СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ ДВИЖЕНИЕМ СУДОВ Российский патент 2014 года по МПК G01S13/75 

Изобретение относится к области радиолокации, в частности к области радиолокационных систем активного запроса-ответа (САЗО), и может быть использован для управления движением судов как надводных, так и воздушных при навигационных и швартовых операциях, а также в сложных гидрометеорологических условиях вплоть до полного отсутствия видимости.

Известны способы и устройства управления движением судов (авт. свид. СССР №№460535, 893672, 979204, 1150155, 1654143; патенты РФ №№2052838, 2075763, 2150142, 2155142, 2360266; патенты США №3927635; патент Великобритании №1068474; Коновалов В.В. и др. Судовые радионавигационные приборы. М.: Транспорт, 1981, с.156-170; Жерлаков А.В. и др. Радионавигационные системы предупреждения столкновения судов. Л.: Судостроение 1984, с.186-190 и др.).

Из известных способов и устройств наиболее близким к предлагаемому является «Способ управления движением судов» (патент РФ №2360266, G01S 13/75, 2007), который и выбран в качестве базового объекта.

Указанный способ обеспечивает повышение точности сопровождения судов пунктами управления движением и повышение эффективности управления судами в сложных навигационных и гидрометеорологических условиях. Это достигается за счет использования двух частот ω₁, ω₂, сложных сигналов с фазовой манипуляцией и корреляционной их обработкой, при этом определяются азимуты β₁ и β₂ на первую 1 и вторую 2 антенны управляемого судна (УС) 30 (Фиг.1) фазовым методом по формулам $$\Delta {\varphi }_1=2\pi \frac{d}{\lambda }\cos {\beta }_1$$ , $$\Delta {\varphi }_2=2\pi \frac{d}{\lambda }\cos {\beta }_2$$ .

Фазовому методу пеленгации свойственно противоречие между требованиями к точности измерений и однозначности отсчета углов β₁ и β₂. Действительно, согласно приведенным формулам фазовая система тем чувствительнее к изменению углов β₁ и β₂, чем больше относительный размер базы d/λ. Но с ростом d/λ уменьшается значение угловых координат β₁ и β₂, при которых разности фаз и Δφ₁ и Δφ₂ превосходят значение 2π, т.е. наступает неоднозначность отсчета.

Исключить неоднозначность фазового метода пеленгации управляемого судна можно использованием двух шкал: фазовой шкалы, которая является точной, но неоднозначной, и временной шкалы, которая является грубой, но однозначной. В известном способе используются только фазовые шкалы, которые не обеспечивают однозначного отсчета азимутов β₁ и β₂ на первую 1 и вторую 2 антенны управляемого судна.

Технической задачей изобретения является расширение функциональных возможностей известного способа путем точного определения векторов скорости v₁ и v₂ первой и второй антенн управляемых судов при проведении сложных навигационных и швартовых операций. Поставленная задача решается тем, что способ управления движением судов, в котором в соответствии с ближайшим аналогом осуществляется радиолокационный обзор с использованием канала системы активного запроса-ответа с передачей части навигационно-пилотажной информации по этому каналу, принимают в ответчике запросный сигнал на две антенны, разнесенные вдоль оси судна на расстояние C, излучают ответный сигнал через первую антенну с задержкой А относительно момента обнаружения запросного сигнала в этой антенне, излучают ответный сигнал через вторую антенну с задержкой А+В относительно момента обнаружения запросного сигнала во второй антенне, уменьшают в запросчике значение дальности принятых ответных сигналов из второй антенны на величину B, выраженную в единицах дальности, и дают им признаки второй антенны, при этом на пункте управления движением формируют высокочастотное колебание на частоте ω_с, манипулируют его по фазе модулирующим кодом M₁(t), содержащим идентификационный номер управляемого судна и часть навигационно-пилотажной информации, сформированный сложный сигнал с фазовой манипуляцией преобразуют по частоте с использованием первого гетеродина, выделяют напряжение первой промежуточной частоты ω_пр1, равной сумме частот ω_пр1=ω_с+ω_Г1, где ω_Г1 - частота первого гетеродина, усиливают его по мощности и излучают в направлении управляемого судна на частоте ω₁=ω_пр1, принимаемый в ответчике сложный сигнал с фазовой манипуляцией в каждом приемнике преобразуют по частоте с использованием третьего гетеродина, выделяют напряжение второй промежуточной частоты ω_пр2, равной разности частот ω_пр2=ω₁+ω_Г1, где ω_Г1 - частота третьего гетеродина, перемножают его с напряжением четвертого гетеродина, выделяют напряжение третьей промежуточной частоты ω_пр3, равной разности частот ω_пр3=ω_Г2+ω_пр2, где ω_Г2 - частота четвертого гетеродина, осуществляют синхронное детектирование сложного сигнала с фазовой манипуляцией на третьей промежуточной частоте ω_пр3 с использованием напряжения третьего гетеродина в качестве опорного напряжения, выделяют аналог модулирующего кода M₁(t), дешифрируют его, используя идентификационный номер управляемого судна и осуществляют обнаружение координатной части запросного сигнала, определение режима запроса, наличия и вида информационной части запросного сигнала, формируют высокочастотное колебание на частоте ω_с и моделирующий ответный код M₂(t), содержащий идентификационный номер управляемого судна, манипулируют им по фазе высокочастотное колебание на частоте ω_с, сформированный сложный сигнал с фазовой манипуляцией преобразуют по частоте с использованием четвертого гетеродина, выделяют напряжение третьей промежуточной частоты ω_пр3, равной разности частот ω_пр3=ω_Г2-ω_с, где ω_Г2 - частота четвертого гетеродина, усиливают его по мощности и излучают в эфир на частоте ω₂=ω_пр2 через первую антенну и с задержкой В через вторую антенну, принимают сложный сигнал с фазовой манипуляцией на пункте управления движением на две антенны, разнесенные в пространстве на расстояние d, усиливают его по мощности в первом и втором приемниках, преобразуют по частоте с использованием второго гетеродина, выделяют напряжение второй промежуточной частоты ω_пр2, равной разности частот ω_пр2=ω_Г2+ω₂, где ω_Г2 - частота второго гетеродина, сравнивают их по фазе и последовательно определяют азимуты β₁ и β₂ на первую и вторую антенны управляемого судна соответственно, формируя фазовую шкалу пеленгации, точную, но неоднозначную, напряжение второй промежуточной частоты первого приемника перемножают с зондирующим сложным сигналом с фазовой манипуляцией на частоте ω_с=ω_пр2, который пропускают предварительно через первый блок регулируемой задержки, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное первой корреляционной функции R₁(τ), где τ - текущая временная задержка, поддерживают ее максимальное значение путем изменения времени задержки τ первого блока регулируемой задержки, по значениям которого последовательно определяют расстояния R₁ и R₂ до первой и второй антенны управляемого судна соответственно, при этом частоты ω_Г1 и ω_Г2 гетеродинов разносят на значение второй промежуточной частоты ω_пр2=ω_Г2-ω_Г1, отличаются от ближайшего аналога тем, что напряжение второй промежуточной частоты первого приемника перемножают с напряжением второй промежуточной частоты второго приемника, которое пропускают предварительно через второй блок регулируемой задержки, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное второй корреляционной функции R₂(τ), поддерживают ее максимальное значение путем изменения времени задержки τ второго блока регулируемой задержки, по значениям которого последовательно определяют азимуты β₁ и β₂ на первую и вторую антенны управляемого судна соответственно, формируя временную шкалу пеленгации, грубую, но однозначную, напряжения второй промежуточной частоты первого и второго приемников умножают и делят по фазе на два, выделяют гармонические колебания на частотах ω_с±Ω_д1 и ω_с±Ω_д2, перемножают их с зондирующим гармоническим колебанием на частоте ω_с, выделяют напряжения доплеровских частот ±Ω_д1 и ±Ω_д2, по величине и знаку доплеровских частот определяют величину и направление радиальных скоростей первой и второй антенны управляемого судна.

