СПОСОБ РАДИОЛОКАЦИИ Российский патент 2023 года по МПК G01S13/26 G01S13/88 G01V3/12 

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способам и технике радиолокации и может использоваться для поиска и обнаружения объектов, отражающих электромагнитные волны.

Способом-аналогом является способ радиолокации, например [Ширман Я.Д., Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. - М.: Радио и связь, 1981. - 416 с., стр. 135-136], основанный на формировании фазокодоманипулированного (ФКМ) радиоимпульса большой длительности путем смыкания М>1 парциальных радиоимпульсов несущей частоты зондирующего сигнала f₀ одинаковой амплитуды u₀, одинаковой длительности г₀ при ограниченном числе Р>1 различающихся возможных значений начальной фазы колебаний ϕ_i, где его излучении в зондируемую область пространства, приеме эхо-сигнала от цели и его обработке (сжатии) в согласованном фильтре с импульсной характеристикой, зеркальной по отношению к закону внутрпимпульсной манипуляции фазы сформированного зондирующего ФКМ-радиоимпульса.

Способ-аналог не обеспечивает исключение боковых пиков автокорреляционной функции (АКФ) ФКМ-радиоимпульса в случае его сжатия, а также необходимую помехоустойчивость приема относительно слабых эхо-сигналов на фоне шумов и помех и необходимую структурную скрытность применяемого сигнала.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к заявляемому способу радиолокации (прототипом к предполагаемому изобретению) является способ нелинейной радиолокации, приведенный в патенте [Пат. 2759117 Российская Федерация, MTIKG01S 13/26, G01S 13/88, G01V3/12. Способ нелинейной радиолокации / Е.В. Кравцов, Р.И. Рюмшин, М.О. Лихоманов, О.Н. Дудариков; заявитель и патентообладатель ВУНЦ ВВС «ВВА». - №2021100335 заявл. 11.01.2021; опубл. 09.11.2021].

Известный способ-прототип заключается в формировании зондирующего сигнала в виде фазокодоманипулированного радиоимпульса заданной длительности, получаемого путем смыкания М=2^k, где k=2, 3, …, при ограниченном значении к, парциальных радиоимпульсов несущей частоты f₀ одинаковой амплитуды u₀, одинаковой длительности τ₀ при ограниченном числе Р>1 различающихся возможных значений начальной фазы колебаний ϕ_i каждого из парциальных радиоимпульсов, где излучении зондирующего сигнала в зондируемую область пространства, приеме эхо-сигнала от объекта, одновременной обработке эхо-сигнала в согласованном фильтре с импульсной характеристикой, зеркальной по отношению к закону внутриимпульсной манипуляции фазы сформированного фазокодоманипулированного радиоимпульса, в первом дополнительном фильтре, первая половина импульсной характеристикой которого противоположна по фазе первой половине импульсной характеристики согласованного фильтра, а вторая половина совпадает со второй половиной импульсной характеристики согласованного фильтра, и во втором дополнительном фильтре, с импульсной характеристикой, первая половина которой совпадает со второй половиной импульсной характеристики первого дополнительного фильтра, а вторая половина совпадает с первой половиной импульсной характеристики первого дополнительного фильтра.

Сигналы с выходов согласованного и первого дополнительного фильтров одновременно подвергают первому суммированию и первому вычитанию, просуммированные и вычтенные сигналы подвергают первой процедуре пересечения, после которой их подвергают первому ограничению снизу на нулевом уровне.

Сигналы с выходов согласованного и второго дополнительного фильтров одновременно подвергают второму суммированию и второму вычитанию, просуммированные и вычтенные сигналы подвергают второй процедуре пересечения, после которой их подвергают второму ограничению снизу на нулевом уровне.

Ограниченные после первой и второй процедур пересечения сигналы подвергают третьей процедуре пересечения.

Способ-прототип позволяет исключить или значительно уменьшить боковые пики автокорреляционной функции ФКМ-радиоимпульса, маскирующие более «слабые» объекты на фоне более «сильных», а также обеспечивает существенно большую помехоустойчивость в условиях действия шумов и помех, чем способ-аналог.

Однако, способ-прототип не обеспечивает необходимую помехоустойчивость в условиях действия сигналоподобных или структурных помех, к которым следует отнести помехи в виде ФКМ-радиоимпульсов, частотно-модулированных (ЧМ) радиоимпульсов, простых радиоимпульсов, близких по длительности к полезному сигналу.

Подобные помехи можно объединить термином коррелированные помехи. Указанные помехи действуют как внутрисистемные и неорганизованные в реальной электромагнитной обстановке, представляя собой так называемые широкополосные сигналы (ШПС), широко используемые в качестве рабочих сигналов в современных радиоэлектронных средствах, особенно это относится к ФКМ-сигналам.

Коррелированные помехи широко применяются и в качестве специально организованных помех в радиоэлектронной борьбе.

Можно показать, основываясь на теореме Шеннона о пропускной способности канала передачи информации, что уже, начиная со значения коэффициента взаимной корреляции сигнал - помеха при мощности помехи на входе приемника, соизмеримой с полезным сигналом, происходит неприемлемая потеря работоспособности радиоэлектронного средства. Реальные же мощности коррелированных помех на входе существенно (на порядки) превышают мощности полезных сигналов, особенно в радиолокации.

Кроме того, способ-прототип не обеспечивает необходимую структурную скрытность сигнала, а значит и разведдоступность.

Под структурной скрытностью в соответствии с [Каневский З.М., Литвиненко В.П. Теория скрытности. Воронеж: ВГУ, 1991. - 76 с.] понимается количество двоичных измерений, которые необходимо провести оператору для полного определения структуры сигнала.

При использовании ШПС, например, как в способе-прототипе, ФКМ-импульса с базой В, структурная скрытность S такого сигнала будет определятся выражением [Каневский З.М., Литвиненко В.П. Теория скрытности. Воронеж: ВГУ, 1991. - 76 с.]. Следует заметить, что применение в радиоэлектронных средствах широко распространенных ФКМ и линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) импульсов с отработанными методами формирования и манипуляции упрощает задачу определения структуры сигнала. Анализ показывает [Варакин Л. Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с.], что достаточно, например, определить структуру 20%…30% базы ФКМ-импульса, чтобы распознать класс сигнала. Но тогда показатель структурной скрытности приобретает вид А распознавание структуры сигнала в случае распространенных видов модуляции и манипуляции не представляет затруднений.

Задачей, на решение которой направлено предлагаемое изобретение, является повышение помехоустойчивости и снижение разведдоступности радиолокационной станции (РЛС).

Техническим результатом изобретения является улучшение помехоустойчивости РЛС в условиях сигналоподобных помех и повышение структурной скрытности сигнала.

Технический результат достигается тем, что в известном способе-прототипе при получении зондирующего сигнала в качестве его второй составляющей одновременно формируют частотно-модулированный радиоимпульс, совпадающий с фазоманипулированным импульсом по длительности, несущей частоте, амплитуде, и имеющий базу, равную или больше базы фазоманипулированного импульса, который, затем, суммируют с фазоманипулированным импульсом и излучают в зондируемую область пространства. При приеме эхо-сигнал подвергают двустороннему амплитудному ограничению, затем, при обработке одновременно с первым согласованным и первым и вторым дополнительными фильтрами включают второй согласованный фильтр, импульсная характеристика которого зеркальна по отношению к закону внутриимпульсной модуляции частотно-модулированного радиоимпульса, при этом первая половина импульсной характеристики второго дополнительного фильтра противоположна по фазе первой половине импульсной характеристики второго согласованного фильтра, а вторая половина совпадает по фазе со второй половиной импульсной характеристики второго согласованного фильтра, первое и второе ограничение снизу на нулевом уровне производят после первого суммирования и первого вычитания соответственно перед первой процедурой пересечения, сигналы с выхода второго согласованного фильтра одновременно подают для второго суммирования и второго вычитания с сигналами второго дополнительного фильтра, вводят третье и четвертое ограничение снизу на нулевом уровне после второго суммирования и второго вычитания соответственно перед второй процедурой пересечения, а сигналы первого и второго пересечения подают для третьей процедуры пересечения.

