УСТРОЙСТВО ОБРАБОТКИ ПАРНОГО D-КОДА Российский патент 2021 года по МПК H04B1/10 H04J13/10 

Изобретение относится к технике обработки сложных или широкополосных сигналов (ШПС) и может быть использовано в радиолокационных, радионавигационных системах, а также системах связи, использующих широкополосные сигналы в качестве информационных.

Для корреляционной обработки ШПС актуальна задача минимизации боковых лепестков его автокорреляционной функции (АКФ). Возникновение ложных максимумов вне основного пика АКФ ведет к ошибкам оценивания времени запаздывания сигнала в радионавигации, снижению разрешающей способности при получении изображений и качества оценивания параметров целей в технике радиолокации, а в цифровых системах связи - к ошибочному приему бита информации.

Например, при приеме двух следующих один за другим импульсов разной амплитуды, вероятна ситуация, когда основной пик АКФ второго импульса на выходе согласованного фильтра (СФ) скрывается под более сильным боковым лепестком первого. Поэтому АКФ сигнала должна иметь достаточно острый центральный пик и по возможности наиболее низкий уровень боковых лепестков, о чем говорится в книге [Ипатов В.П. Широкополосные системы и кодовое разделение сигналов. Принципы и приложения. - М: Техносфера, 2007. - 488 с., стр. 199-201].

Задача минимизации уровня боковых лепестков часто решается путем синтеза ШПС с наиболее предпочтительной, удовлетворяющей заданным требованиям АКФ. При этом, как правило, используют те или иные модулирующие сигнал кодовые последовательности.

Так, например, в книге [Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов. - М.: Советское радио, 1970. - 376 с., стр. 250-257] подробно рассматриваются дополнительные последовательности. Интерес представляют D-коды, которые строятся по правилу присоединения [Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов. - М.: Советское радио, 1970. - 376 с., стр. 257-262], они так же являются дополнительными кодами при соблюдении условия организации их в пары по определенным номерам последовательностей, что описано в указанном источнике.

Суть применения D-кодов такова: на передающей стороне генерируются две взаимодополняющие друг друга модулирующие последовательности, соответствующие одному и тому же передаваемому в текущий момент времени биту информации. Когерентное сложение АКФ модулированных ими сигналов на приемной стороне дает результирующую АКФ без боковых лепестков.

Формирование сигнала на основе парного D-кода и его обработка на приемной стороне описаны и проиллюстрированы в книге [ХармутХ.Ф. Несинусоидальные волны в радиолокации и радиосвязи. - М.: Радио и связь, 1985. - 376 с., стр. 240-242].

Известно множество устройств корреляционной обработки кодовых последовательностей, являющихся аналогом заявляемому. В качестве примера стоит привести обобщенные схемы СФ пачки радиоимпульсов произвольной длинны из источника [Радиотехнические цепи и сигналы: учеб. пособие для вузов / И.С. Гоноровский. - 5-е изд., испр. и доп. - М.: Дрофа, 2006. - 719, [1] с. - (Классики отечественной науки)., стр. 584, рис. 13.13,а и рис. 13.13,б] для реализации с набором задержек и для случая с одной многоотводной линией задержки. Однако для обработки парного D-кода согласованным фильтром в схему необходимо ввести сумматор. Две последовательности одной пары необходимо сложить для получения результирующей АКФ, что требует либо разнесенной во времени передачи с перестройкой импульсной характеристики (ИХ) СФ на приемной стороне, либо двухканальной передачи и приема с разнесением по частоте.

По технической сущности и достигаемому результату известен наиболее близкий к заявляемому изобретению прототип, схема которого представлена в книге [Хармут Х.Ф. Несинусоидальные волны в радиолокации и радиосвязи. - М.: Радио и связь, 1985. - 376 с., стр. 243, «Фильтр формы импульсов» на общей схеме рисунка 5.4.7].

Известная схема устройства обработки парного D-кода, названная в источнике «Фильтр формы импульса», содержит первый фильтр, согласованный с одной последовательностью пары D-кода, второй фильтр, согласованный с другой последовательностью пары D-кода, а также сумматор.

В прототипе на входы СФ поступают фазокодоманипулированные (ФКМ) сигналы, каждый из которых модулирован соответствующей последовательностью из пары D-кода. В СФ происходит их сжатие, в результате которого на входы сумматора поступают соответствующие ФКМ сигналам АКФ с ярко выраженными центральными пиками одной полярности и боковыми лепестками, одинаковыми по амплитуде, но противоположными по полярности. На выходе схемы действует сигнал в виде суммы главных лепестков АКФ, боковые лепестки при сложении компенсируются.