Взаимное расположение пункта управления движением и управляемого судна 30 схематически показано на фиг.1. Структурная схема пункта управления представлена на фиг.2. Частотная диаграмма, иллюстрирующая преобразование сигналов по частоте, показана на фиг.3. Структурная схема ответчика представлена на фиг.4 и 6. Функциональная схема блока обработки ответчика изображена на фиг.5.

Пункт управления содержит последовательно включенные первый задающий генератор 31, первый фазовый манипулятор 33, второй вход которого соединен с выходом генератора 32 псевдослучайной последовательности (ПСП), первый смеситель 35, второй вход которого соединен с выходом первого гетеродина 34, усилитель первой промежуточной частоты 36, первый усилитель мощности 37, первый дуплексер 38, вход-выход которого связан с третьей антенной 28, второй усилитель мощности 39, второй смеситель 41, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина 40, первый усилитель второй промежуточной частоты 42, первый перемножитель 44, второй вход которого через первый блок регулируемой задержки 47 соединен с выходом первого фазового манипулятора 33, первый фильтр нижних частот 45, первый экстремальный регулятор 46, первый блок регулируемой задержки 47, индикатор дальности 48, компьютер 53 и монитор 54, последовательно включенные четвертую антенну 29, третий усилитель мощности 49, третий смеситель 50, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина 40, второй усилитель второй промежуточной частоты 51 и фазометр 52, второй вход которого соединен с выходом первого усилителя второй промежуточной частоты 42, а выход подключен к компьютеру 53. Перемножитель 44, фильтр нижних частот 45, экстремальный регулятор 46 и блок 47 регулируемой задержки образуют первый коррелятор 43. Усилитель мощности 49, смеситель 50 и усилитель второй промежуточной частоты 51 образуют приемник 27. Все остальные блоки образуют приемопередатчик 26.

К выходу первого усилителя 42 второй промежуточной частоты последовательно подключены четвертый перемножитель 75, второй вход которого через второй блок регулируемой задержки 78 соединен с выходом второго усилителя второй промежуточной частоты 51, второй фильтр нижних частот 76, второй экстремальный регулятор 77, второй блок регулируемой задержки 78 и индикатор азимута 79, выход которого подключен к компьютеру 53. К выходу первого усилителя второй промежуточной частоты 42 последовательно подключены первый удвоитель фазы 80, первый делитель фазы на два 82, первый узкополосный фильтр 84, пятый перемножитель 86, второй вход которого соединен с выходом первого задающего генератора 31, второй узкополосный фильтр 88 и первый измеритель доплеровской частоты 90, выход которого подключен к компьютеру 53. К выходу второго усилителя второй промежуточной частоты 51 последовательно подключены второй удвоитель фазы 81, второй делитель фазы на два 83, третий узкополосный фильтр 85, шестой перемножитель 87, второй вход которого соединен с выходом первого задающего генератора 31, четвертый узкополосный фильтр 89 и второй измеритель доплеровской частоты 91, вход которого подключен к компьютеру 53.

