Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов Р3 и Р4 (варианты) Российский патент 2017 года по МПК G01S13/20 

Предлагаемые устройства относятся к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов, в которых с целью улучшения качества сжатия сигналов производится подавление боковых лепестков, возникающих в процессе сжатия.

В настоящее время в радиолокации и гидролокации широкое распространение получили фазокодированные импульсы на основе идеальных многофазных кодов Р3 и Р4 длины N. Эти коды формируются посредством соответствующей дискретной аппроксимации линейно-частотно модулированного (ЛЧМ) сигнала и поэтому обладают основными его достоинствами: относительно небольшими боковыми лепестками апериодической автокорреляционной функции (ААКФ) и большей по сравнению с двоичными последовательностями, включая коды Баркера, толерантностью к Доплеру. В то же время максимальный уровень боковых лепестков ААКФ кодов Р3/Р4 приблизительно равен , т.е. многократно превышает единичный уровень боковых лепестков кодов Баркера. Другими достоинствами сигналов на основе кодов Р3 и Р4 является то, что они существуют для любого значения N и имеют равномерный спектр, близкий к спектру шума.

Подробно проблема подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов исследуется в (N. Levanon, Е. Mozeson. Radarsignals. JohnWiley&Sons, Inc, 2004). В данном источнике рассматривается возможность уменьшения боковых лепестков многофазных кодов Р3 и Р4 за счет сжатия сигнала в несогласованном фильтре с использованием амплитудного оконного взвешивания. Для этого применяются различные оконные функции, в частности функции Хэмминга, Кайзера-Бесселя, Блэкмана и др. Расчеты показывают, что максимальный уровень боковых лепестков относительно главного лепестка (PSL) для кодов Р3 и Р4 при использовании оконных функций Хэмминга и Блэкмана составляет величину не менее -20lgN dB при энергетических потерях (уменьшении отношения сигнал/шум на выходе) порядка 1,5 dB и ширине главного лепестка на уровне PSL 3τ и 4.5τ соответственно, где τ - длительность одного кодового элемента.

Известно также устройство подавления боковых лепестков при сжатии кодов Р3 и Р4 с помощью цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра), переходная импульсная характеристика которого равна разности (сумме) комплексно-сопряженных символов кода Р3 (Р4) и циклически сдвинутой на одну позицию (разряд) влево его копии (W.K. Lee and H.D. Griffiths Pulse compression filter generating optimal uniform range sidelobe level. Electron. Lett., 1999, 35(11), pp. 873-875). При этом PSL уменьшается до значения - 20lgN+2 dB, а ширина главного лепестка равна 2τ. Потери сигнал/шум на выходе этого устройства составляют -3 dB. В литературе это устройство получило название фильтра By.

Относительное улучшение PSL на 2 dB может быть получено при использовании устройства, содержащего фильтр By и формирователь корректирующего сигнала (W.K. Lee, H.D. GriffithsandR. Benjamin. Integrated sidelobe energy reduction technique using optimal polyphase code. Electronics Letters, 1999, vol. 35, No. 24, pp. 2090-2091 и Woo-Kyuing Lee and Hugh D. Griffiths. A New pulse compression technique generating optimal uniform range sidelobe and reducing sidelobe level. IEEEInternationalradarconference, 2000, pp. 441-446).

Устройства подавления боковых лепестков рассматриваются, в частности, в российских и зарубежных патентных документах (RU 2198465 С2, H04B 7/26, 20.09.2002; RU 2236086 С2, H04B 1/707, 20.01.2004; RU 2109401 C1, H04B 1/62, 20.04.1998; US 4507659 A, G01S 13/28, 26.03.1985 и др.).

Наиболее близким к предлагаемому устройству является устройство (RU 2515768 C1, H03L 7/00, G01S 13/00, 21.01.2013), содержащее соединенные по входу цифровой фильтр By и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, причем введены линия задержки на длительность одного кодового элемента τ и двухвходовый сумматор/вычитатель, при этом выход фильтра By подключен к входу линии задержки и к первому входу сумматора/вычитателя, второй вход которого подключен к выходу линии задержки, а выход соединен со вторым входом сумматора.