Недостатком известной схемы является слабое подавление уровня боковых лепестков результирующей АКФ при наличии доплеровского сдвига. Эффект от доплеровского смещения тем выше, чем длиннее применяемые кодовые последовательности. Но применение длинных кодовых посылок для ряда радиотехнических задач крайне важно и диктуется необходимостью повышения информационной и энергетической скрытности.

Технический результат, на достижение которого направлено предлагаемое изобретение заключается в исключении в сравнении с известным устройством-прототипом боковых лепестков результирующей АКФ парного D-кода при наличии доплеровского смещения частоты принимаемого сигнала и снижение уровня шума (помех) выходного сигнала.

Технический результат изобретения достигается тем, что в известное устройство обработки парного D-кода, содержащее первый фильтр, согласованный с одной последовательностью пары D-кода, второй фильтр, согласованный с другой последовательностью пары D-кода, входы фильтров являются входами устройства, а также сумматор, введены последовательно соединенные первый вычитатель, первый вычислитель модуля, второй вычитатель, фильтр нижних частот и ограничитель снизу на нулевом уровне, выход которого является выходом устройства, при этом выход первого согласованного фильтра соединен с объединенными первыми входами сумматора и первого вычитателя, выход второго согласованного фильтра - с объединенными вторыми входами сумматора и первого вычитателя, а также второй вычислитель модуля, вход которого соединен с выходом сумматора, а выход - со вторым входом второго вычитателя.

Заявляемое устройство позволяет решить следующие задачи: снижения влияния эффекта Доплера на рост уровня боковых лепестков результирующей АКФ сигнала парного D-кода на выходе устройства его обработки;

повышения помехоустойчивости известных приемных устройств ФКМ сигналов на базе дополнительных последовательностей за счет компенсации помех введенными в прототип элементами.

Сущность изобретения заключается в выполнении операции пересечения над выходными сигналами согласованных фильтров, соответствующих автокорреляционным функциям последовательностей пары D-кода.

В схеме заявляемого устройства сумматор, первый и второй вычитатели, первый и второй вычислители модуля с описанными между ними связями функционально представляют собой блок, выполняющий названую операцию.

Первым входом данного блока являются объединенные первые входы сумматора и первого вычитателя, вторым входом - объединенные вторые входы сумматора и первого вычитателя, а выходом - выход второго вычитателя.

Операция пересечения аналитически задается выражением

В формуле (1) х и у - входные величины (функции, сигналы)

произвольного вида или их дискретные значения в заданные моменты времени, ограничения на которые не накладываются.

Операция (1) и ее свойства, а также структурная реализация описаны в статье [Гордиенко В.И. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации. / В.И. Гордиенко, С.Е. Дубровский, Р.И. Рюмшин, Д.В. Фенев // Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов, - №3, 1998, С. 12-20].

Применение блока пересечения в изобретении позволяет исключить боковые лепестки АКФ при наличии доплеровского сдвига частоты, а также повысить помехоустойчивость заявляемого устройства в сравнении с прототипом при воздействии помех.

Заявляемые объекты изобретения поясняются чертежами графического материала.

На фиг. 1 представлена структурная схема устройства обработки парного D-кода. На фигуре цифрами обозначены: 1.1 и 1.2 - фильтры, согласованные каждый с соответствующей последовательностью пары D-кода; 2 - сумматор, 3.1 и 3.2 - первый и второй вычитатели соответственно; 4.1 и 4.2 - первый и второй вычислители модуля соответственно; 4 - ФНЧ; 5 - ограничитель снизу на нулевом уровне.

Блоки 1.1, 1.2 и 2 составляют прототип.

Функционально блоки 2, 3.1, 4.1, 4.2 и 3.2 выполняют описанную выражением (1) операцию пересечения сигналов с выходов СФ.

Назначение элементов, составляющих структурную схему заявляемого устройства обработки парного D-кода, следует из их названия и поясняется в описании принципа действия устройства.

На фиг. 2 показаны входные сигналы 7 и 8, поступающие на вход устройства, представляющие собой радиоимпульсы, полученные на основании пары D-кодов. Символ τ_о обозначает длительность одного элементарного радиоимпульса, а τ_и - длительность всего ФКМ сигнала.