Четвертый перемножитель 75, второй фильтр нижних частот 76, второй экстремальный регулятор 77 и второй блок регулируемой задержки 78 образуют второй коррелятор 74.

Ответчик содержит последовательно включенные первую антенну 1, первый дуплексер 3, четвертый усилитель мощности 55, четвертый смеситель 58, второй вход которого соединен с выходом третьего гетеродина 57, третий усилитель второй промежуточной частоты 60, второй перемножитель 62, второй вход которого соединен с выходом четвертого гетеродина 70, первый полосовой фильтр 64, первый фазовый детектор 66, второй вход которого соединен с выходом третьего гетеродина 57, первый дешифратор 7, блок обработки 9, шифратор 10, второй фазовый манипулятор 69, второй вход которого соединен с выходом второго задающего генератора 68, шестой смеситель 71, второй вход которого соединен с выходом четвертого гетеродина 70, усилитель третьей промежуточной частоты 72, шестой усилитель мощности 73, коммутатор 12, второй дуплексер 4, вход-выход которого связан со второй антенной 2, пятый усилитель мощности 56, пятый смеситель 59, второй вход которого соединен с выходом третьего гетеродина 57, четвертый усилитель второй промежуточной частоты 61, третий перемножитель 63, второй вход которого соединен с выходом четвертого гетеродина 70, второй полосовой фильтр 65, второй фазовый детектор 67, второй вход которого соединен с выходом третьего гетеродина 57, и дешифратор 8, выходы которого подключены к блоку обработки 9. Усилитель мощности 55 (56), смеситель 58 (59), гетеродин 57, усилитель второй промежуточной частоты 60 (61), перемножитель 62 (63), полосовой фильтр 64 (65) и фазовый детектор 66 (67) образуют первый (второй) приемник 5 (6).

На фиг.5 изображена функциональная схема блока обработки ответчика, в котором измеряется разность прихода запросных сигналов на первую 1 и вторую 2 антенны во временном окне, равном 2С, выраженном во времени, для частного случая, когда n=3, где 13 и 14 первый и второй переключатели соответственно, 15 - счетчик времени, 16 и 17 - первая и вторая группы из n последовательно соединенных регистров соответственно, 18 и 22 - первая и вторая группы из n устройств совпадений соответственно, 19 - многоразрядные переключатели, 20 - матрица из n×n сумматоров, 21 и 23 - первый и второй блоки задержки соответственно. На фиг.6 изображена функциональная схема ответчика, обеспечивающего направленное излучение ответных сигналов, где цифрами 1-12 обозначены те же элементы, что и на фиг.4, а 24 и 25 - первый и второй блоки формирования и управления ДН соответственно. Следует отметить, что частоты первого 34 и третьего 57 гетеродинов выбираются равными ω_Г1, а частоты второго 40 и четвертого 70 гетеродинов выбираются равными ω_Г2.

Предлагаемый способ реализуется следующим образом.

На пункте контроля задающим генератором 31 формируется гармоническое колебание

U_c1(t)=v_c1·cos(ω_ct+φ_c1), 0≤t≤Т_с1,

где v_c1, ω_c1, φ_c1, T_c1 - амплитуда, несущая частота, начальная фаза и длительность гармонического колебания, которое поступает на первый вход фазового манипулятора 33, на второй вход которого подается модулирующий код M₁(t) с выхода генератора 32 псевдослучайной последовательности (ПСП). Модулирующий код M₁(t) содержит идентификационный номер управляемого судна 30 и часть навигационно-пилотажной информации. На выходе фазового манипулятора 33 образуется сложный сигнал с фазовой манипуляцией (ФМн)

U₁(t)=v_c1·cos[ω_ct+φ_k1(t)+φ_c1], 0≤t≤Т_с1,

где φ_k1(t)={0, π} - манипулированная составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с модулирующим кодом M₁(t), причем φ_k1(t)=const при k·τ_э<t<(k+1)·τ_э и может изменяться скачком при t=k·τ_э т.е. на границах между элементарными посылками (к=1, 2, …, N₁-1);

τ_э, N₁ - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью Т_с1(Т_с1=τ_эN₁),

который поступает на первый вход смесителя 35, на второй вход которого подается напряжение гетеродина 34

U_Г1(t)=v_Г1·cos(ω_Г1t+φ_Г1).

На выходе смесителя 35 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителем 36 выделяется напряжение первой промежуточной (суммарной) частоты U_пр1(t)=v_пр1·cos[ω_пр1t+φ_k1(t)+φ_пр1], 0≤t≤Т_с1,

где v_пр1=1/2·v_c1·v_Г1;

ω_пр1=ω_с+ω_Г1 - первая промежуточная (суммарная) частота;

φ_пр1=φ_c1·φ_Г.

Это напряжение после усиления в усилителе 37 мощности через дуплексер 38 поступает в антенну 28 с узкой диаграммой направленности и излучается ею в направление управляемого судна 30 на частоте ω₁=ω_пр1. Указанный сигнал принимается антеннами 1 и 2 управляемого судна 30 и через дуплексеры 3 и 4, усилители 55 и 56 мощности поступает на первый вход смесителей 58 и 59. На второй вход смесителей 58 и 59 подается напряжение U_Г1(t) гетеродина 57. На выходе смесителя 58 (59) образуются напряжения комбинационных частот. Усилителем 60 (61) выделяется напряжение второй промежуточной (разностной) частоты

U_пp2(t)=v_пp2cos[ω_пp2t+φ_к1(t)+φ_пр2],

где v_пp2=1/2·v_пр1v_Г1;

ω_пр2=ω₁-ω_Г1 - вторая промежуточная (разностная) частота (фиг.3);

φ_пр2=φ_пр1·φ_Г1,

которое поступает на первый вход перемножителя 62 (63). На второй вход перемножителя 62 (63) подается напряжение гетеродина 70 U_Г2(t)=v_Г2cos(ω_Г2t+φ_Г2).

