаны на фиг. 3. Данный блок содержит первую и вторую буферные памяти, схему умножения, счетчик и схему памяти. Первый (кодовый) вход БСНОФН 3 соединен с первым (кодовым) входом первой буферной памяти, кодовый выход которой соединен через вторую буферную память с кодовым входом схемы умножения, второй (кодовый) вход которой соединен с кодовым выходом схемы памяти, а выход подключен к кодовому выходу БСНОФН 3. Второй вход БСНОФН 3 соединен со вторым входом первой буферной памяти и со входом счетчика, выход которого подключен к третьему входу первой буферной памяти, ко второму входу второй буферной памяти и к первому входу схемы памяти. Третий вход БСНОФН 3 соединен с третьим входом второй буферной памяти и со вторым входом схемы памяти.

Блок сегментации и наложения оконной функции Наттолла 3 (Фиг. 2) работает следующим образом. В исходном состоянии первая и вторая буферные памяти и счетчик обнулены. Схема памяти также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К параллельных кодовых комбинаций (дискретных отсчетов) цифрового сигнала в сегменте.

На первый (кодовый) вход БСНОФН 3 с первого (кодового) выхода АЦП 2 (Фиг. 1) поступает цифровой сигнал из параллельных кодовых комбинаций, которые подаются на первый (кодовый) вход первой буферной памяти (Фиг. 2). Одновременно на второй вход БСНОФН 3 со второго выхода АЦП 2 поступают импульсы частоты дискретизации (на фиг. 1 цепь для импульсов частоты дискретизации от АЦП 2 к БСНОФН 3 не показана), которые подаются на вход счетчика и второй вход первой буферной памяти (Фиг. 2). На третий вход БСНОФН 3 с выхода блока удвоения частоты импульсов дискретизации (БУЧИД) 4 поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации (на фиг. 1 цепь для импульсов с удвоенной частотой дискретизации от БУЧИД 4 к БСНОФН 3 не показана), которые подаются на третий вход второй буферной памяти и второй вход схемы памяти (Фиг. 2). При этом счетчик в БСНОФН 3 предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента), на который затем накладывается оконная функция Натолла. Например, из цифрового сигнала, имеющего частоту дискретизации 48 кГц нужно сформировать последовательность сегментов, каждый из которых должен содержать К= 960 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). Такой сегмент, в свою очередь, состоит из двух полусегментов, каждый из которых должен содержать 480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя, в нашем примере, 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов частоты дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (Фиг. 3 а,б). Импульсы с выхода счетчика подаются на третий вход первой буферной памяти, на второй вход второй буферной памяти и на первый вход схемы памяти.

Первая буферная память в БСНОФН 3 вмещает в себя 480 кодовых комбинаций (полусегмент), а вторая буферная память состоит из двух половин и вмещает в себя К = 960 кодовых комбинаций (два полусегмента по 480 кодовых комбинаций).

По мере поступления параллельных кодовых комбинаций на 1 кодовый вход первой буферной памяти, они записываются в нее под действием импульсов с частотой дискретизации. Эти кодовые комбинации появляются на кодовом выходе первой буферной памяти и прикладываются к кодовому входу второй буферной памяти, но не записываются в нее.

В это же время из второй буферной памяти считываются К=960 нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации последовательно поступают на первый кодовый вход схемы умножения. На второй кодовый вход данной схемы в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи окна Натолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы схемы умножения, на ее выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.

Т.о., в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (1 п.с. на Фиг. 3а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование первого по счету сегмента (0₁-0₀ сегм. на Фиг. 3в) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (Фиг. 3б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации из первой буферной памяти записываются в первую половину второй буферной памяти (1 п.с. на Фиг. 3а). Под действием этого же короткого импульса 480 нулевых кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти (0 п.с. на Фиг. 3а). Таким образом, из нулевого и первого полусегментов формируется первый сегмент (1 сегм. на Фиг. 3а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К = 960 кодовых комбинаций в первом сегменте (1 сегм. на Фиг. 3а). Следует заметить, что коэффициенты передачи окна Натолла (и соответствующие им кодовые комбинации) для первой половины сегмента (например 0 п.с. в 1 сегм. на Фиг.3а) являются возрастающими, а для второй половины сегмента (например 1 п.с. в 1 сегм. на Фиг. 3а) являются уменьшающимися.

Параллельные кодовые комбинации, продолжающие поступать на 1 кодовый вход первой буферной памяти, записываются в данную память под действием импульсов с частотой дискретизации. В это же время под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются нулевые кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) нулевого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на Фиг. 3а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются только нулевые 16 разрядные кодовые комбинации.

Далее начинают умножаться информационные кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) первого полусегмента первого сегмента (1 сегм. на Фиг. 3а), поэтому на кодовом выходе схемы умножения появляются перемноженные 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие исходным кодовым комбинациям, но с наложенными на них коэффициентами передачи окна Натолла.

Т.о. в период заполнения первой буферной памяти кодовыми комбинациями, соответствующими второму по счету полусегменту (1 п.с. на Фиг. 3а) на выходе схемы умножения осуществляется формирование второго по счету сегмента (1₁-0₂ сегм. на Фиг. 3в), состоящего из второй раз используемого нулевого полусегмента и первый раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

После заполнения следующими 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (Фиг. 3б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из первого и второго полусегментов формируется второй сегмент (2 сегм. на Фиг. 3а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К = 960 кодовых комбинаций во втором сегменте (2 сегм. на Фиг. 3а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) первого полусегмента второго сегмента (2 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) второго полусегмента второго сегмента (2 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения.