Сущность заявляемого способа состоит в следующем.

Моделирование и анализ показывают, что для сигналов разных классов воздействие одних и тех же помех на согласованную систему обработки в каждом классе проявляется существенно по-разному. Причем, это касается большинства видов помех, что может быть использовано для повышения помехоустойчивости.

Для этого зондирующий сигнал в заявляемом способе формируют в виде линейной суммы двух независимых равномерных по амплитуде сложных сигналов разных классов одинаковой длительности, амплитуды с примерно одинаковыми или различными базами на одной несущей частоте, например, в виде ФКМ-импульса и ЧМ-импульса.

Эхо-сигнал после приема и усиления ограничивают по амплитуде на уровне среднеквадратического значения собственного шума приемника для выравнивания мощных помех с полезным сигналом.

Далее производят независимую согласованную обработку каждого из сигналов, составляющих общую сумму в виде эхо-сигнала. Для этого вводится операция второй согласованной фильтрации (СФ2) для ЧМ импульса, а импульсная характеристика второго дополнительного фильтра (ДФ2) подбирается по принципу дополнительности к импульсной характеристики СФ2 (аналогично ДФ1 и СФ1 для обработки ФКМ-импульса (ФКМИ)).

Далее используются операции попарной суммарно-разностной когерентной обработки первой и второй для сигналов СФ1 и ДФ1, третьей и четвертой для сигналов СФ2 и ДФ2.

При этом, в отличие от прототипа, первое и второе ограничение снизу на нулевом уровне производят после первого суммирования и первого вычитания соответственно перед первой процедурой пересечения.

А также вводят третье и четвертое ограничение снизу на нулевом уровне после второго суммирования и второго вычитания соответственно перед второй процедурой пересечения.

Далее сигналы первого и второго пересечения подают для третьей процедуры пересечения.

Таким образом, организуется два независимых канала обработки, один на основе СФ1 и ДФ1, второй на основе СФ2 и ДФ2.

Канал, организованный на основе операций СФ1 и ДФ1 с указанными ранее импульсными характеристиками, операций первого суммирования и первого вычитания, операций первого и второго ограничения снизу на нулевом уровне, объединяемых, затем, первой процедурой пересечения «настроен» на обработку ФКМ-импульса.

Канал, организованный на основе операций СФ2 и ДФ2 с указанными ранее импульсными характеристиками, операций второго суммирования и второго вычитания, операций третьего и четвертого ограничения снизу на нулевом уровне, объединяемых, затем, второй процедурой пересечения «настроен» на обработку ЧМ-импульса.

С учетом сказанного относительно помехоустойчивости заявляемого способа необходимо отметить следующее: в отличие от прототипа, где используется при формировании один сигнал и одна операция согласованной фильтрации при обработке, что делает обработку в каналах частично зависимой, ограничивая возможности по компенсации всех видов помех, особенно, коррелированных, в заявляемом способе за счет формирования второго сигнала одновременно с первым, причем, именно другого класса для наибольшего отличия, и второй операции согласованной фильтрации при обработке именно с этим сигналом при условии соответствующей организации импульсной характеристики второго дополнительного фильтра обеспечивается декорреляция помех в независимых каналах фазовой модуляции и частотной модуляции, прежде всего сигналоподобных или структурных.

Кроме того, включение первой и второй операций ограничения снизу на нулевом уровне сразу после первого суммирования и первого вычитания в отличие от прототипа, а также введение третьей и четвертой операций ограничения снизу на нулевом уровне сразу после второго суммирования и второго вычитания обеспечивает дополнительную декорреляцию помех за счет исключения отрицательных составляющих помех, шумов, взаимокорреляционных функций (ВКФ).

Что обеспечивает их компенсацию в третьем блоке пересечения и позволяет реализовать более высокую помехоустойчивость по сравнению с прототипом. Операция ограничения является нелинейной операцией, поэтому неинвариантной к месту включения. Как показывает моделирование, наибольший эффект, связанный с компенсацией помех, обеспечивается именно при принятом в заявляемом способе месте включения указанной операции.

Относительно компенсации боковых лепестков АКФ и лепестков ВКФ необходимо указать следующее.

Каждый из каналов независимо обеспечивает для «своего» сигнала либо полное исключение, либо минимизацию количества и уровня боковых лепестков АКФ.

Разумеется, одновременно со «своим» сигналом в каждом канале действует другой, который составляет часть суммарного сигнала при формировании. Этот «другой» сигнал в «не своем» канале проявляется на выходах СФ и ДФ в виде лепестков (пиков) взаимокореляционной функции.

При этом, как будет показано далее, организация независимой когерентной суммарно-разностной обработки в каналах обеспечивает для большей части лепестков ВКФ их одинаковость и противофазность. Что позволяет с помощью операций пересечения и ограничения снизу исключать их, как и большинство лепестков АКФ, уже на выходе каждого из каналов.

Здесь так же используется свойство взаимозеркальности ВКФ «не своих» сигналов в каналах, позволяющее с помощью третьей операции пересечения минимизировать остатки лепестков ВКФ за счет использования свойств выбора меньшего, присущего этой операции.

Аналогичные соображения касаются компенсации шумов.

Относительно снижения разведдоступности, обеспечиваемого заявляемым способом.

Суммирование двух независимых сигналов разного класса при формировании зондирующего импульса на одной несущей частоте с примерно одинаковыми амплитудно-временными параметрами приводит, как показывает моделирование, к случайной форме результирующего сигнала. Получается сигнал с амплитудно-угловой модуляцией, значительно более сложный, чем сигнал, используемый в способе-прототипе, где зондирующим сигналом является хорошо известный ФКМ-сигнал, распознавание которого не представляет для современных средств радиотехнической разведки затруднений.

Поэтому предлагаемый способ обеспечивает по сравнению с прототипом значительное повышение показателя скрытности, а, значит, соответствующее снижение разведдоступности, количественная оценка которой будет проведена далее.

Заявляемый способ радиолокации поясняется фиг. 1, на которой изображены: РЛС, состоящая из опорного генератора - 1; устройства формирования ФКМ-радиоимпульса, состоящего из М парциальных импульсов - 2, где значение М устанавливается в соответствии с выражением М=2^k, а k=2, 3, …; устройства формирования частотно модулированного радиоимпульса - 3; блока суммирования сигналов - 4; передатчика - 5; передающей антенны - 6; приемной антенны - 7; приемника - 8; двустороннего амплитудного ограничителя - 9; первого согласованного фильтра - 10; первого дополнительного фильтра - И; второго согласованного фильтра - 12; второго дополнительного фильтра - 13; первого сумматора - 14; второго сумматора - 15; первого блока вычитания - 16; второго блока вычитания - 17; первого ограничителя снизу на нулевом уровне - 18; второго ограничителя снизу на нулевом уровне - 19; третьего ограничителя снизу на нулевом уровне - 20; четвертого ограничителя снизу на нулевом уровне - 21; первого блока пересечения - 22; второго блока пересечения - 23; третьего блока пересечения - 24, соединенных как показано на фигуре 1; а также объект, отражающий электромагнитные волны - 25.