На выходе перемножителя 62 (63) образуется напряжение

U₂(t)=v₂·cos[ω_Г1t-φ_k1(t)+φ_Г1], 0≤t≤Т_с1,

где v₂=1/2·v_пр2·v_Г2,

которое выделяется полосовым фильтром 64 (65) и поступает на первый вход фазового детектора 66 (67), на второй (опорный) вход которого подается напряжение U_Г1(t) гетеродина 57. На выходе фазового детектора 66 (67) образуется низкочастотное напряжение

U_н1(t)=v_н1cosφ_к1(t), 0≤t≤T_c1,

где v_н1=1/2·v₂·v_Г1,

пропорциональное модулирующему коду M₁(t).

Эти напряжения с выходов приемников 5, 6 (фазовых детекторов 66, 67) поступают на входы дешифраторов 7, 8 соответственно, где осуществляется обнаружение координатной части запросного сигнала, определение режима запроса, наличия и вида информационной части запросного сигнала.

По сигналу обнаружения координатной части запросного сигнала в первом дешифраторе 7, поступающему с выхода дешифратора, в блоке 9 обработки фиксируется текущее время и через интервал времени A выдается сигнал в дешифратор 10, содержащий информацию о виде режима запроса и информационной части запросного сигнала. На основании этой информации в шифраторе 10 производится формирование кода M₂(t) ответного сигнала, которое содержит идентификационный номер управляемого судна 30.

Задающим генератором 68 формируется гармоническое колебание U_c2(t)=v_c2cos(ω_ct+φ_с2), 0≤t≤Т_с2,

которое поступает на первый вход фазового манипулятора 69, на второй вход которого подается модулирующий код M₂(t) с выхода шифратора 10. На выходе фазового манипулятора 69 формируется сложный сигнал с фазовой манипуляцией (ФМн) U₃(t)=v_c2cos[ω_ct+φ_к2(t)+φ_с2], 0≤t≤Т_с2,

который поступает на первый вход смесителя 71, на второй вход которого подается напряжение U_Г2(t) гетеродина 70. На выходе смесителя 71 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителем 72 выделяется напряжение третьей промежуточной (разностной) частоты

U_пp3(t)=v_пp3cos[ω_пp3t+φ_к2(t)+φ_с2], 0≤t≤Т_с2,

где v_пр3=_1/2·v_c2·v_Г2.

Это напряжение после усиления в усилителе 73 мощности через коммутатор 12 и дуплексер 3 поступает в антенну 1 и излучается на частоте ω₂=ω_пр3 в пространство, определяемое ее диаграммой направленности (ДН). Одновременно со второго выхода шифратора 10 на управляющий вход коммутатора 12 поступает сигнал, переключающий выход коммутатора 12 на вход первого циркулятора 3.

Сложный ФМн-сигнал U_пр3(t) на частоте ω₂ принимается антеннами 28 и 29 пункта управления:

U₄(t)=U₄cos[(ω₂±Ω_д1)·(t-τ_з1)-φ_к2(t-τ_з1)+φ₁];

U₅(t)=U₅cos[(ω₂±Ω_д2)·(t-τ_з2)-φ_к2(t-τ_з2)+φ₂], 0≤t≤Тс_2,

где ±Ω_д1, ±Ω_д2 - доплеровские смещение частоты сигналов, принимаемыми антеннами 28 и 29 соответственно;

$${\tau }_{з1}=\frac{2R_1}{c}$$ , $${\tau }_{з2}=\frac{2R_3}{c}$$ - время запаздывания ретранслированного первой антенной 1 сигнала относительного запросного и принимаемого антеннами 28 и 29 соответственно (фиг.1);

R₁ - расстояние между первой антенной 1 и третьей антенной 28;

R₃ - расстояние между первой антенной 1 и четвертой антенной 29;

С - скорость распространения радиоволн, которые через дуплексер 38 и усилители 39 и 49 мощности соответственно поступают на первые входы смесителей 41 и 50, на вторые входы которых подается напряжение U_Г2(t) гетеродина 40. На выходе смесителей 41 и 50 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителями 42 и 51 выделяются напряжения второй промежуточной (разностной) частоты:

U_пр4(t)=U_пр4cos[(ω₂±Ω_д1)·(t-τ_з1)-φ_к2(t-τ_з1)+φ_пр4];

U_пр5(t)=U_пр5cos[(ω₂±Ω_д2)·(t-τ_з2)-φ_к2(t-τ_з2)+φ_пр5], 0≤t≤Тс₂,

где $$U_{пр4}=\frac{1}{2}{U}_4\cdot U_{Г2}$$ ;

$$U_{пр5}=\frac{1}{2}{U}_5\cdot U_{Г2}$$ ;

φ_пр2=φ_Г2-ω₂ - вторая промежуточная (разностная) частота;

φ_пр4=φ_Г2-φ₁;

φ_пр5=φ_Г2-φ₂.