В зависимости от типа входного многофазного кода выбирается тот или иной вариант устройства: с одним сумматором и вычитателем для кода Р3 и двумя сумматорами для кода Р4.

В основе данного устройства лежит метод импульсного сжатия с помощью согласованного фильтра многофазного кода Е_Р3/Е_Р4, являющегося разностью/суммой исходного кода Р3/Р4 и его циклически сдвинутой на одну позицию влево копии. Существенным недостатком данного метода является отличный от единицы (равный двум) пик-фактор и, как следствие, повышенные требования к линейности усилителя мощности при передаче и точности квантования сигнала при приеме (Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. "Lowsidelobe Patternusing Woofilter". Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59(2005), pp. 499-501).

С целью устранения этого недостатка в устройстве подавления боковых лепестков по патенту RU2515768 C1, опубликованному 21.01.2013, формирование комбинированного кода Е_Р3/Е_Р4 выполняется не в передатчике, а в приемнике. Вначале из входного фазокодированного импульса Р3/Р4 в приемнике формируется сигнал, являющийся разностью/суммой входного сигнала и его задержанной на длительность одного кодового элемента копии, а затем сжимается в фильтре с соответствующей КИХ с последующей корректировкой. В результате за счет энергетических потерь порядка -1.7 dB получается единичный пик-фактор излучаемого сигнала передатчика при таком же PSL=-30lgN+1,33 dB, как при обработке кода Е_Р3/Е_Р4.

Недостатком изобретения указанного устройства является то, что такое подавление боковых лепестков реализуется в нем только для входных сигналов, сформированных на основе циклического сдвига на один разряд влево кода Р4 произвольной длины и кода Р3 четной длины. Заметим, что для всех остальных циклических сдвигов кодов Р3/Р4 уровень боковых лепестков на выходе данного устройства оказывается достаточно высоким.

В то же время в работе (Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. "Lowsidelobe Patternusing Woofilter". Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59(2005), pp. 499-501) было показано, что сигналы на основе суммы/разности кода Р4/Р3 и его циклического сдвига на один разряд вправо обладают почти такими же боковыми лепестками (PSL=-30lgN+1,43dB) при их импульсном сжатии в согласованном фильтре, как и коды Е_Р3/Е_Р4.

Это делает возможным на передающей стороне излучать сигнал на основе кода Р4/Р3 (нулевой сдвиг), где P4 – код произвольной длины, а P3 – код четной длины, а на приемной стороне из входного сигнала сформировать новый комбинированный сигнал и обработать его с таким же подавлением боковых лепестков, как в устройстве подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов (RU 2515768 C1, 21.01.2013).

Технический результат настоящего изобретения заключается в увеличении числа многофазных кодов за счет сдвиговых копий кодов Р3/Р4, которые при их сжатии обеспечивают уровень подавления боковых лепестков порядка PSL=-30lgN+1.33 dB для всех значений временных сдвигов (отсчетов), исключая двух ±N, в которых относительный уровень боковых лепестков равен -20lgN. При этом ширина главного лепестка на уровне PSL равна 3τ, а потери сигнал/шум на выходе этого устройства составляют -1.7 dB.

Указанный результат для кода Р3 длины Ν (N - четно) достигается устройством подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащим соединенные по входу первый цифровой фильтр с конечной импульсной характеристикой (КИХ) порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с КИХ порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, соединенного по своему второму входу с выходом линии задержки, отличающимся тем, что дополнительно введена линия задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом вычитателя, а выход подключен ко второму входу сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((Ρ3_-1-P3)^*)_inv, а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t, -t, 0, 0, 0, … 0, -t, t), где t=exp(-iπ/N). Здесь Ρ3_-1 есть циклический сдвиг на 1 ряд вправо кода Р3, знаком «-» обозначена операция арифметического вычитания над элементами (разрядами) кода, символом «*» обозначена операция комплексного сопряжения, применяемого ко всем N элементам вектора (Р3_-1-Р3), а индекс «inv» обозначает временную инверсию.