Опорный генератор 1 вырабатывает сигнал, представляющий собой электромагнитные колебания несущей частоты зондирующего сигнала f₀.

Устройство формирования ФКМ-радиоимпульса 2 формирует М парциальных импульсов в соответствии с выражением М=2^k, где k=2, 3, …, при ограниченном значении к в соответствии с выбранным кодом и обеспечивает получение ФКМ-радиоимпульса в составе М=2^k парциальных радиоимпульсов несущей частоты, одинаковой амплитуды u₀, одинаковой длительности τ₀ при ограниченном числе Р>1 различающихся возможных значений начальной фазы колебаний ϕ_i каждого из парциальных радиоимпульсов, где и может быть построено, например, по известной схеме формирования D-кода [Варакин Л. Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с., стр. 72-75, рис. 3.25]. Значение к ограничивается реализацией требуемой дальности действия РЛС, определяя степень накопления принимаемого эхо-сигнала в СФ.

Устройство формирования частотно модулированного радиоимпульса 3, выполненное, например, в виде генератора линейно-частотно-модулированных сигналов, согласованного с модулятором [Кочемасов В.Н., Белов Л.А., Оконешников В.С. Формирование сигналов с линейной частотной модуляцией. - М.: Радио и связь, 1983. - 192 с., стр. 52, рис. 4.9], обеспечивает получение ЧМ-радиоимпульса одинаковой с ФКМ-импульсом длительностью, несущей частотой, примерно одинаковой амплитудой и базой, равной или большей базы фазоманипулированного импульса.

Блок суммирования 4 обеспечивает получение суммарного сигнала в составе ФКМ и ЧМ-импульсов и может быть выполнен в виде простого трехполюсника из четырех узлов и трех ветвей, например, на основе структуры, приведенной в [Зиновьев А.Л., Филиппов Л.И. Введение в теорию сигналов и цепей. - М.: Высшая школа, 1975. - 263 ., стр. 138, рис. 3.3а]; или на основе гибридного соединения сверхвысокой частоты по типу описанного в [Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. / Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высшая школа, 1984. - 335 с, стр. 190, рис. 7.12].

Передатчик 5 усиливает суммарный радиоимпульс и подает его на вход передающей антенны 6, с помощью которой сформированный зондирующий сигнал излучается в заданную область пространства.

Приемная антенна 7 служит для приема эхо-сигнала, рассеянного объектом 25, отражающим электромагнитные волны. Приемник 8 усиливает сигналы, поступившие на его вход с выхода приемной антенны 7.

Двусторонний амплитудный ограничитель 9 ограничивает входные сигналы примерно до уровня среднеквадратического значения собственного шума приемника и подает их одновременно на входы согласованных и дополнительных фильтров 10, 11, 12, 13. Ограничитель 9 может быть реализован на основе комбинации схем простого диодного детектора [Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. / Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высшая школа, 1984. - 335 с., стр. 140, рис. 5.12].

Первый согласованный фильтр 10 предназначен для сжатия одного из составляющих эхо-сигнала, представляющего собой ФКМ-радиоимпульс. Для реализации сжатия импульсная характеристика первого СФ (СФ1) выполняется зеркальной по отношению к закону внутриимпульсной манипуляции фазы, установленному в устройстве 2 по принятому для работы коду длиной М=2^k.

Одновременно (параллельно) с СФ1 указанная составляющая эхо-сигнала подвергается обработке в первом дополнительном фильтре (ДФ1) 11, построенном, к примеру, как и первый СФ, по известной схеме [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. для вузов по спец. «Радиотехника», 3-е изд., перераб. и доп.- М.: Высшая школа, 2000. - 462 с., стр. 436-437, рис. 16.6], но с отличающейся от СФ1 импульсной характеристикой. Первая половина импульсной характеристики (ИХ) ДФ1 противоположна первой половине импульсной характеристики СФ1, а вторая половина совпадает со второй половиной ИХ СФ1.

Второй согласованный фильтр 12 предназначен для сжатия второй составляющей эхо-сигнала, представляющей собой ЧМ-радиоимпульс. Для этого импульсная характеристика СФ2 выполнена зеркальной по отношению к закону внутриимпульсной модуляции частотно-модулированного радиоимпульса, получаемого в устройстве 3.

Одновременно (параллельно) с СФ2 частотно-модулированная составляющая эхо-сигнала обрабатывается во втором дополнительном фильтре 13 (ДФ2). При этом первая половина импульсной характеристикой ДФ2 противоположна по фазе первой половине импульсной характеристики СФ2, а вторая половина совпадает по фазе со второй половиной импульсной характеристики СФ2.

Фильтры СФ2 и ДФ2 могут быть реализованы в виде широко распространенных устройств на поверхностных акустических волнах (ПАВ), например, как согласованные фильтры ЧМ-сигнала на ПАВ, описанные в [Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С., Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. / Под ред. профессора А.П. Жуковского М.: Высшая школа, 1989. - 342 с., стр. 250, рис. 12.22, 12.23], либо как конвольверы на ПАВ (см. там же, стр. 251, рис. 12.26).

Такое построение ИХ СФ1 и ДФ1 для ФКМ-импульса, СФ2 и ДФ2 для ЧМ-импульса и включение дополнительных фильтров параллельно согласованным обеспечивает получение на выходах ДФ сигналов, представляющих собой взаимокорреляционные функции с нулевыми значениями пиков в месте максимума АКФ СФ и противофазными значениями по крайней мере половины пиков относительно АКФ.

Далее сигналы с выхода СФ1 (блок 10) одновременно поступают на первые входы первого сумматора 14 и первого блока вычитания 16, а сигналы с выхода СФ2 (блок 12) одновременно поступают на первые входы второго сумматора 15 и второго блока вычитания 17. Сумматоры и блоки вычитания могут быть выполнены по обычной схеме усилителей на два входа или с прямым и инверсным входами по типу описанных в [Алексеенко А.Г. Применение прецизионных аналоговых интегральных микросхем. - М.: Радио и связь, 1981. - 354 с., стр. 77, рис. 3.2].

На вторые входы первого сумматора 14 и первого блока вычитания 16 одновременно подаются сигналы с выхода ДФ1 (блок 11). А на вторые входы второго сумматора 15 и второго блока вычитания 17 одновременно подаются сигналы с выхода ДФ2 (блок 13).

После суммарно-разностной обработки сигналы с выхода первого сумматора 14 подаются через первый ограничитель снизу на нулевом уровне 18 на первый вход первого блока пересечения 22, на второй вход которого подаются сигналы с выхода первого блока вычитания 16 через второй ограничитель снизу на нулевом уровне 19.

Затем сигналы с выхода первого блока пересечения 22 поступают на первый вход третьего блока пересечения 24. Блоки 10, 11, 14, 16, 18, 19, 22 образуют канал обработки ФКМ-радиоимпульса.

Аналогично каналу обработки ФКМ-импульса организуется канал обработки ЧМ-радиоимпульса в составе блоков 12, 13, 15, 17, 20, 21, 23. Для этого после суммарно-разностной обработки сигналы с выхода второго сумматора 15 подаются через третий ограничитель снизу на нулевом уровне 20 на первый вход второго блока пересечения 23, на второй вход которого подаются сигналы с выхода второго блока вычитания 17 через четвертый ограничитель снизу на нулевом уровне 21. Затем сигналы с выхода второго блока пересечения 23 поступают на второй вход третьего блока пересечения 24.