Фиг. 3 содержит эпюры напряжений на выходах блоков схем прототипа и изобретения при обработке полезного сигнала без доплеровского сдвига. Цифрами на ней обозначены: 9 - сигнал на выходе СФ 1.1; 10 - сигнал на выходе СФ 1.2; 11 - сигнал на выходе сумматора 2; 12 - сигнал на выходе вычитателя 3.1; 13 - сигнал на выходе вычислителя модуля 4.2, 14 - сигнал на выходе вычислителя модуля 4.1; 15 - сигнал на выходе вычитателя 3.2; 16 - сигнал на выходе ФНЧ 5; 17 - сигнал на выходе схемы (ограничителя снизу на нулевом уровне, блок 5). Эпюры 9, 10 и 11 аналогичны как для схемы прототипа, так и для заявляемой схемы на выходах двух СФ и сумматора соответственно.

На фиг. 4 показаны входные сигналы: 18 - смесь первого сигнала 8-ми элементного D-кода (фиг. 2, сигнал 7) и шума; 19 - смесь второго сигнала 8-ми элементного D-кода (фиг. 2, сигнал 8) и шума; 20 - прямая, обозначающая конец действия полезного сигнала в смеси с шумом; 21, 22 - шумы на входе соответствующих СФ.

На фиг. 5,а приведены нормированные комплексные амплитуды выходных сигналов при подаче на входы прототипа и заявляемого устройства сигналов 7 и 8: 23 - сигнал на выходе известной схемы; 24 - сигнал пересечения на выходе ФНЧ 5 синтезированной схемы; 25 - сигнал на выходе синтезированной схемы после ограничителя снизу на нулевом уровне 6.

На фиг. 5,б приведены нормированные комплексные амплитуды выходных сигналов при подаче на входы прототипа и заявляемого устройства полезных сигналов 18 и 19, скрытых в шуме: 26 - сигнал на выходе известной схемы; 27 - сигнал пересечения на выходе ФНЧ 5 синтезированной схемы; 28 - сигнал на выходе синтезированной схемы после ограничителя снизу на нулевом уровне 6.

На фиг. 6 - эпюры напряжений сигналов на выходах синтезированной и известной схем при подаче на входы соответствующих СФ только шума 21 и 22 в отсутствие полезного сигнала: 29 - шум на выходе известной схемы, 30 - шум на выходе заявляемой схемы, реализующей операцию пересечения.

На фиг. 7 представлена входная смесь полезных сигналов, шумов и различных помех. Цифрами обозначены: 31 - полезный ФКМ сигнал, скрытый в шуме; 32 - нормально распределенный шум; 33 -сигналоподобная помеха в виде 5-и элементного кода Баркера; 34 - помеха типа «шумовая вспышка»; 35 - помеха в виде короткого радиоимпульса; 36 - помеха в виде длинного радиоимпульса.

На фиг. 8 показаны эпюры напряжений выходных сигналов схем прототипа и исследуемой при воздействии на их входы смесей полезного сигнала, шумов и помех 31-36, представленных на фиг. 7. На фиг. 8 показаны выходные сигналы I схемы прототипа, которые являются результатом обработки: 37 - полезного сигнала, скрытого в шуме; 38 - шума; 39 - помех 33-36, а также выходные сигналы II заявляемой схемы, которые являются результатом обработки: 40 - полезного сигнала, скрытого в шуме; 41 - шума; 42 - помех 33-36.

На фиг. 9 показаны результаты обработки входных сигналов с учетом доплеровского сдвига частоты: а) - выходные сигналы, совпадающие по форме для когерентной части известной схемы с сумматором и предлагаемой схемы с блоками, реализующими пересечение, цифрами обозначены: 43 -сигнал на выходе первого СФ прототипа, он же - сигнал на выходе СФ 1.1 изобретения, 44 - сигнал на выходе второго СФ прототипа, он же - сигнал на выходе СФ 1.2 изобретения, 45 - сигнал на выходе сумматора известной схемы, он же - сигнал на выходе сумматора 2 изобретения; б) - выходные сигналы: 46 - известной схемы, 47 - ФНЧ заявляемой схемы, 48 - изобретения.

На фиг. 10 показано влияние величины доплеровского сдвига на уровень боковых лепестков для известной схемы и изобретения: а) - для значения доплеровского сдвига, равного 0,3% от значения промежуточной частоты; б) - для значения доплеровского сдвига, равного 0,7% от значения промежуточной частоты. Цифрами обозначены выходные сигналы: 49 и 51 - известной схемы, 50 и 52 - заявляемой.