Напряжение U_пр4(t) с выхода усилителя 42 второй промежуточной частоты поступает на первый вход перемножителя 44, на второй вход которого через блок 47 регулируемой задержки подается зондирующий сигнал U₁(t) с выхода фазового манипулятора 33. Фильтром 45 нижних частот выделяется напряжение, пропорциональное первой корреляционной функции R₁(τ). Экстремальный регулятор 47 изменяет время задержки τ блока 47 временной задержки таким образом, чтобы поддерживалась максимальной первая корреляционная функция R₁(τ). При этом индикатор 48 дальности функции расстояние R₁ между первой антенной 1 и третьей антенной 28

$$R_1=\frac{c{\tau }_{з1}}{2}$$ ,

которое поступает в компьютер 53. Напряжение U_пр4(t) и U_пр5(t) с выходов усилителей 42 и 51 второй промежуточной частоты поступают на два входа фазометра 52, который определяет следующую разность фаз:

$$\Delta {\varphi }_1={\varphi }_{пр5}-{\varphi }_{пр4}={\varphi }_2-{\varphi }_1=2\pi \frac{d}{\lambda }\cos {\beta }_1$$ ,

где d - измерительная база (расстояние между антеннами 28 и 29);

λ - длина волны;

β₁ - азимут первой антенны 1.

Так формируется фазовая шкала пеленгации первой антенны 1 управляемого судна 30. Она является точной, но неоднозначной.

Измеренная разность фаз Δφ₁ поступает в компьютер 53. Измеренные значения R₁ и Δφ₁ могут визуально наблюдаться на экране монитора 54.

Напряжение U_пр4(t) с выхода усилителя 42 второй промежуточной частоты одновременно поступает на первый вход четвертого перемножителя 75, на второй вход которого через второй блок 78 регулируемой задержки подается напряжение U_пр5(t) с выхода усилителя 51 второй промежуточной частоты, вторым фильтром 76 нижних частот выделяется низкочастотное напряжение, пропорциональное второй корреляционной функции R₂(τ). Второй экстремальный регулятор 77 изменяет время задержки τ второго блока 78 временной задержки таким образом, чтобы поддерживалась максимальной вторая корреляционная функция R₂(τ). При этом индикатор 79 фиксирует азимут β₁ первой антенны 1 управляемого судна 30

$${\beta }_1=\arccos \frac{c{\tau }_1}{d}$$ ,

где τ₁=τ_з1-τ_з2, который поступает в компьютер 53.

Так формируется временная шкала пеленгации первой антенны 1 управляемого судна 30. Она является грубой, но однозначной.

Напряжения U_пр4(t) и U_пр5(t) с выходов усилителей 42 и 51 второй промежуточной частоты одновременно поступают на входы удвоителей 80 и 81 фазы соответственно. В качестве последних могут быть использованы перемножители, на два входа которых подается одно и то же напряжение.

На выходах удвоителей 80 и 81 фазы образуются гармонические колебания:

U₆(t)=U₆cos[2(ω_пр2±Ω_д1)·(t-τ_з1)+2φ_пр4];

U₇(t)=U₇cos[2(ω_пр2±Ω_д2)·(t-τ_з2)+2φ_пр5], 0≤t≤Тс₂,

где $$U_6=\frac{1}{2}{U}_{пр4}^2$$ ,

$$U_7=\frac{1}{2}{U}_{пр5}^2$$ ,

в которых фазовая манипуляция уже отсутствует, так как 2φ_к(t-τ_з1)={0.2π}, 2φ_k2(t-τ_з2)={0.2π}.

Ширина спектра Δf_c сложного ФМн-сигнала определяется длительностью τ_э его элементарных посылок

$$\Delta fc=\raisebox{1ex}{$1$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{${\tau }_{э}$}\right.$$ .

Тогда как ширина спектра Δf₂ его второй гармоники определяется длительностью сигнала Т_с2:

$$\Delta f_2=\raisebox{1ex}{$1$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$T_{с2}$}\right..$$

Следовательно, при удвоении фазы сложного ФМн-сигнала его спектр сворачивается в N раз:

Δfc/Δf₂=N,

где N - длительность элементарных посылок.

Гармонические колебания U₆(t) и U₇(t) поступают на входы делителей 82 и 83 фазы на два соответственно, на выходе которых образуются гармонические колебания:

U₈(t)=U₈cos[(ω_пр2±Ω_д1)·(t-τ_з1)+φ_пр4];

U₉(t)=U₉cos[(ω_пр2±Ω_д2)·(t-τ_з2)+φ_пр5],

которые выделяются узкополосными фильтрами 84 и 85 и поступают на первые входы перемножителей 86 и 87. На вторые входы последних подается гармоническое колебание U_c1(t) с выхода задающего генератора 31. На выходе перемножителей 86 и 87 образуются напряжения комбинационных частот. Узкополосными фильтрами 88 и 89 выделяются напряжения доплеровской частоты:

U₁₀(t)=U₁₀cos[±Ω_д1(t-τ_з1)+φ₁₀];

U₁₁(t)=U₁₁cos[±Ω_д2(t-τ_з2)+φ₁₁]; 0≤t≤Tc₂,

где $$U_{10}=\frac{1}{2}{U}_{с1}\cdot U_8$$ ,

$$U_{11}=\frac{1}{2}{U}_{с1}\cdot U_9$$ ;

U₁₀=φ_c1-φ_пр4;

U₁₁=φ_c1-φ_пр5,

которые поступают на входы измерителей 90 и 91 доплеровской частоты, которые обеспечивают измерение доплеровских частот ±Ω_д1 и ±Ω_д2. Причем величина и знак доплеровских частот определяют величину и направление радиальной скорости первой антенны 1.