Ограничители снизу на нулевом уровне могут быть выполнены по простой схеме диодного детектора [Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. / Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высшая школа, 1984. - 335 с., стр. 140, рис. 5.12].

Блоки пересечения могут быть реализованы на базе сумматоров, вычитающих устройств и устройств вычисления модуля [Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации. / Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов. - №3. - 1998. - С. 13-17., стр. 14, рис. 1].

Задачей канала обработки ФКМ-импульса является сжатие первой составляющей эхо-сигнала, исключение или минимизация боковых пиков АКФ СФ1, минимизация шумов, пиков ВКФ, возникающих за счет второй составляющей эхо-сигнала, и минимизация помех.

Задача канала обработки ЧМ-импульса аналогична: сжатие второй составляющей эхо-сигнала, исключение или минимизация боковых пиков АКФ СФ2, минимизация шумов, пиков ВКФ, возникающих за счет первой составляющей эхо-сигнала, и минимизация помех.

Относительно компенсации помех и, прежде всего, коррелированных, отдельно стоит отметить следующее.

Во-первых, принадлежность к разным классам сигналов, используемых в качестве составляющих, делает их менее коррелированными, что облегчает компенсацию помех в процессе обработки.

Во-вторых, организация независимой обработки в каналах фазовой модуляции и частотной модуляции на основе суммарно-разностного преобразования с использованием операции пересечения и с учетом указанного ранее подбора импульсных характеристик фильтров уже обеспечивает минимизацию помех в каналах, кроме того, в силу различия каналов увеличивает их декорреляцию на входах третьего блока пересечения 24, который позволяет в значительной мере их компенсировать, нормируя помехи к уровню шума, и, улучшая помехоустойчивость. То же касается компенсации шумов.

Небольшое пояснение относительно используемой в заявляемом способе операции пересечения, свойства и структурная реализация которой приведены, например, в [Гордиенко В. И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р. И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации. / Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов. - №3. -1998. - С. 13-17], которая в общем случае имеет вид:

где x(t) и y(t) - произвольные функции времени или сигналы. Выражение (1) может быть представлено в ином виде:

Выражения (1) и (2) эквивалентны, но физический смысл процедуры лучше выясняется из последнего соотношения. Из него следует, что процедура пересечения обеспечивает выбор удвоенного меньшего по модулю из двух сопоставляемых значений (сигналов) со знаком, равным произведению знаков этих значений. Применение этой операции, позволяет исключать боковые пики АКФ и минимизировать остатки, ВКФ, шумов и помех.

Сущность, работоспособность и эффективность заявляемого способа поясняется путем имитационного математического моделирования. Примем рабочую частоту /₀ сигнала опорного генератора 1 равной 8 МГц.

Этот сигнал преобразуется в устройстве формирования парциальных импульсов 2 в фазоманипулированный радиоимпульс в составе М=2^k, где в общем случае k=2, 3…, парциальных импульсов с манипуляциями начальных фаз ϕ_i={0, π} в соответствии с принятым кодом. В качестве кода используем D-код [Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с.]. Примем k=3, тогда М=8, что позволяет получить обозримые результаты моделирования при сохранении всех свойств D-кода. Тогда последовательность информационных символов, соответствующих одной из реализаций восьмиэлементного D-кода будет: {0, 0, 0, 1, 0, 0, 1, 0}.

Поставим в соответствие нулевой позиции кода нулевую начальную фазу парциального импульса, а единичной позиции - фазу, равную π. Тогда последовательность значений начальных фаз парциальных радиоимпульсов в выходном сигнале устройства 2 будет иметь вид: {0, 0, 0, π, 0, 0, π, 0}. Вид сигнала u₂(t) на частоте f₀=8 МГц с полученной манипуляцией начальных фаз при принятой в модели длительности парциального импульса на выходе устройства 2 приведен на фиг. 2, эпюра 26, где обозначена длительность парциального импульса т₀ « 0,7 мкс.

Этот сигнал поступает на первый вход блока суммирования 4.

Одновременно с получением ФКМ-радиоимпульса формируется ЧМ-радиоимпульс в устройстве формирования ЧМ-радиоимпульса 3, на вход которого поступает сигнал с опорного генератора 1. Примем закон изменения частоты линейным (что не принципиально), а частоту f₀=8 МГц центральной.

Устройство 3 формирует ЛЧМ-радиоимпульс одинаковой с ФКМ-импульсом длительностью, несущей частотой, амплитудой и базой, равной или большей базы фазоманипулированного импульса. Полученный ЛЧМ-радиоимпульс u₃(t) приведен на фиг. 2, эпюра 29. Этот сигнал поступает на второй вход блока суммирования 4, где суммируется с полученным одновременно в блоке 2 ФКМ-радиоимпульсом. Вид суммарного сигнала u₄(t)=u₂{t)+u₃(t) представлен на фиг. 2, эпюра 32.

Далее суммарный сигнал усиливается в передатчике 5 и излучается передающей антенной 6 в заданную область пространства в направлении объекта 25, отражающего электромагнитные волны.

Отраженный от объекта эхо-сигнал принимается приемной антенной 7, усиливается и подвергается полосовой фильтрации в приемнике 8, как и в любом приемнике, для снижения уровня шумов и помех, и поступает на вход двустороннего амплитудного ограничителя 9. Уровень ограничения ограничителя U в общем случае зависит от базы применяемого сигнала, назначения РЛС, показателей качества обнаружения, но в большинстве случаев его целесообразно принять примерно равным среднеквадратическому отклонению (СКО) шума приемника

Это позволяет уровень помех сделать примерно равным уровню собственного шума, так же, как и уровень полезного сигнала, дальнейшее выделение которого связано с согласованной фильтрацией и сжатием сигнала, обеспечивающем его превышение над уровнем шума примерно в базу раз В.

Далее с выхода блока 9 сигнал одновременно поступает на входы согласованного фильтра 10, первого дополнительного фильтра 11, второго согласованного фильтра 12 и второго дополнительного фильтра 13.

Вид сигнала с выхода блока 9 без шумов и помех повторяет вид зондирующего импульса (фиг. 2, эпюра 32). Далее при моделировании принимаем сигнал единичной амплитуды

Этот сигнал подвергается одновременной обработке в перечисленных фильтрах в соответствии с импульсными характеристиками этих фильтров. Вид импульсных характеристик фильтров показан на фиг. 2.

Эпюра 27 представляет собой ИХ СФ1 (блок 10), эпюра 28 - ИХ ДФ1 (блок 11). Как следует из сопоставления эпюры выходного сигнала блока 2 (эпюра 26) и ИХ СФ1, они зеркальны, поэтому СФ1 сжимает ФКМ-составляющую принятого сигнал в М раз (в данном случае М=8) и на его выходе реализуется АКФ (будет показано далее).

Аналогичным образом производится обработка ЛЧМ-составляющей эхо-сигнала (эпюра 29). Для этого ИХ СФ2 (блок 12), представленная эпюрой 30, выполнена зеркальной относительно ЛЧМ-составляющей сигнала, представленной эпюрой 29. Поэтому СФ2 сжимает ЛЧМ-составляющую принятого сигнала пропорционально значению базы, реализуя на выходе АКФ (будет показано далее).