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование третьего по счету сегмента (2₁-1₂ сегм. на Фиг. 3в), состоящего из второй раз используемого первого полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

Пока из второй буферной памяти осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в первую буферную память записываются кодовые комбинации, соответствующие третьему полусегменту (3 п.с. на Фиг. 3а).

После заполнения очередными 480 кодовыми комбинациями первой буферной памяти на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (Фиг. 3б) под действием переднего фронта которого данные кодовые комбинации записываются в первую половину второй буферной памяти. Под действием этого же короткого импульса 480 ранее записанных кодовых комбинаций из первой половины второй буферной памяти сдвигаются и записываются во вторую половину данной буферной памяти. Таким образом, из второго и третьего полусегментов формируется третий сегмент (3 сегм. на Фиг. 3а).

Под действием спада того же короткого импульса осуществляется установка первой буферной памяти и схемы памяти в исходное состояние. При этом на кодовом выходе схемы памяти появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи окна Натолла для первой из К = 960 кодовых комбинаций в третьем сегменте (3 сегм. на Фиг. 3а).

Под действием импульсов на третьем входе второй буферной памяти и втором входе схемы памяти, 16 разрядные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы схемы умножения. Первыми умножаются кодовые комбинации (из второй половины второй буферной памяти) второго полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации появляются на выходе схемы умножения. Далее начинают умножаться кодовые комбинации (из первой половины второй буферной памяти) третьего полусегмента третьего сегмента (3 сегм. на Фиг. 3а). Эти перемноженные кодовые комбинации также появляются на выходе схемы умножения..

Т.о. на выходе схемы умножения осуществляется формирование четвертого по счету сегмента (3₁-2₂ сегм. на Фиг. 3в), состоящего из второй раз используемого второго полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) и первый раз используемого третьего полусегмента (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися).

Далее работа БСНОФН 3 происходит аналогичным образом. Таким образом, сформированная в БСНОФН 3 последовательность сегментов цифрового сигнала из К параллельных кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте (или из К/2 кодовых комбинаций в полусегменте) преобразуется (благодаря удвоенной частоте дискретизации) в последовательность сегментов цифрового сигнала из 2К параллельных кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте с наложенной оконной функцией Наттолла.

Пример реализации блока вычисления квадрата модуля спектра. (БВКМС) 10 показан на Фиг. 4

Данный блок содержит схему поворота фазы коэффициентов преобразования, первую схему возведения в квадрат, вторую схему возведения в квадрат и сумматор. Вход (кодовый) БВКМС 10 соединен с кодовым входом первой схемы возведения в квадрат и с кодовым входом схемы поворота фазы коэффициентов преобразования, кодовый выход которой соединен с кодовым входом второй схемы возведения в квадрат. Кодовый выход первой схемы возведения в квадрат подключен к первому кодовому входу сумматора, а кодовый выход второй схемы возведения в квадрат подключен ко второму кодовому входу сумматора, кодовый выход которого соединен с кодовым выходом БВКМС 10.

Работа БВКМС 10 осуществляется в соответствии ранее приведенной формулой (4).

На кодовый вход БВКМС 10 (фиг. 4) поступают параллельные кодовые комбинации, соответствующие S(2К) парам спектральных коэффициентов преобразования с выхода ББПФ 6 (фиг. 1). Эти кодовые комбинации внутри БВКМС 10 поступают на кодовый вход первой схемы возведения в квадрат, а также на кодовый вход схемы поворота фазы коэффициентов преобразования. На выходе первой схемы возведения в квадрат будет цифровой сигнал, соответствующий возведенным в квадрат парам спектральных коэффициентов преобразования S²(2К). А входной цифровой сигнал, поступивший на вход схемы поворота фазы коэффициентов преобразования, подвергается в данной схеме операции повороту фазы спектральных коэффициентов на 90 градусов. Для этого в каждом сегменте осуществляют в цифровом виде поворот фазы S(2К) пар коэффициентов преобразования путем изменения в каждой паре коэффициентов знака коэффициента при jsin 2πnk/N, в формуле (2), что соответствует повороту фазы на 90° всех спектральных составляющих. Далее сигнал с выхода схемы поворота фазы коэффициентов преобразования поступает на кодовый вход второй схемы возведения в квадрат, на выходе которой будет цифровой сигнал, соответствующий возведенным в квадрат парам спектральных коэффициентов преобразования, повернутых по фазе на 90°S²(2К)₁. После осуществления операции возведения в квадрат в первой и второй схемах возведения в квадрат, кодовые комбинации, соответствующие S²(2К) и S²(2К)₁ парам спектральных коэффициентов преобразования, с кодовых выходов, соответственно первой схемы возведения в квадрат и второй схемы возведения в квадрат подаются, соответственно, на первый и второй кодовые входы сумматора. После сложения упомянутых кодовых комбинаций, на кодовом выходе сумматора появляются кодовые комбинации, соответствующие квадрату модуля спектра

|S(2К)|²=S²(2К)+S²(2К)₁. Данный цифровой сигнал, соответствующий квадрату модуля спектра с кодового выхода сумматора подается на кодовый выход БВКМС 10.