Аналогично по сигналу обнаружения координатной части запросного сигнала во втором дешифраторе 8 в блоке 9 обработки фиксируется текущее время и через интервал А+В выдается сигнал в шифратор 10, где производится формирование кода ответного сигнала, аналогичного предыдущему либо отличающегося от него, например, за счет наличия признака второй антенны. На основании этой информации в шифраторе 10 производится формирование кода ответного сигнала для второй антенны, в соответствии с которым в передатчике 11 формируется сложный ФМн-сигнал. Одновременно со второго выхода шифратора 10 на управляющий вход коммутатора 12 поступает сигнал, переключающий выход коммутатора 12 на вход второго циркулятора 4.

Таким образом, этот сигнал с выхода передатчика 11 поступает во вторую антенну 2 и излучается в пространство, определяемое ее ДН.

Для исключения взаимовлияния сигналов, излучаемых первой 1 и второй 2 антеннами ответчика, целесообразно установить величину А, большей или равной максимально возможному в данной САЗО значению расстояния между антеннами ответчика С, выраженному во времени t_cм, а величину В, - большей или равной Д+t_см, где Д - максимальная длительность ответного сигнала. В этом случае ответный сигнал из второй антенны на один и тот же запрос будет приниматься запросчиком после окончания приема сигнала из первой независимо от ракурса и размера судна.

Аналогично определяются R₂, β₂, ±Ω_д3 и Ω_д4.

В запросчике фиксируется время приема первого ответного сигнала относительно ответного сигнала, следующего за первым с задержкой в пределах от A до (А+В), и из этого времени вычитают значение В. Полученные величины определяют дальности первой и второй антенн ответчика соответственно R₃ и R₄.

Ответный сигнал, принимаемый с задержкой, большей, чем A+B, относительно первого, классифицируется как первый ответный сигнал ответчика другого судна, хотя это может быть и второй ответный сигнал другого судна, если оно близко расположено к первому. В последнем случае первый ответный сигнал второго судна оказался заблокированным ответным сигналом первого судна и, следовательно, на выходе приемника запросчика не будет пары ответных сигналов, удовлетворяющих вышеприведенному требованию по задержке, и этот сигнал не получит признака номера антенны.

Измеренные дальности R₁, R₂ и азимуты β₁, β₂ первый 1 и второй 2 антенн ответчика определяют направление оси контролируемого судна 30.

Измеренные значения R₁, R₂, β₁, β₂ используются для расчета в компьютере 53 координат антенн 1 и 2 ответчика в прямоугольной системе координат:

X₁=R₁·sinβ₁;

Y₁=R₁·cosβ₁;

X₂=R₂·sinβ₂;

Y₂=R₂·cosβ₂;

и определения курса управляемого судна по формулам

где $$\alpha =\arcsin \frac{X_1-X_2}{\sqrt{{\left(X_1-X_2\right)}^2+{\left(Y_1-Y_2\right)}^2}}$$

в режиме работы САЗО без передачи информации о значении C и $$\alpha =\arcsin \frac{X_1-X_2}{C}$$

в режиме работы САЗО с передачей информации о С.

В компьютере 53 измеряются угловые скорости первой 1 и второй 2 антенн управляемого судна 30. Указанные измерения основаны на сравнении доплеровских частот смещений.

По найденным значениям угловых скоростей можно определить тангенциальные составляющие и модуль вектора скорости первой 1 и второй 2 антенн:

$$v_{T1}={\stackrel{•}{\beta }}_1{R}_2$$ , $$v_{T1}={\stackrel{•}{\beta }}_2{R}_2$$ ;

$$\left|v_1\right|=\sqrt{{\Omega }_{д1}^2+R_1^2\stackrel{•}{\beta }{}_2^2};$$

$$\left|v_2\right|=\sqrt{{\Omega }_{д2}^2+R_1^2\stackrel{•}{\beta }{}_2^2}.$$

С целью дальнейшего повышения точности измерения координат и курсов судов, измеряют в ответчике разности времен прихода запросных сигналов в первую 1 и вторую 2 антенны во временном окне, равном или большем 2С, выраженном во времени, относительно каждого запросного сигнала, обнаруженного в первой антенне, и передают в ответном сигнале значения полученных разностей прихода запросных сигналов в первую и вторую антенны ΔR, а также значение С, выраженное во времени, или пеленги на запросчики, для чего в ответчике блок 9 обработки содержит первый 13 и второй 14 переключатели, счетчик 15 времени, первую 16 и вторую 17 группы из n последовательно соединенных регистров соответственно, первую 18 и вторую 22 группы из n устройств совпадения соответственно, многоразрядные переключатели 19, матрицу 20 из nхn сумматоров, первый 21 и второй 23 блоки задержки соответственно.

На сигнальные входы переключателей 13, 14 поступает сигнал текущего времени с первого выхода счетчика 15 времени. В момент обнаружения координатной части запросного сигнала текущее значение времени фиксируется в первых регистрах первой 16 и второй 17 групп многоразрядных регистров с параллельной записью информации соответственно, одновременно в этих регистрах фиксируются сигналы, содержащие информационную часть запросного сигнала, поступающие на вторые входы первых регистров первой и второй групп соответственно, являющиеся вторым и четвертым входами блока обработки соответственно.