Импульсные характеристики ДФ1 (блок 11) и ДФ2 (блок 13), представленные эпюрами 28 для ФКМИ и 31 для ЛЧМ-импульса (ЛЧМИ) (фиг 2) соответственно, подобраны относительно ИХ СФ (эпюра 27 для ФКМИ и эпюра 30 для ЛЧМИ), как было указано ранее, так, что за счет последующей когерентной суммарно-разностной обработки, использования ограничения снизу и процедуры пересечения удается в каналах обеспечить или полную компенсацию боковых лепестков АКФ, или их существенное подавление, окончательно завершаемое объединением каналов с помощью третьего блока пересечения 24. То же касается лепестков ВКФ, шумов и помех.

Покажем это, проиллюстрировав процесс обработки принимаемого сигнала в отсутствие шума, для более наглядного представления.

Этот процесс в виде эпюр сигналов на выходе элементов схемы фиг. 1 показан на фиг. 3, 4 в реальном масштабе времени с параметрами, принятыми при моделировании.

Здесь на фиг. 3 иллюстрируется процесс обработки эхо-сигнала при соотношении баз ЛЧМИ В_лчм и ФКМИ В_фкм примерно равном: а на фиг. 4 при соотношении баз -

Поскольку эпюры на фиг. 3 и фиг. 4 соответствуют одним и тем же элементам схемы фиг. 1, их цифровые обозначения одинаковы.

Эпюра 33 фиг. 4 иллюстрирует эхо-сигнал на выходе двустороннего амплитудного ограничителя (блока 9). Здесь при моделировании амплитуда сигнала и уровень ограничения приняты одинаковыми

Эпюра 34 представляет собой сигнал на выходе СФ1 (блок 10), его мгновенное значение u₁₀(t). Этот сигнал является суммой автокорреляционной функции ФКМИ (обозначим ее r₁₁(t)), являющегося первым сигналом, с которым согласован СФ1, и взаимокореляционной функции ЛЧМИ (обозначим ее r₁₂(t), являющегося вторым сигналом:

Влияние ВКФ проявляется в некоторой асимметрии выходного сигнала u₁₀(t) независимо от базы. При этом в обоих случаях (эпюры 34) форма выходного сигнала СФ1 вполне характерна для АКФ 8 - элементного ФКМИ на основе D-кода, с которым СФ1 и согласован.

Это свертка сигнала с выхода приемника и ИХ СФ1 или сжатая составляющая ФКМИ входного сигнала, имеющая вид АКФ с основным и боковыми пиками, которые необходимо компенсировать.

Необходимо заметить, что для реализации возможности размещения эпюр сигналов на одной фигуре, использовались разные амплитудные коэффициенты. С одинаковыми коэффициентами показаны сравниваемые сигналы.

Эпюра 35 демонстрирует выходной сигнала ДФ1 (блок 11) u₁₁{t). Он представляет собой сумму следующих взаимокорреляционных функций. Прежде всего это ВКФ ФКМИ и парного ему ФКМИ, с которым согласована ИХ ДФ1, обозначим ее r_вкф11 (t). А также ВКФ ЛЧМИ и парного ЛЧМИ, обозначим ее т_вкф12(t), тогда:

Вид эпюр 35 так же характерен для обработки ФКМИ. Следует обратить внимание на «провал» в эпюре 35 в области основного лепестка АКФ (эпюра 34). Этот провал, а также фазовые соотношения боковых лепестков АКФ и ВКФ являются следствием соответствующего подбора импульсных характеристик СФ1 и ДФ1 и используются для взаимной компенсации боковых лепестков АКФ и ВКФ, а также шумов и помех в ходе последующей когерентной и некогерентной обработки.

Далее сигналы СФ1 и ДФ1 подвергаются когерентной суммарно -разностной обработке в первом сумматоре 14 и первом блоке вычитания 16, проходят первый 18 и второй 19 ограничители снизу на нулевом уровне 18 соответственно и подвергаются процедуре пересечения в блоке пересечения 22.

На один вход этого блока поступает ограниченный снизу сигнал суммы U_∑1(t) в виде: На другой его вход поступает сигнал разности U_A1(t) в виде: . Здесь буквой U обозначаются сигналы после ограничения снизу.

В первом блоке пересечения 22 сигналы подвергаются процедуре пересечения. На выходе блока будет сигнал U_∩l(t) в виде , который представлен эпюрой 36 фиг. 3, 4.

Использование свойства «парности» при подборе ИХ СФ1 и ДФ1, когерентной суммарно-разностной совместной обработки сигналов АКФ и ВКФ с выходов СФ1 и ДФ1, устранение отрицательных составляющих сигналов и применение процедуры пересечения позволяют в значительной мере скомпенсировать боковые лепестки АКФ и составляющие ВКФ.

В результате на выходе первого блока пересечения 22 будет сигнал, представленный эпюрами 36 на фиг. 3, 4, являющийся результатом работы канала, «настроенного» на ФКМИ в составе суммарного входного сигнала.

Сравнение эпюр 36 с эпюрами 34 (сигналы на выходе СФ1) свидетельствует о существенном подавлении боковых лепестков АКФ и ВКФ.

Аналогичная картина имеет место и при обработке суммарного сигнала в СФ2 и ДФ2, «настроенных» на ЛЧМИ.

При подаче на вход схемы суммарного сигнала на выходе СФ2 (блок 12) будет сигнал u₁₂(t) (эпюры 37), представляющий собой сумму автокорреляционной (АКФ) r₂₂{t) ЛЧМИ и взаимокореляционной функции (ВКФ) r_2l(t) ФКМИ:

Здесь (эпюра 37) еще более характерно проявление асимметрии в форме выходного сигнала СФ2. Вместе с тем, вид эпюр 37 характерен для согласованной обработки ЛЧМИ, не смотря на асимметрию формы.

Выходной сигнал ДФ2 (блок 13) u₁₃(t) (эпюры 38) представляет собой сумму ВКФ ЛЧМИ и парного ему ЛЧМИ, с которым согласована ИХ ДФ2, обозначим ее r_вкф22(t). А также ВКФ ФКМИ и парного ФКМИ, на который настроена ИХ ДФ2. Обозначим ее r_вкф21(t)>тогда:

Вид эпюр 38 фиг. 3 так же характерен для обработки ЛЧМИ.

Следует заметить, что ВКФ r_вкф11(t) и r_вкф22(t) являются полностью зеркальными, а ВКФ r_вкф12(t) и r_вкф21(t) - частично (наполовину) зеркальными, что при обработке обеспечивает их взаимную компенсацию.

Далее по аналоги с первым каналом сигналы СФ2 и ДФ2 подвергаются когерентной суммарно-разностной обработке во втором сумматоре 15 и втором блоке вычитания 17, проходят третий 20 и четвертый 21 ограничители снизу на нулевом уровне и подвергаются процедуре пересечения во втором блоке пересечения 23.

На один вход этого блока поступает ограниченный снизу сигнал суммы U_∑22(t) в виде: На другой его вход поступает сигнал разности U_Δ2(t) в виде:

Во втором блоке пересечения 22 сигналы подвергаются процедуре пересечения. На выходе блока будет сигнал U_∩2(t) в виде который представлен эпюрой 39 фиг. 3, 4.

Использование свойства «парности» при подборе ИХ СФ2 и ДФ2, когерентной суммарно-разностной совместной обработки сигналов АКФ и ВКФ с выходов СФ2 и ДФ2, устранение отрицательных составляющих сигналов и применение второй процедуры пересечения позволяют в значительной мере скомпенсировать боковые лепестки АКФ ЛЧМИ и составляющие ВКФ, как и случае с обработкой ФКМИ в первом канале.