Перед пояснением принципа работы предлагаемого устройства необходимо ввести используемые далее по тексту обозначения, сделать некоторые общие замечания.

Исследование предлагаемой схемы проведено для ФКМ сигнала.

Пусть ФКМ сигнал задается в виде последовательности элементарных радиоимпульсов длительностью τ₀, огибающие которых представляют собой единичный прямоугольный видеоимпульс с амплитудой n-го импульса a_n, равной +1 или -1, что соответствует начальным фазам «0» или «π» в радиосигнале. В этом случае для анализа корреляционных свойств и синтеза сигналов достаточно ограничиться комплексной огибающей, которая имеет вид

где u_o - прямоугольный видеоимпульс единичной амплитуды; (n-1)τ_o - запаздывание n-го импульса относительно начала координат; N=2^k - количество единичных импульсов в сигнале, а k - целое число, удовлетворяющее условию k≥2.

Длительность ФКМ сигнала τ_и=Nτ_o, а последовательность символов (амплитуд импульсов) {a_n}=(a₁, a₂, …, a_n, … a_N) является кодовой последовательностью и чередование которых определяется типом конкретного ФКМ сигнала.

Тогда нормированная АКФ комплексной огибающей ФКМ сигнала в точках μτ_o может быть представлена в виде

где μ меняется в пределах -(N-1)≤μ≤(N-1).

В формуле (3) {a_n-μ} представляет собой отсчеты ИХ СФ, а последовательность {a_n} - отсчеты входного сигнала. АКФ полностью определяется своими значениями R(μ), отложенными по оси времени τ через интервалы τ_о. Эти значения образуют решетчатую функцию. Если около каждого значения построить АКФ единичного импульса, имеющую вид R_o(τ)=(1-τ/τ_o) с амплитудой R(μ), то АКФ сигнала представляет собой линейно-ломаную линию, точки излома которой соответствуют временным сдвигам, кратным τ_о.

Для исследования построены ФКМ сигналы на основе пары дополнительных последовательностей вида

полученных по правилу присоединения, описанному в ранее указанном источнике [Варакин Л.Е. Теория сложных сигналов. - М.: Советское радио, 1970. - 376 с., стр. 257-262].

В формуле (4) {a_n} - исходная последовательность; - присоединенная последовательность; - инверсная присоединенная последовательность.

Примем N=8 для упрощения моделирования и построим кодовые последовательности в следующем виде

Моделирование проведено на частоте 8 МГц, при частоте дискретизации 96 МГц. Тогда входная пара D-кодов, представляющая собой радиоимпульсы, полученные на основании (5), будет иметь вид, приведенный на фиг. 2.

После сделанных замечаний можно перейти к пояснению принципа действия предлагаемой схемы и оценке достижения технического результата изобретения. Сделать это позволяет имитационное моделирование работы прототипа и схемы заявляемого устройства, представленной на фиг. 1, при обработке входных сигналов, полученных на основании (5).

Изобретение, как и прототип, является двухканальным по входу вариантом схемы обработки парного D-кода. Двухканальность может обеспечиваться с помощью разноса одновременно передаваемых сигналов пары u₁(t) и u₂(t) по несущей частоте с последующим преобразованием на одну промежуточную частоту для реализации когерентного суммирования импульсов. Стоит заметить, что известен и одноканальный вариант обработки пары D-кода с реализацией временного разноса, например, указанный в источнике [Ипанов Р.Н. Алгоритм сжатия когерентных дополнительных сигналов. // Журнал радиоэлектроники 2016. №9. URL:http://jre.cplire.ru/jre/sep16/9/text.pdf, рис 1]. Он так же обеспечивает нулевой уровень боковых лепестков только в отсутствие доплеровского смещения частоты.

Для начального пояснения работы устройства будем полагать, что доплеровского смещения частоты не происходит.Напомним, что приведенный на фиг. 1 вариант синтезированной схемы обработки получен заменой когерентного суммирования в известной схеме операцией пересечения (1).

Как показано в источнике [Волков А.В. Модели и алгоритмы безмультипликативной обработки сигналов в средствах радиомониторинга: диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук 05.12.04 / Алексей Витальевич Волков; ВУНЦ ВВС «ВВА». Воронеж, 2013. 166 л., стр. 25-26] операция пересечения сохраняет фазу, или соотношение фаз сопоставляемых сигналов. Введение этой операции вместо суммирования АКФ сигналов пары D-кода в известной схеме обеспечивает возможность взаимной компенсации боковых лепестков АКФ. Кроме того, в силу свойств вводимой операции, следует ожидать снижение дисперсии шума и помех, а значит, и повышение помехоустойчивости.