Блок-схема этого устройства представлена на Фиг. 1.

Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N содержит цифровой фильтр 1 с импульсной характеристикой ((P3_-1-P3)^*)_inv и формирователь цифрового корректирующего сигнала 4, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код 2 и цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) 3 порядка N+1 с N+2 коэффициентами t, -t, 0, 0, … 0, -t, t, сумматор 8, линию задержки 5 на длительность τ, двухвходовый вычитатель 6, линию задержки 7 на длительность 2τ и сумматор 8.

Устройство работает следующим образом.

Входная последовательность отсчетов кода Р3 четной длины, представленного суммой реальной и мнимой составляющих I и Q, поступает на вход цифрового фильтра 1 и на вход формирователя комплекснозначного корректирующего сигнала 4. Сигнал с выхода фильтра 1 поступает на первый вход вычитателя 6 и вход линии задержки 5, выход которой соединен со вторым входом вычитателя 6. В сумматоре 8 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 3 и задержанного на 2τ в линии задержки 7 выходного сигнала вычитателя 6. В результате на выходе устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-Ν+1, Ν-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося разностью кода Р3 и его циклически сдвинутой на одну позицию вправо копии, а на крайних сдвигах ±N его абсолютное значение равно 1 (соответствующий относительный уровень -20lgN-6 dB). Тогда, согласно проведенным расчетам, относительный уровень боковых лепестков сжатого выходного сигнала в диапазоне [-N+1, N-1] меньше или равен -30lgN+1.33 dB.

Схема обработки кода Р3 нечетной длины совпадает со схемой, представленной на Фиг. 1, за тем исключением, что импульсная характеристика фильтра 1 описывается выражением ((P3m_-1-P3)^*)_inv, где P3m_-1 совпадает с Ρ3_-1, за исключением первого элемента, взятого с противоположным знаком, а импульсная характеристика фильтра порядка N+1 имеет вид (t, -t, 0, 0, 0 …, 0, t, -t), где t=-exp(-iπ/N).

Аналогичный результат реализуется для кода Р4 длины N в устройстве, представленном на Фиг. 2.

В этом случае в устройство, содержащее фильтр с КИХ 9, формирователь корректирующего сигнала 10, состоящий из последовательно соединенных устройств преобразования 11 кода в комплексно сопряженный ему код и цифрового КИХ-фильтра 12 порядка N+1 с N+2 коэффициентами, линию задержки 13 на длительность τ, двухвходовый сумматор 14, двухвходовый сумматор 16, введена линия задержки 15 на длительность 2τ, а импульсная характеристика фильтра 8 описывается выражением ((Ρ4_-1+Р4)^*)_inv, а КИХ фильтра 11, соответственно, вектором (t, t, 0, 0, 0, … 0, -t, -t), где t=-exp(-iπ/N). Здесь Ρ4_-1 есть циклический сдвиг на 1 разряд вправо кода Р4, знаком "+" обозначена операция арифметического сложения над комплекснозначными элементами (разрядами) кода, символом «*» обозначена операция комплексного сопряжения, применяемого ко всем N элементам вектора (Р4_-1+Р4), а индекс «inv» обозначает операцию временной инверсии.

Устройство работает следующим образом.

Входная последовательность отсчетов кода Р4, представленного суммой реальной и мнимой составляющих I и Q, поступает на вход цифрового фильтра 9 для кода Р4 и на вход формирователя комплекснозначного корректирующего сигнала 10. Сигнал с выхода фильтра 9 поступает на первый вход сумматора 14 и вход линии задержки 13, выход которой соединен со вторым входом сумматора 14. В сумматоре 16 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 12 и задержанного на 2τ в линии задержки 15 и выходного сигнала сумматора 14. В результате на выходе устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-Ν+1, Ν-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося суммой кода Р4 и его циклически сдвинутой на одну позицию вправо копии, а на двух крайних сдвигах ±N его абсолютное значение равно 1 (относительный уровень -20lgN-6 dB). Поэтому согласно Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. "Low sidelobe Pattern using Woo filter". Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59(2005), pp. 499-501 относительный уровень боковых лепестков сжатого выходного сигнала в диапазоне [-N+1, N-1] также меньше или равен -30lgN+1.33 dB.