Пример реализации блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла (БПСКНОН) 8, показан на Фиг. 5, а временные диаграммы работы показаны на фиг. 6. Данный блок содержит: первую, вторую, третью и четвертую буферные памяти (БП), сумматор, схему памяти (СП), схему умножения (СУ), счетчик, триггер, формирователь, элемент задержки (ЭЗ). Первый (кодовый) вход первой буферной памяти (БП₁) соединен с первым (кодовым) входом БПСКНОН 8, а его кодовый выход - с первым (кодовым) входом второй буферной памяти (БП₂) и с первым (кодовым) входом третьей буферной памяти (БП₃). Второй вход БП₁ подключен к выходу элемента задержки ЭЗ, а третий вход БП₁ соединен со вторым входом БПСКНОН 8, к которому также подключен вход счетчика, выход которого соединен со входом триггера, входом ЭЗ и со вторым входом БП₂, кодовый выход которой соединен с первым (кодовым) входом БП₄. Третий вход БПСКНОН 8 соединен со вторым входом схемы памяти (СП), вторым входом БП₃ и вторым входом БП₄. Выход триггера подключен ко входу формирователя, выход которого соединен с первым входом СП, с третьим входом БП₃ и с третьим входом БП₄. Кодовые выходы БП₃ и БП ₄ соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами сумматора, кодовый выход которого соединен с первым кодовым входом схемы умножения (СУ), второй кодовый вход которой подключен к кодовому выходу СП, а кодовый выход СУ соединен с кодовым выходом БПСКНОН 8.

БПСКНОН 8 (Фиг. 5) работает следующим образом. В исходном состоянии БП₁, БП₂, БП₃, БП₄, счетчик, а также триггер обнулены. СП также находится в исходном состоянии, когда на ее кодовом выходе присутствует кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой из К кодовых комбинаций в первом сегменте.

На первый (кодовый) вход БПСКНОН 8 (Фиг. 5 ) и далее на первый (кодовый) вход БП₁ поступают параллельные кодовые комбинации цифрового сигнала, соответствующего кепстру мощности с кодового выхода БОБПФ 7 (Фиг. 1). Одновременно на второй вход БПСКНОН 8 поступают импульсы с удвоенной частотой дискретизации с выхода БУЧИД 4 (на фиг. 1 цепь для импульсов с удвоенной частотой дискретизации от БУЧИД 4 к БПСКНОН 8 не показана), которые далее подаются на третий вход БП₁ (Фиг. 5). А на третий вход БПСКНОН 8 поступают импульсы с частотой дискретизации с выхода АЦП 2 (на фиг. 1 цепь для импульсов частоты дискретизации от АЦП 2 к БПСКНОН 8 не показана). Под действием импульсов с удвоенной частотой дискретизации кодовые комбинации, поступающие на вход БП₁, записываются в нее и появляются на кодовом выходе БП₁. Эти кодовые комбинации прикладываются к первым (кодовым) входам БП₂ и БП₃, но не записываются в них.

Одновременно счетчик начинает подсчет импульсов с удвоенной частотой дискретизации. Данный счетчик предназначен для подсчета количества кодовых комбинаций, равных половине длительности сегмента (полусегмента). Например, из цифрового сигнала, имеющего удвоенную частоту дискретизации нужно сформировать последовательность полусегментов, каждый из которых должен содержать К/2 = 480 дискретных отсчетов (кодовых комбинаций). При этом каждый дискретный отсчет представляет из себя 16 разрядную кодовую комбинацию. Тогда на длительности каждого полусегмента будет умещаться 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций. Именно после данного количества импульсов с удвоенной частотой дискретизации на выходе счетчика появляется короткий импульс, свидетельствующий об окончании данного полусегмента и начале следующего (Фиг. 6а,б).

БП₁, БП₂, БП₃, БП₄ в нашем примере, вмещают в себя каждый по 480 шестнадцатиразрядных кодовых комбинаций (т.е. каждый -по полусегменту), Кодовые комбинации с кодовых выходов сумматора, СУ и СП также являются 16 разрядными.

БПСКНОН 8 предназначен для формирования сегментов цифрового сигнала, соответствующего кепстру мощности из К кодовых комбинаций в каждом сегменте и сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предыдущим ему сегментом. С целью избежания разрывов в последовательности сегментов цифрового сигнала, соответствующего кепстру мощности, формирующегося после перекрытия сегментов, необходимо, чтобы запись кодовых комбинаций в БП₁ производилась с удвоенной частотой дискретизации, а считывание кодовых комбинаций из БП₃ и БП₄ производилась с частотой дискретизации.

Одновременно с записью кодовых комбинаций в БП₁, из БП₃ и БП₄ происходит считывание нулевых кодовых комбинаций под действием импульсов на их вторых входах. Эти нулевые 16 разрядные кодовые комбинации поступают на первый и второй кодовые входы сумматора, на выходе которого также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации, которые подаются на первый кодовый вход СУ. На второй кодовый вход данной схемы с кодового выхода СП в это время подаются 16 разрядные кодовые комбинации, соответствующие коэффициентам передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла. После перемножения кодовых комбинаций, поданных на 1 и 2 кодовые входы СУ, на ее кодовом выходе также будут нулевые 16 разрядные кодовые комбинации

Т.о. в период заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими первому полусегменту (0₀ п.с. на Фиг. 6а) на кодовом выходе СУ осуществляется формирование полусегмента (0_н на Фиг. 6г) из нулевых кодовых комбинаций.

После заполнения 480 шестнадцатиразрядными нулевыми кодовыми комбинациями БП₁, соответствующими 0₀ - полусегменту (Фиг. 6а), на выходе счетчика появляется первый короткий импульс (Фиг. 6б) от которого срабатывает триггер, а на выходе формирователя появляется короткий импульс.

Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя, поступающего на третьи входы БП₃ и БП₄, нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₀-полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0 и 0₀ полусегментов (Фиг. 6а) формируется первый сегмент (1 сегм. на Фиг. 6а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика, поступающего на второй вход БП₂, кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₀-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием этого же короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₁-полусегменту (Фиг. 6а).

Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₀ п.с. + 0 п.с. на Фиг. 6а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации с выхода СП. Т.о. на выходе СУ осуществляется формирование первого сегмента цифрового сигнала, соответствующего кепстру мощности (0₀+0 сегм. на Фиг. 6в).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется замедленное в 2 раза (по сравнению со скоростью записи в БП₁) считывание 16 разрядных кодовых комбинаций, в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 0₁ полусегменту.

После заполнения 480 нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ на выходе счетчика появляется второй короткий импульс (Фиг. 6б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логический 0» («лог.0»), от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит. В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₀ и 0 полусегментам и формируется 0₀ - 0 сегмент (Фиг. 7в).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₁-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 0₂-полусегменту (Фиг. 6а).

После заполнения нулевыми кодовыми комбинациями БП₁ (0₂ п.с. на Фиг. 6а) на выходе счетчика появляется третий короткий импульс (Фиг. 6б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «логическая 1» («лог. 1»), от которого на выходе формирователя появляется второй короткий импульс (Фиг. 6в). Под действием переднего фронта импульса с выхода формирователя нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₂ полусегменту, с выхода БП₁ записываются в БП₃, а в БП₄, записываются тоже нулевые кодовые комбинации, соответствующие 0₁ и которые присутствовали в БП₂. Таким образом, из 0₂ и 0₁ полусегментов формируется второй сегмент цифрового сигнала, соответствующего кепстру мощности (2 сегм. на Фиг. 6а - внизу ). Одновременно, под действием того же короткого импульса с выхода формирователя осуществляется установка СП в исходное состояние, когда на ее кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 0₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₁-полусегменту (Фиг. 7а).

Под действием импульсов дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные нулевые кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. Далее нулевые кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (0₂ п.с. + 0₁ п.с. на Фиг. 6а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. На кодовом выхода БУ появляются нулевые 16 разрядные кодовые комбинации. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование второго сегмента цифрового сигнала, соответствующего кепстру мощности (0₂+0₁ сегм. на Фиг. 6г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (0₂ п.с. и 0₁ п.с. на Фиг. 6а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 1₁ полусегменту (1₁ п.с. на Фиг. 6а).

После заполнения кодовыми комбинациями БП₁ (1₁ п.с на Фиг. 6а), на выходе счетчика появляется четвертый короткий импульс (Фиг. 6б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ кодовых комбинаций из БП₁ и БП₂ не происходит.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение нулевых кодовых комбинаций, соответствующих 0₂ и 0₁ полусегментам и формируется 0₂ - 0₁ сегмент (Фиг. 6г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₁ полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 1₂-полусегменту (Фиг. 6а).

После заполнения кодовыми комбинациями БП₁ (1₂ п.с. и на Фиг. 6а) на выходе счетчика появляется пятый короткий импульс (Фиг. 6б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется третий короткий импульс (Фиг. 6в). Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂. записываются, соответственно, в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 1₂ и 1₁ полусегментов формируется третий сегмент цифрового сигнала, соответствующего кепстру мощности (3 сегм. на Фиг. 6а - внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в третьем сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 1₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₁-полусегменту (Фиг. 6а).

Под действием импульсов с частотой дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 1₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 1₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1) , хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (1₂ п.с. + 1₁ п.с. на Фиг. 6а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (1₁ - 0₂) сегмент и (2₁ -1₂) сегмент (вверху Фиг.6а) на входе БПСКНОН 8 с 3 сегментом (3 сегм. на Фиг. 6а или 1₂+1₁ сегм. на Фиг. 6г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование третьего сегмента цифрового сигнала, соответствующего кепстру мощности (1₂+1₁ сегм. на Фиг. 6 г).

Пока из БП₃ и БП₄ осуществляется считывание 16 разрядных кодовых комбинаций (1₂ п.с. и 1₁ п.с. на Фиг. 6а), в БП₁ записываются кодовые комбинации, соответствующие 2₁ полусегменту (2₁ п.с. на Фиг. 6а).

После заполнения кодовыми комбинациями (2₁ п.с на Фиг. 6а) БП₁ на выходе счетчика появляется шестой короткий импульс (Фиг. 6б) под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.0», от которого на выходе формирователя не возникает никакого сигнала, а значит и записи в БП₃ и БП₄ параллельных кодовых комбинаций с кодовых выходов БП₁ и БП₂ не происходит.

В это время из БП₃ и БП₄ продолжается считывание, сложение и умножение кодовых комбинаций, соответствующих 1₂ и 1₁ полусегментам и формируется

1₂ - 1₁ сегмент (Фиг. 6г).

Под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₁ полусегменту, записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 2₂-полусегменту (Фиг. 6а).

После заполнения БП₁ кодовыми комбинациями, соответствующими 2₂-полусегменту (2₂ п.с. на Фиг. 6а) на выходе счетчика появляется седьмой короткий импульс (Фиг. 6б), под действием которого срабатывает триггер и на его выходе появляется «лог.1», от которого на выходе формирователя появляется четвертый короткий импульс (Фиг. 6в).