Результат обработки сигналов 7 и 8, представленных на фиг. 2 в схеме изобретения, изображенной на фиг. 1, в реальном масштабе времени, полученный в ходе имитационного моделирования, показан на фиг. 3. Здесь показаны нормированные значения выходных сигналов.

Процесс обработки входных сигналов в заявляемой схеме выглядит следующим образом. На входах СФ 1.1 и 1.2 схемы на фиг. 1 синхронно действуют импульсы u₁(t) и u₂(t), составляющие пару 8-ми элементного D-кода единичной амплитуды, показанные на фиг. 2 в отсутствие шума. ИХ фильтров согласованы каждая со своим сигналом пары, поэтому на выходах СФ получаются сжатые сигналы 9 и 10 соответственно, представляющие собой АКФ с комплексными огибающими вида (3) R₁(τ) и R₂(τ). Здесь τ - дискретные отсчеты времени, а моделирование проведено в области τ≥0. Эпюра 11 представляет собой сигнал на выходе сумматора 2

Эпюры 9, 10, 11 аналогичны и для схемы прототипа. Основные лепестки АКФ синфазны и суммируются, боковые лепестки противофазны и вычитаются.

Эпюра 12 представляет собой сигнал на выходе вычитателя 3.1, вычисляющего разность

Эпюра 13 характеризует сигнал на выходе вычислителя модуля 4.2 - это модуль суммы АКФ |u_∑ (τ)|, а эпюра 14 является сигналом на выходе вычислителя модуля 4.1 - это модуль разности АКФ |u_Δ(τ)|.

Эпюра 15 отображает сигнал на выходе вычитателя 3.2, вычисляющего разность модулей, который и есть сигнал пересечения

Стоит заметить, что приведенные эпюры представляют собой мгновенные значения напряжений, что и отражено на фиг. 3 в виде высокочастотного «заполнения» соответствующих эпюр.

Далее ФНЧ 5 фильтрует высокочастотную составляющую, и на его выходе действует огибающая (комплексная амплитуда) сигнала пересечения (эпюра 16) с основным положительным лепестком и боковыми отрицательными лепестками, которые исключает ограничитель снизу на нулевом уровне 6. Эпюра 17 представляет выходной сигнал изобретения.

Аналогичный вид будет иметь и положительная огибающая сигнала на выходе известной схемы. По этому утверждению необходимо сделать замечание. Очевидно, что в виду моделирования на радиочастоте существует различие в формах выходных сигналов прототипа, которому соответствует эпюра 11, и изобретения, которому соответствует эпюра 17, из-за присутствия в предлагаемой схеме ФНЧ. Поэтому для обеспечения единообразия отображения, наглядности и удобства восприятия в дальнейшем на эпюрах напряжений, отображенных, в частности, на фиг. : 5, 5, 6, 8, 9 и 10, вместо самого выходного сигнала прототипа представлена его положительная огибающая, а в описании изобретения для краткости эту огибающую, в качестве допущения, будем называть сигналом.

Таким образом, по результатам обработки полезных сигналов известная схема с сумматором и синтезированная схема с блоками, реализующими операцию пересечения, эквивалентны.

Сравним известную и заявляемую схемы при совместном воздействии сигналов и шумов.

На фиг. 5 приведены нормированные комплексные амплитуды выходных сигналов. На фиг. 5,а показана обработка входных сигналов 7 и 8 без шума. Цифрами обозначены: 23 - сигнал на выходе известной схемы, 24 - сигнал пересечения на выходе ФНЧ 5 синтезированной схемы; 25 - сигнал на выходе синтезированной схемы после ограничителя снизу на нулевом уровне 6.

Как показывает моделирование, в отсутствие шума нормированные сигналы полностью идентичны для обеих схем.

Работа исследуемых схем при совместном воздействии сигналов и шумов иллюстрируется эпюрами на фиг. 5,б. Входные смеси 18 и 19 показаны на фиг. 4. Линией 20 на ней обозначена граница интервала времени действия сигналов в шуме. Параметры шума: нормально распределенный с нулевым средним значением и среднеквадратическим отклонением (СКО) σ_ш=1 В. И в одном, и в другом случае шумы аналогичны, но не коррелированы. Отношение сигнал/шум на входах U_m/σ_ш=1.