Заметим, что данное изобретение приводит к сужению доплеровской полосы частот по сравнению с оптимальной обработкой кодов Е_Р3/Е_Р4. Так, например, расчеты, проведенные для кода длины N=1000, излучаемого в полосе частот В=10 МГц на частоте 1 ГГц, показывают, что при нулевом доплеровском сдвиге PSL=-88.7 dB, тогда как при доплеровских сдвигах F_D=50, 100, 250, 500 и 1000 Гц PSL=-85, -79.5, -72 и -66.5, -60.9 dB. Скорость цели при этом составляет соответственно 7.5 м/сек (27 км/час), 15 м/сек (54 км/час), 37.5 м/сек (135 км/час), 75 м/сек (270 км/час) и 150 м/сек (540 км/час). Очевидно, что при полосе В=1 МГц такое же качество подавление боковых лепестков можно получить при десятикратном уменьшении скорости цели и, следовательно, F_D. Можно показать, что вне зависимости от ширины полосы для N=1000 приемлемая доплеровская полоса частот составляет F_D<0.0001 В (F_D/B=0.01%). Кроме того, допустимое отношение F_D/B является функцией Nи почти линейно возрастает с уменьшением N.

На Фиг. 3 и Фиг. 4 изображены нормированные сигналы на выходе устройства подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов Р3/Р4 длины N=1000, передаваемых в полосе частот В=10 МГц при F_D=0 и F_D=250 Гц соответственно.

Поэтому изобретение наиболее эффективно может быть использовано в радиолокационных и гидролокационных системах с неподвижными или медленно движущимися целями, т.е. в системах с малым доплеровским сдвигом частоты.

Предлагаемое изобретение может быть реализовано на соответствующей элементной базе по типовым технологиям.

Изобретение относится к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов. Технический результат заключается в обеспечении подавления боковых лепестков с увеличением числа многофазных кодов. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N содержит первый цифровой фильтр с конечной импульсной характеристикой (КИХ) порядка N-1, формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с КИХ порядка N+1, сумматор, линию задержки на длительность одного кодового элемента, вычитатель, линию задержки на длительность двух кодовых элементов. 3 н.п. ф-лы, 4 ил.

1. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр с конечной импульсной характеристикой порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода Р3 длины N, где N - четно, в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с КИХ порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, соединенного по своему второму входу с выходом линии задержки, отличающееся тем, что содержит линию задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом вычитателя, а выход подключен ко второму входу сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((P3_-1-P3)*)_inv, а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t,-t,0,0,0,…0,-t,t), где t=exp(-iπ/N), где P3_-1-циклический сдвиг на 1 ряд вправо кода Р3, «*» -операция комплексного сопряжения, «inv» - временная инверсия.

2. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, соединенного по своему второму входу с выходом линии задержки, отличающееся тем, что содержит линию задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом вычитателя, а выход подключен ко второму входу сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((P3m_-1-Р3)*)_inv, причем P3m_-1 совпадает с P3_-1 а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t,-t,0,0,0,…0,-t,t), где t=-exp(-iπ/N).

3. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода Р4 длины N в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом первого сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу второго сумматора, соединенного по второму своему входу с выходом линии задержки, отличающееся тем, что содержит вторую линию задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом второго сумматора, а выход подключен ко второму входу первого сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((P4+P4_-1)*)_inv, а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t,t,0,0,0,…0,-t,-t), где t=-exp(-iπ/N), Р4_-1 - циклический сдвиг на один разряд вправо кода Р4.