Под действием данного импульса кодовые комбинации с кодовых выходов БП₁ и БП₂ записываются в БП₃ и БП₄. Таким образом, из 2₂ и 2₁ полусегментов формируется четвертый сегмент (4 сегм. на Фиг. 6а внизу). Одновременно, под действием того же короткого импульса осуществляется установка блока памяти в исходное состояние, когда на его кодовом выходе появляется кодовая комбинация, соответствующая коэффициенту передачи для компенсации неравномерности оконной функции Наттолла для первой кодовой комбинации в четвертом сегменте.

После этого под действием спада импульса с выхода счетчика кодовые комбинации с кодового выхода БП₁, соответствующие 2₂-полусегменту записываются в БП₂ и появляются на его кодовом выходе. Кроме того, под действием короткого импульса, задержанного в ЭЗ, БП₁ обнуляется и начинает запись кодовых комбинаций, соответствующих следующему 3₁-полусегменту (Фиг. 6а).

Под действием импульсов дискретизации на вторых входах БП₃ и БП₄, 16 разрядные информационные кодовые комбинации с их кодовых выходов поступают на, соответственно, первый и второй кодовые входы сумматора. При суммировании происходит сложение кодовых комбинаций, входящих в 2₂ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются увеличивающимися) с теми же кодовыми комбинациями, входящими в 2₁ полусегмент (в котором коэффициенты передачи окна Натолла являются уменьшающимися), поэтому на выходе сумматора коэффициенты передачи окна Натолла выравниваются (становятся близкими к 1), хотя и остается некоторая неравномерность.

Далее после суммирования кодовые комбинации с кодового выхода сумматора (2₂ п.с. + 2₁ п.с. на Фиг. 6а) подаются на первый кодовый вход СУ, на второй кодовый вход которого поступают кодовые комбинации с выхода СП. После перемножения кодовых комбинаций оказывается скомпенсированной неравномерность оконной функции Наттолла. Если сравнить (2₁ - 1₂) сегмент и (3₁ -2₂) сегмент (вверху Фиг. 6а) на входе БПСКНОН 8 с 4 сегментом (4 сегм. на Фиг. 6а внизу или 2₂+2₁ сегм. на Фиг. 6г) на выходе сумматора, то видно, что имеет место сложение с 50% перекрытием сегмента с предыдущим ему сегментом.

На кодовый выход БУ поступают 16 разрядные кодовые комбинации с компенсированной неравномерностью оконной функции Наттолла. Т.о. на выходе БУ осуществляется формирование четвертого сегмента цифрового сигнала, соответствующего кепстру мощности (2₂+2₁ сегм. на Фиг. 6 г).

Далее работа БПСКНОН 8 происходит аналогичным образом. Таким образом на выходе БПСКНОН 8 оказался сформированным цифровой сигнал, соответствующий кепстру мощности С(К) в каждом кепстральном сегменте.

Пример реализации блока определения пик-фактора кепстра. (БУЧИД) 12 показан на фиг. 7. Блок 12 состоит из схемы определения пикового значения кепстра мощности, сумматора, схемы деления на К и схемы деления. Кодовый вход БУЧИД 12 внутри данного блока соединен с кодовым входом схемы определения пикового значения кепстра мощности и кодовым входом сумматора, кодовый выход которого соединен с кодовым входом схемы деления на К, кодовый выход которой соединен со вторым кодовым входом схемы деления и с третьим кодовым выходом БУЧИД 12. А кодовый выход схемы определения пикового значения кепстра мощности соединен с первым кодовым входом схемы деления и со вторым кодовым выходом БУЧИД 12. При этом кодовый выход схемы деления соединен с первым кодовым выходом БУЧИД 12.

Блок определения пик-фактора кепстра 12 работает в соответствии с ранее приведенной формулой А(К) = С(К)_пик/С(К)_ср. Для этого, цифровой сигнал в виде кодовых комбинаций, соответствующих кепстру мощности С(К) в каждом кепстральном сегменте, с выхода БПСИКНОН 8 подается на вход БУЧИД 12 (фиг. 1). А внутри БУЧИД 12 (фиг. 7) эти кодовые комбинации с его кодового входа подаются на кодовый вход схемы определения пикового значения кепстра мощности и на кодовый вход сумматора. В схеме определения пикового значения кепстра мощности осуществляют это определение пикового значения кепстра мощности С(К)_пик в каждом кепстральном сегменте, о чем более подробно будет сказано при описании схемы на фиг. 9. Кодовая комбинация, соответствующая этому пиковму значению кепстра мощности С(К)_пик в каждом кепстральном сегменте с кодового выхода схемы определения пикового значения кепстра мощности подается на первый кодовый вход схемы деления, а также на второй кодовый выход БУЧИД 12.

А также в каждом кепстральном сегменте над К кодовыми комбинациями, поступившими на кодовый вход сумматора, осуществляют сложение, согласно:

где С(К) _i - i- тая кодовая комбинация, соответствующая i- тому значению кепстра мощности на кепстральном сегменте.

После этого кодовая комбинация, соответствующая суммарному значению кепстра мощности на кепстральном сегменте С_сум(К), подается на кодовый вход схемы деления на К, на выходе которой оказывается сформирована кодовая комбинация, соответствующая среднему значению кепстра мощности на каждом кепстральном сегменте С(К)_ср = С_сум(К)/К. Далее кодовая комбинация, соответствующая этому среднему значению кепстра мощности на каждом кепстральном сегменте С(К)_ср, с кодового выхода схемы деления на К подается на второй кодовый вход схемы деления, а также на третий кодовый выход БУЧИД 12.