Эпюры 39 представляют результат работы канала, «настроенного» на ЛЧМИ в составе суммарного входного сигнала.

Сравнение эпюр 39 с эпюрами 37 (сигналы на выходе СФ2) свидетельствует о существенном подавлении боковых лепестков АКФ и ВКФ.

Далее сигналы подвергаются обработке в третьем блоке пересечения 24 и на его выходе будет сигнал (эпюры 40) в виде

Эпюры 40 являются уже результатом работы всей схемы. Как следует из эпюр, боковые лепестки выходных сигналов каждой пары каналов оказываются практически полностью подавленными. Это является следствием использования свойств применяемых сигналов, соответствующим построением схемы обработки и включаемых процедур.

Сравнение эпюры 40 нормированного выходного сигнала для заявляемого способа с аналогичным сигналом для способа-прототипа свидетельствует о практически одинаковой компенсации боковых лепестков АКФ.

Необходимо заметить, что иллюстрация работы схемы демонстрацией эпюр на выходе каждого элемента схемы ограничивается возможностями моделирования и громоздкостью представления. Поэтому на фиг. 3 и фиг. 4 представлены сигналы в «ключевых» точках в предположении очевидности результатов суммарно-разностной обработки и ограничения, исходя из наличия «начальных» и «конечных» результатов.

Кроме того, принятые при моделировании параметры сигналов и используемый для иллюстрации работы масштаб не позволяют продемонстрировать фазовые соотношения пиков АКФ и ВКФ, которые являются следствием указанного ранее выбора импульсных характеристик ДФ1 и ДФ2 относительно СФ1 и СФ2 соответственно и используются в дальнейшей обработке для компенсации боковых пиков АКФ, пиков ВКФ, шумов и помех.

Аналогичным образом производится обработка и компенсация шумов и помех.

Исследование влияния соотношения баз суммируемых сигналов на результаты обработки (степень компенсации помех, шумов, боковых лепестков АКФ и ВКФ) свидетельствует о том, что при изменении отношения В_дчм/В_фкм на порядок, изменения степени компенсации не превышает 10…12%. Этот вывод подтверждается результатами моделирования при сопоставлении выходных сигналов схемы обработки для различных соотношений баз суммируемых сигналов эпюры 40 на фиг. 3 и фиг. 4, где показаны нормированные значения сигналов на выходе блока 24 в крупном масштабе.

Анализ показывает, что выбор соотношения баз зависит от задачи, решаемой РЛС, класса используемых сигналов, требований к разрешающей способности по дальности и дальности действия, показателям качества и др.

Вместе с тем, в качестве общих выводов и рекомендаций по выбору соотношения баз при использовании заявляемого способа можно сделать следующие.

При одинаковых базах ФКМ и ЧМ, сигналы с ЧМ имеют несколько меньший уровень боковых лепестков АКФ и ВКФ по среднеквадратическому и минимаксному критерию и более помехоустойчивы в условиях шумов и помех, включая сигналоподобные (коррелированные). Сигналы с ЧМ проще в синтезе и установке требуемого значения базы (не требуется, как в случае ФКМ обеспечения четности значения М, а также соответствующей установки фаз парциальных импульсов при формировании сигнала).

При этом чем больше различие в значении баз, тем сильнее проявляются различия в характере и степени воздействия всех видов помех и, прежде всего, коррелированных, следовательно, может быть выше помехоустойчивость.

Кроме того, увеличение различия в базах повышает структурную скрытность зондирующего сигнала за счет изменения формы. Достаточно сравнить эпюры 33 на фиг. 3 и фиг. 4.

Поэтому в целом в пределах заданных ограничений, например, по широкополосности нужно стремиться для относительно малых баз (порядка десятков) обеспечивать более сильное неравенство В_лчм>В_фкм (В_лчм>В_фкм <10); для средних баз (порядка сотен) это неравенство может быть «ослаблено» (В_лчм/В_фки≤3); а для больших баз (В~10³) возможно примерное равенство (В_лчм≥В_фкм).

Разумеется, приведенные рекомендации имеют весьма общий характер и в каждом конкретном случае при выборе соотношения В_лчм/В_фкм нужен учет конкретных ограничений.

Эффективность компенсации шума в заявляемом способе рассмотрим на примере обработки смеси сигнал плюс шум.

Для этого представим эхо-сигнал u₂₅(t) в виде суммы полезного сигнала u_c(t) и шума n(t), распределенного по нормальному закону с нулевым средним значением и СКО σ_ш в виде При этом отношение амплитуды полезного сигнала U_max к СКО шума примем примерно равным единице:

Процесс обработки входной смеси аналогичен рассмотренному на фиг. 3 при обосновании принципа работы схемы, поэтому иллюстрируется эпюрами сигналов на выходах только «ключевых» элементов схемы, представленными на фиг. 5.

Здесь эпюра 41 представляет входной сигнал; эпюра 42 - сигнал на выходе двустороннего амплитудного ограничителя 9 с уровнем ограничения U_огр, примерно равным СКО шума σ_ш; эпюра 43 - сигнал на выходе первого блока пересечения 22; эпюра 44 - сигнал на выходе второго блока пересечения 23; эпюра 45 - сигнал на выходе третьего блока пересечения 24 (на выходе схемы заявляемого способа); эпюра 46 - сигнал на выходе схемы способа-прототипа, работа которого также моделировалась. Все выходные сигналы 43…46 нормированы относительно максимума (амплитуды полезного сигнала).

Различие в форме эпюр, представляющих выходные сигналы заявляемого способа (эпюра 45) и прототипа (эпюра 46), объясняется тем, что в случае прототипа использовалось выделение огибающей сигнала и сглаживание. В случае заявляемого способа это не использовалось в целях упрощения моделирования. Что практически не влияет на результаты обработки.

Как следует из эпюры 45 выходного сигнала схемы обработки, боковые пики АКФ почти полностью скомпенсированы (как и в отсутствие шума) и существенно подавлен шум. Имеются отдельные шумовые всплески, оставшиеся не скомпенсированными.

Качественная оценка степени компенсации шума в заявляемом способе (эпюра 45) по сравнению со способом-прототипом (эпюра 46) следует из сравнения этих сигналов при одинаковых входных сигналах.

Основные пики АКФ для обоих объектов совпадают, боковые пики АКФ и большая часть шумовых всплесков как в заявляемом способе, так и в способе-прототипе, оказываются подавленными. При этом максимальные шумовые выбросы в заявляемом способе заметно меньше, чем в прототипе при примерно одинаковых средних значениях. Можно сделать вывод о том, что заявляемый способ по крайней мере не проигрывает известному по степени компенсации шума. Что подтверждается на множестве реализаций при моделировании.

Количественная оценка степени компенсации шума заявляемым способом осуществлялась путем нахождения отношения дисперсии (мощности) шума на выходе схемы объекта-прототипа к дисперсии шума на выходе схемы заявляемого способа. Это отношение дисперсий, полученное осреднением по множеству реализаций, составило 2,1.

Таков выигрыш заявляемого способа в помехоустойчивости приема относительно слабого сигнала на фоне шума по сравнению с прототипом.

Для исследования процесса компенсации помех заявляемым объектом представим эхо-сигнал u₂₅(t) в виде суммы полезного сигнала u_c(t), шума n{t), распределенного по нормальному закону с нулевым средним значением и СКО σ_ш ~ 1 и совокупности произвольных типовых помех действующих на частоте и в полосе принимаемого отраженного сигнала.

Виды действующих помех крупным планом представлены на фиг. 6.