При поступлении нового сигнала на вход первого регистра первый 16 или второй 17 групп его содержимое переписывается во второй регистр и так далее. При поступлении нового сигнала в последний n-й регистр данной группы содержащаяся в нем ранее информация стирается.

Сигнал текущего времени, уменьшенного на величину t_c, (t-t_c), где t_c - выраженное во времени значение С, со второго выхода счетчика 15 времени поступает на первые входы всех устройств совпадений (УС) первой группы 18, где сравнивается с сигналами текущего времени, записанными в регистрах первой группы, поступающими на вторые входы соответствующих УС. В момент совпадения (t-t_c) с содержащимся в i-ом регистре значением текущего времени t_i содержимое i-го регистра первой группы поступает через УС в i-ый многоразрядный переключатель 19, который выдает на выход сигналы разности i-го столбца матрицы 20 сумматоров nхn - разности времен прихода всех запросных сигналов, поступивших во вторую антенну во временном интервале (t₁-t_c)-(t_i+t_c) относительно сигнала, записанного в i-ом регистре первой группы, пришедшего в первую антенну в момент времени t_i.

Таким образом, содержимое i-го регистра первой группы и значения разностей времен прихода запросных сигналов во вторую антенну относительно t_i передаются через первый блок 21 задержки, дополняющий задержку относительно момента обнаружения запросного сигнала в первой антенне до величины A, и поступает на первый вход шифратора 10 для дальнейшего формирования ответного сигнала, излучаемого через первую антенну.

Сигнал текущего времени, уменьшенного на величину 2t_c, (t_i-2t_c) с третьего выхода счетчика 15 времени, поступает на первые входы всех устройств совпадений второй группы 22, где сравнивается с сигналами текущего времени, записанными в регистрах второй группы 17, поступающими на вторые входы соответствующих УС. В момент совпадения (t_i-2t_c) с содержащимся в j-ом регистре значением текущего времени t_j содержимое j-го регистра поступает через i-ый УС и второй блок 23 задержки, дополняющий задержку относительно момента обнаружения запросного сигнала во второй антенне до величины A+B, на второй вход шифратора 10 для дальнейшего формирования ответного сигнала, излучаемого через вторую антенну.

Таким образом, ответный сигнал из второй антенны передается на самый первый запросный сигнал, пришедший в эту антенну в интервал времени (t_i-t_c)-(t_i+t_c). В момент совпадения значений времени в УС как первый, так и второй групп из них выдается на третий вход соответствующего регистра сигнал стирания его содержимого.

Следует отметить, что в ответном сигнале передаются разности времен прихода запросных сигналов во вторую антенну относительно одного запросного сигнала из числа записанных в регистры первой группы, а другие могут быть не переданными вследствие бланкирования ответом на более ранний запрос.

Если во вторую антенну ответчика первым пришел запросный сигнал другого запросчика во временном интервале (t_i-t_c)-(t_i+t_c) относительно времени прихода запросного сигнала от данного запросчика в первую антенну, то задержка ответного сигнала из второй антенны не будет соответствовать истинной задержке. Выбор истинной задержки из числа значений, содержащихся в ответном сигнале, осуществляется путем использования информации о С, содержащейся в том же ответном сигнале, и измеренных в запросчике значениях β₁ и β₂.

Очевидно, что указанные выше операции упрощаются, если в запросном сигнале передается признак запросчика, установленный постоянно для каждого запросчика. В этом случае исключается передача в ответном сигнале ложных разностей времен прихода. На фиг.6 изображена функциональная схема ответчика, обеспечивающего направленное излучение ответных сигналов, где цифрами 1-12 обозначены те же элементы, что и на фиг.4, а 24 и 25 - первый и второй блоки формирования и управления ДН соответственно.

Таким образом, предлагаемый способ по сравнению с прототипом и другими техническими решениями аналогичного назначения обеспечивает определение векторов скорости v₁ и v₂ первой и второй антенн управляемого судна в сложных метеоусловиях. Это достигается измерением доплеровских скоростей и использованием временной шкалы пеленгации, которая является грубой, но однозначной шкалой пеленгации. При этом между запросчиком и ответчиком устанавливается дуплексная радиосвязь на двух частотах ω₁ и ω₂ с использованием сложных сигналов с фазовой манипуляцией и корреляционной обработкой.

Использование двух частот ω₁ и ω₂ обеспечивает частотную развязку между передатчиками и приемниками.

Корреляционная функция сложных ФМн-сигналов обладает следующим свойством: она имеет относительно высокий основной лепесток и низкий уровень боковых лепестков, что позволяется с высокой точностью измерять расстояние R₁, R₂, R₃, R₄ между антеннами 28 и 29 запросчика и первой 1 и второй 2 антеннами ответчика соответственно, а также азимуты β₁ и β₂ на первую 1 и вторую 2 антенны управляемого судна.

Для измерения азимутов β₁ и β₂ используется фазовая шкала пеленгации, точная, но неоднозначная, и временная шкала пеленгации, грубая, но однозначная.

Сложные ФМн-сигналы обладают высокой помехоустойчивостью, энергетической и структурной скрытностью. Они позволяют применять эффективный вид селекции - структурную селекцию.

Тем самым функциональные возможности известного способа существенно расширены.