В схеме деления в результате деления в цифровом виде С(К)_пик на С(К)_ср осуществляют на каждом кепстральном сегменте формирование кодовой комбинации, соответствующей пик-фактору кепстра. мощности А(К) = С(К)_пик / С(К)_ср. Данная кодовая комбинация, соответствующей пик-фактору кепстра мощности А(К) от каждого кепстрального сегмента, поступает затем на первый кодовый выход БУЧИД 12.

Пример реализации блока определения относительной средней мощности (ОСМ) кепстра (БООСМК) 13 показан на фиг.8. Блок 13 состоит из схемы определения мощности синусоидального сигнала в точке i _пик, схемы определения мощности синусоидального сигнала на длительности сегмента и схемы деления. Первый кодовый вход БООСМК 13 внутри данного блока соединен с кодовым входом схемы определения мощности синусоидального сигнала в точке i _пик, кодовый выход которой соединен с кодовым входом схемы определения мощности синусоидального сигнала на длительности сегмента, кодовый выход которой соединен с первым кодовым входом схемы деления. А второй кодовый вход БООСМК 13 внутри данного блока соединен со вторым кодовым входом схемы деления, кодовый выход которой является кодовым выходом БООСМК 13.

Блок определения относительной средней мощности (ОСМ) кепстра 13 работает в соответствии с ранее приведенной формулой Р(К)_осм = С(К)_ср / С(К)_син.

Для этого на основе ранее полученного пикового значения кепстра мощности С(К)_пик в каждом кепстральном сегменте, формируют цифровой сигнал, соответствующий синусоидальному, с мощностью С(К)_{син i пик} в точке i _пик, в которой она равна пиковому значению кепстра мощности С(К)_пик = С(К)_{син i пик} в этой точке сегмента,

Для этого, цифровой сигнал в виде кодовых комбинаций, соответствующих пиковому значению кепстра мощности С(К)_пик в каждом кепстральном сегменте, со второго кодового выхода БУЧИД 12 подается на первый кодовый вход БООСМК 13 (фиг. 1). А цифровой сигнал в виде кодовых комбинаций, соответствующих среднему значению кепстра мощности на каждом кепстральном сегменте С(К)_ср, с третьего кодового выхода БУЧИД 12 подается на второй кодовый вход БООСМК 13 (фиг. 1). Внутри БООСМК 13 (фиг. 8) кодовые комбинации с его первого кодового входа подаются на кодовый вход схемы определения мощности синусоидального сигнала в точке i _пик. В задачу данной схемы входит определение средней мощности синусоидального сигнала в точке сегмента i _пик, в которой имеет место пиковое значение кепстра мощности С(К)_пик. Для этого на основе ранее полученного пикового значения кепстра мощности С(К)_пик в каждом кепстральном сегменте, формируют цифровой сигнал, соответствующий синусоидальному, с пиковой мощностью С(К)_{син i пик} в точке i _пик, в которой она равна пиковому значению кепстра мощности С(К)_пик = С(К)_{син i пик} в этой точке сегмента.

При этом определение средней мощности синусоидального сигнала осуществляется без формирования самого синусоидального сигнала. Для этого используем известную формулу связывающую между собой среднюю мощность синусоидального сигнала с его пиковой мощностью Р_{син ср} = Р_{син пик}/2. В нашем случае Р_{син пик} = С(К)_пик = С(К)_{син i пик}, а Р_{син ср} = С(К)_{син i.ср} Таким образом, в схеме определения средней мощности синусоидального сигнала в точке i _пик осуществляется простое деление кодовой комбинации, соответствующей пиковому значению кепстра мощности С(К)_пик = С(К)_{син i пик} в кепстральном сегменте, на 2 и получение на выходе данного блока кодовую комбинацию, соответствующую средней мощности синусоидального сигнала С(К)_{син i.ср} = С(К)_{син i пик} / 2 в точке i _пик этого кепстрального сегмента. Такие же операции осуществляют и других кепстральных сегментах.

После этого кодовая комбинация, соответствующая средней мощности синусоидального сигнала С(К)_{син i ср} в точке i _пик сегмента, поступает с кодового выхода схемы определения мощности синусоидального сигнала в точке i _пик. на кодовый вход схемы определения мощности синусоидального сигнала на длительности сегмента. В данной схеме осуществляется операция умножения кодовой комбинации, соответствующей средней мощности синусоидального сигнала С(К)_{син i ср} в точке

i _пик на количество кодовых комбинаций К составляющих данной сегмент

С(К)_син = С(К)_{син i ср.} К. Такие же операции осуществляют и других кепстральных сегментах. _. Таким образом на кодовом выходе схемы определения мощности синусоидального сигнала на длительности сегмента имеет место последовательность кодовых комбинаций, соответствующих мощности синусоидального сигнала на длительности каждого сегмента С(К)_син.

А затем эти кодовые комбинации с кодового выхода схемы определения мощности синусоидального сигнала на длительности сегмента поступают на первый кодовый вход схемы деления, на второй кодовый вход которой поступают кодовые комбинации со второго кодового входа БООСМК 13 и, соответствующие среднему значению кепстра мощности в каждом кепстральном сегменте С(К)_ср. В схеме деления осуществляют в каждом кепстральном сегменте деление кодовой комбинации, соответствующей среднему значению кепстра мощности С(К)_ср, на кодовую комбинацию, соответствующую мощности синусоидального сигнала на длительности сегмента С(К)_син. В результате получают относительную среднею мощность (ОСМ) кепстра Р(К)_осм. После этого кодовые комбинации, соответствующие ОСМ кепстра в каждом сегменте, поступают с кодового выхода схемы деления на кодовый выход БООСМК 13.