В качестве помех использованы: 1 - ФКМ импульсная помеха в виде семиэлементного кода Баркера с длительностью дискреты, равной длительности парциального импульса τ₀ ФКМ-составляющей суммарного сигнала (эпюра 47); 2 - помеха типа «шумовая вспышка» длительностью τ_ш - 6τ₀ (эпюра 48); 3 - помеха в виде короткого радиоимпульса длительностью τ_и1<τ₀ (эпюра 49), представляющая собой - 1,5 периода несущей частоты; 4 - помеха в виде достаточно длинного радиоимпульса длительностью (эпюра 50); 5 - импульсная помеха в виде ЛЧМ-радиоимпульса с центральной частотой, равной несущей частоте f₀, базой В - 4 и длительностью

Тогда на входе приемника действует смесь в виде причем, помехи не накладываются на полезный сигнал и раздельны во времени.

Примем при этом отношение амплитуды полезного сигнала к СКО шума несколько больше единицы для более наглядного представления результатов, а амплитуды всех принятых помех существенно превышают амплитуду полезного сигнала

Необходимо подчеркнуть, что помехи в виде ФКМИ и ЛЧМИ являются сигналоподобными, поскольку составляющие полезного сигнала, как было показано ранее, так же представляют собой ФКМИ и ЛЧМИ (фиг. 2, эпюры 26 и 29 соответственно) с близкими частотно-временными параметрами. Поэтому указанные помехи являются коррелированными с полезным сигналом, что проявляется в степени накопления этих сигналов в СФ и ДФ (будет показано далее). К подобным помехам можно отнести и «длинный» радиоимпульс.

Процесс обработки входной смеси полезного сигнала, шума и помех аналогичен рассмотренной ранее обработке полезного сигнала (фиг. 3, фиг. 4). Поэтому используем те же выходные сигналы для анализа и пояснения результатов обработки входной смеси, которые представлены на фиг. 7, где обозначены: 52 - сигнал на входе приемника u_BX(t), включающий в себя эхо-сигнал, скрытый в шуме - I, ФКМ импульсную помеху - II, помеху типа «шумовая вспышка» - III, помеху в виде короткого радиоимпульса - IV, помеху в виде длинного радиоимпульса - V, ЛЧМ импульсную помеху VI, действующие на фоне шума; 53 - сигнал на выходе двустороннего амплитудного ограничителя 9; 54 - сигналы на выходе согласованного фильтра СФ1 (блок 10), в составе сжатого ФКМИ (полезный сигнал в виде АКФ - I) и накопленных помех в виде соответствующих ВКФ); 55 - сигналы на выходе ДФ1 (блок 11) в составе соответствующих ВКФ; 56 -сигналы на выходе первого блока пересечения 22 (на выходе канала, «настроенного» на обработку ФКМИ) в составе сжатого полезного сигнала ФКМИ -1 и накопленных и не скомпенсированных остатков помех - II, V и VI (обозначены наиболее выделяющиеся помехи); 57 - сигналы на выходе согласованного фильтра СФ2 (блок 12), в составе сжатого ЛЧМИ (полезный сигнал в виде АКФ - I) и накопленных помех в виде соответствующих ВКФ); 58 - сигналы на выходе ДФ2 (блок 13) в составе соответствующих ВКФ; 59 - сигналы на выходе второго блока пересечения 23 (на выходе канала, «настроенного» на обработку ЛЧМИ) в составе сжатого полезного сигнала ЛЧМИ - I и накопленных и не скомпенсированных остатков помех - II, V и VI; 60 - сигнал на выходе третьего блока пересечения 24 в виде полезного сигнала - I и остатков помех, скомпенсированных примерно до уровня шума.

Эпюры 54, 55, 57, 58 представлены в одинаковом амплитудном масштабе, а эпюры выходных сигналов 56, 59, 60 нормированы относительно максимума.

Для анализа помехоустойчивости и сопоставления результатов обработки важны эпюры 56, 59 и 60.

Как было отмечено ранее, в основе способа лежит использование различий в амплитудно-фазовом накоплении помех в СФ для разно классовых сигналов, составляющих суммарный сигнал с целью их взаимной компенсации с помощью предлагаемого алгоритма обработки. Действительно, это подтверждается результатами моделирования на фиг. 7 для произвольно выбранных помеховых сигналов при произвольной реализации шума. Эпюра 56 (для канала обработки ФКМИ) свидетельствует о заметном накоплении ФКМ помехи - II, помехи в виде «длинного» импульса - V и существенно меньшем накоплении ЧМ помехи - VI. В то же время эпюра 59 (для канала обработки ЛЧМИ) свидетельствует о существенном накоплении ЧМ помехи - VI и относительно слабом накоплении помех типа II и V. Реализация процедуры пересечения над сигналами, обозначенными эпюрами 56 и 59, в третьем блоке пересечения 24 дает выходной сигнал (эпюра 60), где сохранен полезный сигнал и взаимно скомпенсированы сигналы помех и, прежде всего, коррелированных, примерно до уровня существенно ослабленного шума.

Разумеется, параметры коррелированных помех могут быть самыми различными и результаты компенсации могут отличаться. Однако моделирование и анализ показывают, что представленные на фиг. 7 результаты представляют собой типовой случай, хотя и достаточно сложный с точки зрения помеховой ситуации.

Более наглядно оценка степени компенсации помех в заявляемом объекте по сравнению с прототипом представлена на фиг. 8, где так же использован типовой случай.

Здесь эпюра 61 иллюстрирует входную смесь и аналогична эпюре 52 на фиг. 7. Отличие заключается в некотором изменении параметров ЛЧМ-помехи (VI) в сторону большей корреляции с полезным сигналом (его ФКМ составляющей).

Эпюра 62 представляет выходной сигнал объекта-прототипа, нормированного к максимуму помехи, поэтому вследствие большой амплитуды накопленной помехи шумы не различимы. Как следует из эпюры, накапливаются и полезный сигнал - I, и ФКМ помеха - II, и ЛЧМ помеха - VI. Амплитуды помех на выходе пропорциональны входным амплитудам и коэффициентам корреляции сигналоподобных помех с полезным сигналом.

Эпюра 63 представляет нормированный выходной сигнал объекта-прототипа, для случая включения в его схеме двустороннего амплитудного ограничителя на выходе приемника. Здесь амплитуда помех на выходе не превышает амплитуду полезного сигнала, но помеха не компенсируется. Данный гипотетический вариант приведен для лучшего пояснения сути и преимущества заявляемого способа.

Эпюра 64 иллюстрирует нормированный выходной сигнал заявляемого способа. Здесь, как и для других рассмотренных при моделировании ситуаций, имеет место накопление полезного сигнала и компенсация всех видов помех до уровня ослабленного шума.

Сравнение эпюр 62 (для прототипа) и 64 (для заявляемого способа) на качественном уровне свидетельствует о существенном выигрыше в помехоустойчивости в условиях сигналоподобных (коррелированных) помех заявляемого способа по сравнению с прототипом.

Количественная оценка степени компенсации используемых при моделировании помех заявляемым способом осуществлялась путем нахождения усредненного выигрыша в отношении сигнал / (помех + шум) на выходе заявляемого объекта к соответствующему отношению на выходе объекта-прототипа, которое составило не менее 15, 5 раз.