На фиг. 5,б приведены выходные сигналы исследуемых схем, аналогичные фиг. 5,а, в которых шум отсутствовал. Как видно из сравнения выходных сигналов 25 и 28, синтезированная схема (с блоками, реализующими пересечение) заметно уменьшает дисперсию выходного шума.

Сравнительная характеристика воздействия шумов 21 и 22 на входы соответствующих СФ заявляемой и известной схем представлена на фиг. 6. Цифрой 29 отмечено напряжение сигнала на выходе прототипа, цифрой 30 - сигнала на выходе предлагаемой схемы.

Как видно из фиг. 6, качественный анализ прохождения шума подтверждает сделанный ранее вывод о преимуществе предлагаемой схемы обработки.

Сравнительная количественная характеристика обработки шумов исследуемыми схемами, полученная путем осреднения результатов моделирования по множеству реализаций в виде отношений показателя для известной схемы к показателю синтезированной схемы, сводится к следующему: отношение математических ожиданий - 3,38; отношение дисперсий - 1,45; отношение максимумов шумовых выбросов - 1,21.

Исследуем поведение схем при совместном воздействии полезных сигналов, шумов и различных помех. Входная смесь показана на фиг. 7. Цифрами обозначены: 31 - сигнал в виде одиночного ФКМ импульса, скрытого в шуме (U_max/σ_ш=1); 32 - нормально распределенный шум с нулевым математическим ожиданием; 33 - сигналоподобная помеха в виде 5-и элементного кода Баркера с амплитудой U_mкБ≥5U_max; 34 - помеха типа «шумовая вспышка» с σ_шв≥50U_max длительностью τ_шв~τ_и; 35 - помеха в виде короткого радиоимпульса с амплитудой U_mки≥20U_max длительностью τ_ки≤0,1τ_o; 36 - помеха в виде длинного радиоимпульса с амплитудой U_mки≥10U_max длительностью τ_ди~τ_и.

Показанная на фиг. 7 смесь действует одновременно по каждому из входов схемы прототипа и заявляемой со своим полезным сигналом из пары 8-ми элементного D-кода 7 и 8, приведенной на фиг. 2. Шумы не коррелированы. Помеха в виде кода Баркера имеет совпадающую с полезным сигналом длительность дискреты, является сигналоподобной с коэффициентом взаимной корреляции К_сп² ~ 0,6. Помеха типа «шумовой вспышки» имитирует мощное помеховое воздействие множества источников радиоизлучений в широком диапазоне частот в сложной радиоэлектронной обстановке. Все помеховые сигналы существенно превышают полезный сигнал по амплитуде.

Результаты обработки полезных сигналов, шумов и помех исследуемыми схемами при воздействии на их входы сигналов 31-36 на фиг. 7, показаны на фиг. 8. На ней обозначены: I - результаты обработки прототипом: 37 - полезного сигнала, скрытого в шуме; 38 - шума; 39 - помех 33-36; II - результаты обработки изобретением: 40 - полезного сигнала, скрытого в шуме; 41 - шума; 42 - помех 33-36.

Как следует из фиг. 8, уровень помех на выходе рассматриваемых схем существенно превышают уровень полезных сигналов. Однако, синтезированная схема с блоками, реализующими пересечение, заметно снижает количество и среднюю мощность помеховых всплесков. Этот же вывод относится к шумам. Анализ графиков и проведенных расчетов говорят о снижении средней дисперсии нестационарных помех и шума на выходе схемы изобретения, по крайней мере, в 3 раза по сравнению с прототипом.

Отдельно оценим влияние доплеровского сдвига частоты на наличие и уровень боковых лепестков АКФ в исследуемых схемах.

Для этого модели мгновенных значений сигналов u₁(t) и u₂(t), показанных на фиг. 2, для парного 8-ми элементного D-кода представим в виде

Здесь a_1n - символы из последовательности , задаваемые соотношением (5), а a_2n - символы из последовательности , составляющие пару; ƒ₁ и ƒ₂ - частоты первого и второго сигнала после их преобразования на промежуточную частоту.

Оценку проведем для случая использования сигналов (9), (10) в радиолокации с конкретными значениями необходимых параметров.

Представим частоты сигналов в следующем виде

где ƒ_пр - промежуточная частота, на которую преобразовываются несущие частоты сигналов ƒ_с1 и ƒ_c2, a F_д1 и F_д2 - доплеровские сдвиги частот отраженных от движущегося объекта сигналов.