Пример реализации схемы определения пикового значения кепстра мощности (СОПЗКМ) на длительности сегмента, входящей в БОПК 12, показан на фиг. 9. СОПЗКМ состоит из m схем сравнения. Первый и второй, третий и четвертый…. К-1 и К кодовые входы, составляющие кодовый вход СОПЗКМ соединены, соответственно, с первым и вторым кодовыми входами первой схемы сравнения, первым и вторым кодовыми входами второй схемы сравнения…первым и вторым кодовыми входами К/2 схемы сравнения. Кодовые выходы первой и второй схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 2₁, кодовые выходы третьей и четвертой схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 2₂, …… кодовые выходы (К-2)/2 и К/2 схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 2_К/4. Кодовые выходы 2₁ и 2₂ схем сравнения соединены, соответственно, с первым и вторым кодовым входом схемы сравнения 3₁. Первый и второй кодовые входы последней m схемы сравнения соединены с кодовыми выходами двух предпоследних схем сравнения, а кодовый выход последней m схемы сравнения соединен с кодовым выходом СОПЗКМ.

Функционирование СОПЗКМ осуществляется следующим образом. На первом (нижнем) уровне сравнения пары из первой и второй, третьей и четвертой…. К-1 и К кодовых комбинаций, соответствующих кепстру мощности С(К) в кепстральном сегменте, поступают с кодового входа СОПЗКМ, соответственно, на первый и второй кодовые входы первой схемы сравнения, на первый и второй кодовые входы второй схемы сравнения, …. на первый и второй кодовые входы К/2 схемы сравнения. В каждой из этих схем сравнения осуществляется сравнение числовых значений двух соседних кодовых комбинаций (отсчетов кепстра мощности) и на кодовом выходе каждой из данных схем появляется только кодовая комбинация, имеющая большее числовое значение из данной пары. При равенстве числовых значений кодовых комбинаций в какой-либо паре, на кодовом выходе схемы сравнения, соответствующей этой паре, появляется кодовая комбинация, равная числовому значению, имеющему место в данной паре.

Далее на втором уровне сравнения пары кодовых комбинаций с кодовых выходов первой и второй, третьей и четвертой, …. (К-2)/2 и К/2 схем сравнения поступают, соответственно, на первый и второй кодовые входы схемы сравнения 2₁, на первый и второй кодовые входы схемы сравнения 2₂, …. на первый и второй кодовые входы схемы сравнения 2_К/4. В каждой из этих схем сравнения осуществляется сравнение числовых значений пар кодовых комбинаций (отсчетов кепстра мощности), которые имели максимальные значения после первого уровня сравнения. На кодовом выходе каждой из данных схем сравнения второго уровня появляется кодовая комбинация, имеющая большее числовое значение из данной пары.

Аналогичным образом на третьем уровне осуществляется сравнение числовых значений пар кодовых комбинаций, которые имели максимальные значения после второго уровня сравнения.

На вершине такой «пирамидальной конструкции» находится последняя m схема сравнения, в которой осуществляется сравнение числовых значений последней пары кодовых комбинаций, соответствующих кепстру мощности в кепстральном сегменте, которые имели максимальные значения после предпоследнего уровня сравнения.

Т.о., в результате проведенных операций на кодовом выходе СОПЗКМ появляется кодовая комбинация (цифровой отсчет кепстра мощности), имеющая максимальное числовое значение, и соответствующая пиковому значению кепстра мощности С(К)_пик в кепстральном сегменте.

При поступлении на кодовый вход СОПЗКМ цифрового сигнала в виде кодовых комбинаций, соответствующих кепстру мощности С(К) в следующих кепстральных сегментах, работа СОПЗКМ происходит аналогичным образом.

Использование предлагаемого способа и устройства для его осуществления позволяет: при помощи спектра наглядно представлять периодичности, присутствующие в сигнале. С помощью кепстра можно определять невидимые явно периодичности в сигнале, а также можно осуществлять разделение смешанных сигналов, содержащихся в спектре по всему частотному диапазону в виде множества модуляционных компонентов, а логарифмическое преобразование делает результат измерения менее чувствительным к неоднородностям спектра. Пик-фактор кепстра позволяет отличать сигналы разных жанров и разницу между разными исполнителями, а также позволяет оценить соотношение сигнал/шум на фоне сигнала. Относительная средняя мощность кепстра хорошо проявляет себя на многочастотных сигналах при наличии в них нескольких основных тонов или шумовых составляющих, а также хорошо выявляет искажения сигнала в канале связи.

Предлагаемые способ и устройство позволяют более качественно контролировать и регулировать характеристики сигналов и аппаратуру телерадиовещания, что позволяет формировать акустические сигналы с более высоким уровнем качества. Это, в свою очередь, способствует повышению рейтинга телерадиовещательных станций и программ. Дело в том, что спектральные и кепстральные характеристики информационных акустических сигналов в значительной степени определяют эмоциональную насыщенность программ вещания, которая тесно связана с популярностью этих программ и телерадиовещательных станций. Это способствует не только росту числа слушателей данных вещательных станций и росту влияния на этих слушателей, но и, как следствие, приносит более высокие доходы этим станциям. Таким образом, использование предлагаемого способа и устройства позволяет повысить качество вещательных сигналов и программ, более качественно контролировать и регулировать аппаратуру телерадиовещания, повышать рейтинги популярности вещательных станций, а также повышать экономическую эффективность данных станций.