Оценивая повышение структурной скрытности в заявляемом способе учтем следующие соображения. Поскольку результирующий зондирующий сигнал как сумма двух сигналов разных классов приближается к случайному, правомерно [Каневский З.М., Литвиненко В.П. Теория скрытности. Воронеж: ВГУ, 1991. - 76 с.] принять за эквивалентную базу такого сигнала В_э произведение баз составляющих сигналов: Тогда показатель структурной скрытности сформированного сигнала будет Примем значения баз примерно одинаковыми

Кроме того, учтем потенциальные возможности по повышению скрытности, заключающиеся в случайной вариации амплитуд суммируемых сигналов в пределах допустимых значений при формировании зондирующего сигнала. Это возможно потому, что при приеме используется двустороннее ограничение, исключающее влияние этой вариации на результаты обработки.

Пусть число таких вариаций k_с будет: k_c=2^N, где N=0, 1, 2, … В этом случае показатель структурной скрытности преобразуется к виду:

Для сравнения в качестве скрытности для способа - прототипа используем выражение и оценим выигрыш в скрытности V, достигаемый заявляемым способом в виде отношения S_{стр э} / S_стр. Тогда общее выражение для выигрыша приобретает вид

Нижнее граничное значение выигрыша при отсутствии вариации амплитуд (N=0) будет следующим:

В рассматриваемой модели при обосновании способа использовался ФКМ-радиоимпульс с базой В=8. В этом случае нижняя граница выигрыша в структурной скрытности зондирующего сигнала для заявляемого способа по сравнению с прототипом составляет 6 раз.

Весьма близкие результаты по помехоустойчивости и скрытности имеют место, как показывает моделирование, если вместо ЛЧМ-импульса в качестве второй составляющей зондирующего сигнала формируется импульс с V-образной ЧМ, а также с квадратичной ЧМ.

Таким образом, реализация заявляемого способа радиолокации обеспечивает улучшение помехоустойчивости РЛС в условиях шумов и сигналоподобных (коррелированных) помех (в рассмотренном случае в 2,2 раза и 15,5 раз соответственно) и повышение структурной скрытности сигнала в 6 раз.

Необходимо заметить, сопоставляя «в целом» заявляемый способ с прототипом, что способ нелинейной радиолокации (прототип) является частным случаем предлагаемого способа. Действительно, для этого достаточно в предлагаемом способе в блоке 2 при формировании ФКМ-радиоимпульса организовать соответствующую манипуляцию начальных фаз ϕ_i парциальных импульсов в виде ϕ_i={0, π/2} в соответствии с принятым кодом, а принимать эхо-сигнал на второй гармонике несущей частоты. Моделирование полностью подтверждает этот вывод. Предлагаемый способ радиолокации, сохраняя все возможности известного способа, обеспечивает новое качество и является более общим.

Анализ известных технических решений в области радиолокации показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных операций и их последовательности, определившим путь достижения технического результата, заключающегося в улучшении помехоустойчивости РЛС в условиях сигналоподобных (коррелированных) помех и повышении структурной скрытности сигнала, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».

Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что позволяет считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».

Предлагаемое техническое решение промышленно применимо, так как для его реализации могут быть использованы типовые радиотехнические узлы [Алексеенко А.Г. Применение прецизионных аналоговых интегральных микросхем. - М.: Радио и связь, 1981. - 354 с; Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С, Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. / Под ред. профессора А.П. Жуковского М.: Высшая школа, 1989. - 342 с.] и устройства, применяемые в РЛС [Ширман Я.Д., Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. - М.: Радио и связь, 1981. - 416 с., Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. / Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высшая школа, 1984. - 335 с.

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способам и технике радиолокации, и может использоваться для поиска и обнаружения объектов, отражающих электромагнитные волны. Техническим результатом является улучшение помехоустойчивости радиолокационных станций в условиях сигналоподобных помех и повышение структурной скрытности зондирующего сигнала. В заявленном способе зондирующий сигнал формируют в виде линейной суммы двух независимых равномерных по амплитуде сложных сигналов разных классов одинаковой длительности, амплитуды с примерно одинаковыми или различными базами на одной несущей частоте, например, в виде фазокодоманипулированного импульса и частотно-модулированного импульса. Эхо-сигнал после приема и усиления ограничивают по амплитуде на уровне среднеквадратического значения собственного шума приемника для выравнивания мощных помех с полезным сигналом. Далее производят независимую согласованную обработку каждого из сигналов, составляющих общую сумму в виде эхо-сигнала. Формирование зондирующего сигнала указанным способом, использование при обработке импульсных характеристик согласованных и дополнительных фильтров, реализующих свойство парности D-кодов, а также принципа суммарно-разностной обработки совместно с операцией пересечения, обеспечивают декорреляцию помех в независимых каналах фазовой модуляции и частотной модуляции, прежде всего сигналоподобных или структурных. 8 ил.

Способ радиолокации, заключающийся в формировании зондирующего сигнала, одной из составляющих которого является фазокодоманипулированный радиоимпульс заданной длительности, получаемый путем смыкания М=2^k, где k=2, 3, …, при ограниченном значении k, парциальных радиоимпульсов несущей частоты зондирующего сигнала f₀ одинаковой амплитуды u₀, одинаковой длительности τ₀ при ограниченном числе Р>1 различающихся возможных значений начальной фазы колебаний ϕ_i каждого из парциальных радиоимпульсов, где излучении зондирующего сигнала в зондируемую область пространства, приеме эхо-сигнала от объекта, одновременной обработке эхо-сигнала в первом согласованном фильтре с импульсной характеристикой, зеркальной по отношению к закону внутриимпульсной манипуляции фазы сформированного фазокодоманипулированного радиоимпульса, в первом дополнительном фильтре, первая половина импульсной характеристики которого противоположна по фазе первой половине импульсной характеристики первого согласованного фильтра, а вторая половина совпадает со второй половиной импульсной характеристики первого согласованного фильтра, и во втором дополнительном фильтре, сигналы с выходов первого согласованного и первого дополнительного фильтров одновременно подвергают первому суммированию и первому вычитанию, в организации первой процедуры пересечения, первого ограничения снизу на нулевом уровне, сигналы с выхода второго дополнительного фильтра одновременно подают для организации второго суммирования и второго вычитания, в организации второй процедуры пересечения, второго ограничения снизу на нулевом уровне, третьей процедуры пересечения, отличающийся тем, что в качестве второй составляющей зондирующего сигнала одновременно формируют частотно-модулированный радиоимпульс одинаковой с фазоманипулированным импульсом длительностью, несущей частотой, амплитудой и базой, равной или большей базы фазоманипулированного импульса, который затем суммируют с фазоманипулированным импульсом, при приеме эхо-сигнал подвергают двустороннему амплитудному ограничению, затем при обработке одновременно с первым согласованным и первым и вторым дополнительными фильтрами включают второй согласованный фильтр, импульсная характеристика которого зеркальна по отношению к закону внутриимпульсной модуляции частотно модулированного радиоимпульса, при этом первая половина импульсной характеристикой второго дополнительного фильтра противоположна по фазе первой половине импульсной характеристики второго согласованного фильтра, а вторая половина совпадает по фазе со второй половиной импульсной характеристики второго согласованного фильтра, первое и второе ограничение снизу на нулевом уровне производят после первого суммирования и первого вычитания соответственно перед первой процедурой пересечения, сигналы с выхода второго согласованного фильтра одновременно подают для второго суммирования и второго вычитания с сигналами второго дополнительного фильтра, вводят третье и четвертое ограничение снизу на нулевом уровне после второго суммирования и второго вычитания соответственно перед второй процедурой пересечения, а сигналы первого и второго пересечения подают для третьей процедуры пересечения.