Доплеровские смещения частот имеют вид

Здесь V_r - радиальная составляющая скорости объекта; с - скорость света.

Для получения количественных оценок примем следующие значения параметров: V_r=3000 км/ч; τ_о=1 мкс; ƒ_пр=30 МГц; ƒ_с1=10 ГГц, ƒ_с2=10,1 ГГц - разнос между рабочими частотами, принят из условия использования одного тракта передачи-приема и одной антенной системы для парного сигнала.

В этом случае найденные в соответствии с (12) значения доплеровских сдвигов, соотнесенные с промежуточной частотой, составляют: F_д1 - 0,183% от ƒ_пр и F_д2 - 0,187% от ƒ_пр.

Учитывая необходимость когерентной обработки на частоте моделирования ƒ₀=8 МГц, значения доплеровских сдвигов, приведенные к частоте моделирования, составляют: F_д1=1,464⋅10⁴ Гц и F_д2=1,469⋅10⁴ Гц.

Результаты обработки сигналов в исследуемых схемах, сформированных в соответствии с (9), (10) с учетом полученных доплеровских сдвигов частот в каналах, приведены на фиг. 9.

На фиг. 9,а - выходные сигналы в когерентной части известной схемы с сумматором и аналогичных блоках заявляемой схемы: 43, 44 - сигналы на выходах СФ (АКФ), 45 - на выходе сумматора прототипа и сумматора 2.1 изобретения.

На фиг. 9,б представлены сигналы: 46 - на выходе прототипа, 47 - на выходе ФНЧ 5 заявляемой схемы, 48 - на выходе схемы изобретения (ограничителя на нулевом уровне 6).

Анализ результатов обработки, приведенных на фиг. 9, показывает, что наличие доплеровского сдвига частоты приводит к появлению боковых лепестков в суммарной АКФ в известной схеме, это видно на фиг. 9,а, эпюре 45 и фиг. 9,б, эпюре 46. В то же время на выходе заявляемой схемы с блоками, реализующими пересечение, эти лепестки отсутствуют, что демонстрирует фиг. 9, эпюра 48.

Влияние значения доплеровского сдвига на уровень боковых лепестков иллюстрируется эпюрами напряжений выходных сигналов схем на фиг. 10: на фиг. 10,а - для случая, когда значение F_д ~ 0,3% от ƒ_пр; на фиг. 10,б - для случая, когда значения F_д ~ 0,7% от ƒ_пр.

Из сравнения напряжений 49 и 51, соответствующих выходным сигналам прототипа, видны ожидаемое появление и рост уровня боковых лепестков результирующей АКФ с увеличением доплеровского сдвига. Напряжения на выходе заявляемой схемы 50 и 52 говорят об отсутствии данной зависимости в изобретении.

Таким образом, важным преимуществом синтезированной схемы обработки сигналов на основе парного D-кода по сравнению с известной (прототипом) является отсутствие боковых лепестков в выходном сигнале в весьма значительном диапазоне изменения доплеровских сдвигов частоты.

Кроме того, синтезированная схема более помехоустойчива, что отмечалось ранее при оценке отношений математических ожиданий, дисперсий и максимумов шумовых выбросов для известной схемы к показателю синтезированной схемы.

Возможность практической реализации заявляемого устройства обработки парного D-кода следует из того, что его схема строится на типовых, известных и технологически отработанных элементах и алгоритмах. В аналоговом виде устройство может быть изготовлено на классических элементах, в основе построения которых лежит применение операционных усилителей.

Рассмотрим возможный вариант устройства.

Согласованные с ФКМ сигналом фильтры, обозначенные на фиг. 1 цифрами 1.1 и 1.2, структурно могут быть представлены типовой схемой, указанной в источнике [Баскаков СИ. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. для вузов по спец. «Радиотехника». - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Высш. шк., 1998 - 448 с,, стр. 428, рис. 16.6]. Такой согласованный фильтр состоит из колебательного звена (высокодобротного колебательного контура) с требуемой импульсной характеристикой, многоотводной линии задержки, представляющей собой обычно волновую (распределенную) систему для сверхвысоких частот или искусственную линию в виде готовой интегральной микросхемы, фазовращателей по числу кодовых позиций принимаемой последовательности, сумматора выходных сигналов фазовращателей.