Использование: для измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания. Сущность изобретения заключается в том, что выполняют преобразование исходного акустического сигнала в цифровой информационный сигнал, из которого формируют последовательности сегментов цифрового сигнала, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент, а затем в каждом сегменте производят прямое быстрое преобразование Фурье кодовых комбинаций и формируют пары спектральных коэффициентов преобразования, после чего в каждом сегменте осуществляют вычисление квадрата модуля спектра и его логарифмирование, а затем осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье и получают в каждом сегменте цифровой сигнал кепстра мощности, после чего в каждом сегменте получают значение пик-фактора кепстра, а затем получают значение относительной средней мощности (ОСМ) кепстра в каждом кепстральном сегменте. Технический результат: обеспечение возможности повышения качества вещательных сигналов. 2 н.п. ф-лы, 9 ил.

1. Способ измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания, включающий низкочастотную фильтрацию, а затем аналого-цифровое преобразование, а также формирование последовательности сегментов цифрового сигнала из К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, после чего осуществляют наложение оконной функции Наттолла на каждый сегмент и получают последовательность сегментов цифрового сигнала из 2К кодовых комбинаций этого сигнала в каждом сегменте, а затем осуществляют накопление этих 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, после чего в каждом сегменте производят прямое быстрое преобразование Фурье накопленных 2К кодовых комбинаций и формируют S(2К) пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового сигнала в спектральной области, а также включает обратное быстрое преобразование Фурье с получением 2К кодовых комбинаций в каждом сегменте, сложение с 50% перекрытием каждого сегмента с предшествущим ему сегментом и компенсацией неравномерности оконной функции Наттолла, а также включает цифровую индикацию, отличающийся тем, что после прямого быстрого преобразования Фурье накопленных 2К кодовых комбинаций и формирования S(2К) пар коэффициентов преобразования, соответствующих представлению каждого сегмента цифрового сигнала в спектральной области, над этими спектральными коэффициентами осуществляют цифровую индикацию, а также из этих S(2К) пар спектральных коэффициентов преобразования осуществляют вычисление квадрата модуля спектра |S(2К)|², после чего производят логарифмирование этого квадрата модуля спектра и получают ln |S(2К)|², а затем осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье и получают цифровой сигнал кепстра мощности С(2К) из 2К кодовых комбинаций в каждом кепстральном сегменте, после чего производят сложение с 50% перекрытием каждого кепстрального сегмента с предшествущим ему кепстральным сегментом и компенсацией неравномерности оконной функции Наттолла, и получают цифровой сигнал кепстра мощности С(К) из К кодовых комбинаций в каждом кепстральном сегменте, а затем над этим сигналом кепстра мощности С(К) осуществляют цифровую индикацию, а также после получения сигнала кепстра мощности С(К) в каждом кепстральном сегменте, определяют пиковое и среднее значение кепстра мощности С(К)_пик и С(К)_ср в каждом таком кепстральном сегменте, а затем производят деление пикового значения кепстра мощности С(К)_пик на среднее значение кепстра мощности С(К)_ср и получают значение пик-фактора кепстра А(К) = С(К)_пик / С(К)_ср в каждом кепстральном сегменте, а затем над этими пик-факторами кепстра мощности цифрового сигнала А(К) осуществляют цифровую индикацию, а также на основе полученного пикового значения кепстра мощности С(К)_пик в каждом кепстральном сегменте формируют цифровой сигнал, соответствующий синусоидальному, со средней мощностью С(К)_син, а затем осуществляют в цифровом виде деление ранее полученного среднего значения кепстра мощности С(К)_ср на среднюю мощность сигнала, соответствующего синусоидальному С(К)_син, и получают значение относительной средней мощности (ОСМ) Р(К)_осм = С(К)_ср / С(К)_син кепстра в каждом кепстральном сегменте, а затем над этими значениями относительной средней мощности кепстра Р(К)_осм осуществляют цифровую индикацию.

2. Устройство для осуществления способа измерения спектра и кепстральных параметров информационных акустических сигналов телерадиовещания, содержащее фильтр низких частот, вход которого является входом устройства, а выход соединен с входом аналого-цифрового преобразователя, второй выход которого соединен с входом блока удвоения частоты импульсов дискретизации, а также последовательно соединенные блок сегментации и наложения оконной функции Наттолла, оперативное запоминающее устройство и блок быстрого преобразования Фурье, также содержащее последовательно соединенные блок обратного быстрого преобразования Фурье и блок перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла, а также блок индикации с дисплеем, отличающееся тем, что дополнительно введены блок вычисления квадрата модуля спектра, блок логарифмирования, блок определения пик-фактора кепстра и блок определения относительной средней мощности (ОСМ) кепстра, при этом первый выход аналого-цифрового преобразователя соединен с входом блока сегментации и наложения оконной функции Наттолла, а выход блока быстрого преобразования Фурье соединен с первым входом блока индикации с дисплеем и с входом блока вычисления квадрата модуля спектра, выход которого соединен с входом блока логарифмирования, выход которого соединен с входом блока обратного быстрого преобразования Фурье, а выход блока перекрытия сегментов и компенсации неравномерности окна Наттолла соединен со вторым входом блока индикации с дисплеем и с входом блока определения пик-фактора кепстра, первый выход которого соединен с третьим входом блока индикации с дисплеем, а второй и третий выходы блока определения пик-фактора кепстра соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока определения ОСМ кепстра, выход которого соединен с четвертым входом блока индикации с дисплеем.