Предлагаемый способ относится к области радиолокации, в частности к области радиолокационных систем активного запроса-ответа (САЗО), и может быть использован для управления движением судов как надводных, так и воздушных в сложных метеоусловиях вплоть до полного отсутствия видимости. Достигаемый технический результат - расширение функциональных возможностей известного способа путем точного определения векторов скорости v₁ и v₂ первой и второй антенн управляемого судна в сложных метеоусловиях. Система, реализующая предлагаемый способ, содержит пункт управления движением и ответчик, установленный на управляемом судне, и выполненные определенным образом. 6 ил.

Способ управления движением судов, в котором осуществляют радиолокационный обзор с использованием канала системы активного запроса-ответа с передачей части навигационно-пилотажной информации по этому каналу, принимают в ответчике запросный сигнал на две антенны, разнесенные вдоль оси судна на расстояние C, излучают ответный сигнал через первую антенну с задержкой A относительно момента обнаружения запросного сигнала в этой антенне, излучают ответный сигнал через вторую антенну с задержкой A+В относительно момента обнаружения запросного сигнала во второй антенне, уменьшают в запросчике значение дальности принятых ответных сигналов из второй антенны на величину В, выраженную в единицах дальности, и дают им признаки второй антенны, при этом на пункте управления движением формируют высокочастотное колебание на частоте ω_с, манипулируют его по фазе модулирующим кодом M₁(t), содержащим идентификационный номер управляемого судна и часть навигационно-пилотажной информации, сформированный сложный сигнал с фазовой манипуляцией преобразуют по частоте с использованием первого гетеродина, выделяют напряжение первой промежуточной частоты ω_пр1, равной сумме частот ω_пр1=ω_c+ω_Г1, где ω_Г1 - частота первого гетеродина, усиливают его по мощности и излучают в направлении управляемого судна на частоте ω₁=ω_пр1, принимаемый в ответчике сложный сигнал с фазовой манипуляцией в каждом приемнике преобразуют по частоте с использованием третьего гетеродина, выделяют напряжение второй промежуточной частоты ω_пр2, равной разности частот ω_пр2=ω₁-ω_Г1, где ω_Г1 - частота третьего гетеродина, перемножают его с напряжением четвертого гетеродина, выделяют напряжение третьей промежуточной частоты ω_пр3, равной разности частот ω_пр3=ω_Г2-ω_пр2, где ω_Г2 - частота четвертого гетеродина, осуществляют синхронное детектирование сложного сигнала с фазовой манипуляцией на третьей промежуточной частоте ω_пр3 с использованием напряжения третьего гетеродина в качестве опорного напряжения, выделяют аналог модулирующего кода M₁(t), дешифрируют его, используя идентификационный номер управляемого судна, и осуществляют обнаружение координатной части запросного сигнала, определение режима запроса, наличия и вида информационной части запросного сигнала, формируют высокочастотное колебание на частоте ω_с и модулирующий ответный код М₂(t), содержащий идентификационный номер управляемого судна, манипулируют им по фазе высокочастотное колебание на частоте ω_с, сформированный сложный сигнал с фазовой манипуляцией преобразуют по частоте с использованием четвертого гетеродина, выделяют напряжение третьей промежуточной частоты ω_пр3, равной разности частот ω_пр3=ω_Г2-ω_с, где ω_Г2 - частота четвертого гетеродина, усиливают его по мощности и излучают в эфир на частоте ω₂=ω_пр3 через первую антенну и с задержкой В через вторую антенну, принимают сложный сигнал с фазовой манипуляцией на пункте управления движением на две антенны, разнесенные в пространстве на расстояние d, усиливают его по мощности в первом и втором приемниках, преобразуют по частоте с использованием второго гетеродина, выделяют напряжение второй промежуточной частоты ω_пр2, равной разности частот ω_пр2=ω_Г2-ω₂, где ω_Г2 - частота второго гетеродина, сравнивают их по фазе и последовательно определяют азимуты β₁ и β₂ на первую и вторую антенны управляемого судна соответственно, формируя фазовую шкалу пеленгации, точную, но неоднозначную, напряжение второй промежуточной частоты первого приемника перемножают с зондирующим сложным сигналом с фазовой манипуляцией на частоте ω_с=ω₂, который пропускают предварительно через первый блок регулируемой задержки, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное первой корреляционной функции R₁(τ), где τ - текущая временная задержка, поддерживают ее максимальное значение путем изменения времени задержки τ первого блока регулируемой задержки, по значениям которого последовательно определяют расстояние R₁ и R₂ до первой и второй антенн управляемого судна соответственно, при этом частоты ω_Г1 и ω_Г2 гетеродинов разносят на значение второй промежуточной частоты ω_пр2=ω_Г2-ω_Г1, отличающийся тем, что напряжение второй промежуточной частоты первого приемника перемножают с напряжением второй промежуточной частоты второго приемника, которое пропускают предварительно через второй блок регулируемой задержки, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное второй корреляционной функции R₂(τ), поддерживают ее максимальное значение путем изменения времени задержки τ второго блока регулируемой задержки, по значениям которого последовательно определяют азимуты β₁ и β₂ на первую и вторую антенны управляемого судна соответственно, формируя временную шкалу пеленгации, грубую, но однозначную, напряжение второй промежуточной частоты первого и второго приемника умножают и делят по фазе на два, выделяют гармонические колебания на частотах ω_с±Ω_д1 и ω_с±Ω_д2, перемножают их с зондирующим гармоническим колебанием на частоте ω_с, выделяют напряжения доплеровских частот ±Ω_д1 и ±Ω_д2, по величине и знаку доплеровских частот определяют величину и направление радиальных скоростей первой и второй антенн управляемого судна.