Каждый элемент описанной системы реализуется, например, соответствующими схемами: колебательный контур - [Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. 12-е изд. Том II: Пер. с нем. - М.: ДМК Пресс, 2007. - 942 с., стр. 882]; многоотводная линия задержки, которую можно реализовать с помощью интегральных микросхем, представленных в источнике [URL: https://www.chipfind.ru/catalog/ic/delaylines/]; фазовращатель - [Бобровников Л.З Электроника: Учебник для вузов. 5-е изд. перераб. и доп. - СПб.: Питер, 2004. - 560 с., стр. 240, рис. 3.41,а]; сумматор - [Шустов М.А. Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. - СПб.: Наука и Техника, 2013. - 352 с., стр. 61, рис. 12.2].

Сумматор, показанный на фиг. 1 блоком 2, можно построить по схеме [Шустов М.А. Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. - СПб.: Наука и Техника, 2013. - 352 с., стр. 61, рис. 12.2] для количества входов n=2. В том же источнике [см. там же стр. 62, рис. 12.5] приведена реализация схемы на многофункциональной микросхеме SSM2141.

Вычитатели, обозначенные на фиг. 1 цифрами 3.1 и 3.2, являются вычитателями. Им соответствует принципиальная схема вычитания [Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. 12-е изд. Том II: Пер. с нем. - М.: ДМК Пресс, 2007. - 942 с.: ил., стр. 24, рис. 11.3]. Однако с точки зрения унификации, схема вычитания может быть построена с помощью суммирующей схемы, показанной в том же источнике [см. там же стр. 23, рис. 11.2].

Вычислители модуля, блоки 4.1 и 4.2 на фиг. 1, представляют собой выпрямители сигнала. Пример их построения для двухполупериодной схемы на операционных усилителях указан в источнике [Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: Пер. с англ. - Изд. 2-е. - М.: Издательство БИНОМ. - 2015. - 704 с., стр. 236, рис. 4.45].

Типовая схема фильтра нижних частот, показанного на фиг. 1 блоком 5, опубликована в источнике [Шустов М.А. Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. - СПб.: Наука и Техника, 2013. - 352 с., стр. 245, рис. 38.1], а пример ее практической реализации [см. там же стр. 246, рис. 38.2, стр. 247, рис. 38.4].

Ограничитель снизу на нулевом уровне 6 на фиг. 1 можно реализовать по типовой диодной схеме [Ибрагим К.Ф. Основы электронной техники: элементы, схемы, системы. Пер. с англ. - Изд. второе. М.: Мир, 2001. - 398 с., стр. 46, рис. 28.11] с подбором батареи для компенсации падения напряжения на диоде.

Анализ известных решений в области обработки широкополосных сигналов на основе дополнительных последовательностей показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных блоков и их связей относительно устройства, определившим путь достижения технического результата, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».

Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что дает право считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».

Изобретение относится к устройству обработки парного D-кода. Технический результат заключается в исключении боковых лепестков результирующей автокорреляционной функции парного D-кода при наличии доплеровского смещения частоты принимаемого сигнала и снижении уровня шума (помех) выходного сигнала. Устройство обработки парного D-кода содержит первый фильтр, согласованный с одной последовательностью пары D-кода, второй фильтр, согласованный с другой последовательностью пары D-кода, входы фильтров являются входами устройства, а также сумматор, согласно изобретению введены последовательно соединенные первый вычитатель, первый вычислитель модуля, второй вычитатель, фильтр нижних частот и ограничитель снизу на нулевом уровне, выход которого является выходом устройства, при этом выход первого согласованного фильтра соединен с объединенными первыми входами сумматора и первого вычитателя, выход второго согласованного фильтра - с объединенными вторыми входами сумматора и первого вычитателя, а также второй вычислитель модуля, вход которого соединен с выходом сумматора, а выход - со вторым входом второго вычитателя. 10 ил.

Устройство обработки парного D-кода, содержащее первый фильтр, согласованный с одной последовательностью пары D-кода, второй фильтр, согласованный с другой последовательностью пары D-кода, входы фильтров являются входами устройства, а также сумматор, отличающееся тем, что введены последовательно соединенные первый вычитатель, первый вычислитель модуля, второй вычитатель, фильтр нижних частот и ограничитель снизу на нулевом уровне, выход которого является выходом устройства, при этом выход первого согласованного фильтра соединен с объединенными первыми входами сумматора и первого вычитателя, выход второго согласованного фильтра - с объединенными вторыми входами сумматора и первого вычитателя, а также второй вычислитель модуля, вход которого соединен с выходом сумматора, а выход - со вторым входом второго вычитателя.