ФИЛЬТР СИГНАЛА С V-ОБРАЗНОЙ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ Российский патент 2023 года по МПК H04B1/12 H04B1/7107 H04L27/10 

Изобретение относится к области радиолокации, в частности, к способам и технике обработки радиолокационных сигналов и может использоваться для построения радиолокационных устройств обработки сигналов.

Известны согласованные фильтры сигналов с частотной модуляцией, например, согласованный фильтр для сигнала с V-образной частотной модуляцией (ЧМ) [Ч. Кук, М. Бернфельд. Радиолокационные сигналы. Пер. с английского под ред. В.С. Кельзона. - М.: Сов. радио, 1971. - 568 с, ил., рис. 4.17, с. 115 - Блок-схема согласованного фильтра для сигнала с V-образной ЧМ].

К недостаткам известного фильтра-аналога следует отнести высокий уровень боковых лепестков автокорреляционной функции (АКФ) и недостаточную помехоустойчивость в условиях действия шумов и помех.

Из известных устройств наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к заявляемому (прототипом) является фильтр сигнала с V-образной ЧМ [Пат. 2767317 Российская Федерация, МПК Н04В 1/12, Н04В 1/707. Фильтр сигнала с V-образной частотной модуляцией / Е.В. Кравцов, Р.И. Рюмшин, М.О. Лихоманов, О.Н. Дудариков, Б.М. Яценко; заявитель и патентообладатель ВУНЦ ВВС «ВВА». - №2021112631 заявл. 29.04.2021; опубл. 17.03.2022].

Известный фильтр-прототип содержит блок разделения сигналов, вход которого является входом фильтра, первый выход блока разделения связан с входом первого фильтра сжатия, второй выход блока разделения одновременно связан через второй фильтр сжатия с вторым входом первого сумматора и с входом вычитаемого первого блока вычитания, выход первого фильтра сжатия одновременно связан с первым входом первого сумматора, выход которого подключен через первый ограничитель снизу к первому входу первого блока пересечения, и с входом уменьшаемого первого блока вычитания, выход которого подключен через второй ограничитель снизу к второму входу первого блока пересечения, при этом импульсная характеристика первого фильтра сжатия согласована со всем сигналом, одна половина импульсной характеристики второго фильтра сжатия противофазна соответствующей половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия, а вторая половина синфазна второй половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия. Выходом известного фильтра является выход первого блока пересечения.

Назначение элементов и работа фильтра-прототипа, как составной части заявляемого устройства, будет описана далее при пояснении предлагаемого устройства.

Фильтр-прототип по сравнению с фильтром-аналогом обеспечивает существенное снижение уровня боковых лепестков АКФ и повышение помехоустойчивости в условиях действия шумов и помех.

Вместе с тем к недостаткам известного фильтра-прототипа следует отнести сравнительно высокий уровень боковых лепестков АКФ особенно в области, непосредственно примыкающей к основному лепестку. Относительный уровень этих лепестков достигает не менее 20% от основного, что приводит к маскированию слабых полезных сигналов.

Кроме того, в условия действия мощных помех оказывается недостаточной помехоустойчивость фильтра-прототипа.

Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, состоит в организации структуры обработки сигнала с V-образной ЧМ, обеспечивающей ортогонализацию боковых пиков АКФ, особенно в области, примыкающей к основному лепестку, пиков ВКФ, а также шумов и помех в каналах обработки и их взаимную частичную или полную компенсацию, и приводящей к повышению помехоустойчивости.

Техническим результатом изобретения является уменьшение количества и снижение уровня боковых пиков АКФ и относительного уровня шумов и помех на выходе фильтра.

Технический результат достигается тем, что в известный фильтр сигнала с V-образной ЧМ, содержащий блок разделения сигналов, вход которого является входом фильтра, первый выход блока разделения связан с входом первого фильтра сжатия, второй выход блока разделения одновременно связан через второй фильтр сжатия с вторым входом первого сумматора и входом вычитаемого первого блока вычитания, выход первого фильтра сжатия одновременно связан с первым входом первого сумматора, выход которого подключен через первый ограничитель снизу к первому входу первого блока пересечения, и входом уменьшаемого первого блока вычитания, выход которого подключен через второй ограничитель снизу к второму входу первого блока пересечения, при этом импульсная характеристика первого фильтра сжатия согласована со всем сигналом, а одна половина импульсной характеристики второго фильтра сжатия противофазна соответствующей половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия, а вторая половина синфазна второй половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия, введены третий фильтр сжатия, связанный входом с третьим выходом блока разделения сигналов, а выходом одновременно с вторым входом второго сумматора, выход которого подключен через третий ограничитель снизу к первому входу второго блока пересечения, и входом вычитаемого второго блока вычитания, выход которого подключен через четвертый ограничитель снизу к второму входу второго блока пересечения, выход которого связан с вторым входом третьего блока пересечения, первый вход которого связан с выходом первого блока пересечения, а первый вход второго сумматора и вход уменьшаемого второго блока вычитания одновременно связаны с выходом первого фильтра сжатия, при этом импульсная характеристика третьего фильтра сжатия инверсна сигналу по виду закона изменения частоты и выход третьего блока пересечения является выходом фильтра.

Сущность заявляемого изобретения состоит в добавлении к используемым в известном фильтре частотной симметрии сигнала с V-образной ЧМ в первом фильтре сжатия и фазовой асимметрии во втором фильтре сжатия с последующей суммарно-разностной обработкой, обеспечивающей ортогонализацию боковых лепестков АКФ, ВКФ, шумов и помех на входах первого блока пересечения, использования инверсности вида закона изменения частоты в третьем фильтре сжатия с последующей аналогичной обработкой, обеспечивающей ортогонализацию указанной смеси на входах второго блока пересечения, имеющей случайный характер относительно смеси на входах первого блока пересечения.

В силу использования различных физических факторов, декорреляция компенсируемых элементов сигналов, шумов и помех на входах третьего блока пересечения возрастает. Что увеличивает степень подавления этих элементов на выходе фильтра. На основе этого удается обеспечить заявляемые преимущества в обработке сигналов.

Предлагаемое изобретение поясняется фигурами графического материала. На фиг. 1 представлена структурная схема заявляемого фильтра. На фиг. 2-5 изображены полученные в результате моделирования эпюры напряжений в различных точках схемы и для различных случаев, иллюстрирующие процесс и результаты обработки сигналов.

На фиг. 1 показаны: 1 - блок разделения сигналов; 2, 3, 4 - первый, второй и третий фильтры сжатия; 5, 6 - первый и второй сумматоры; 7, 8 -первый и второй блоки вычитания; 9, 10, 11, 12 - первый, второй, третий и четвертый ограничители снизу на нулевом уровне; 13, 14, 15 - первый, второй, третий блоки пересечения.

Сущность, работоспособность и эффективность заявляемого фильтра поясняется путем имитационного моделирования работы структурной схемы, которое проведено на частоте ƒ₀, равной 8 МГц, при частоте дискретизации 96 МГц.

Импульс с V-образной ЧМ в пределах длительности τ_и можно представить как сумму двух линейно-частотно-модулированных импульсов в виде [Ч. Кук, М. Бернфельд. Радиолокационные сигналы. Пер. с английского под ред. В.С. Кельзона. - М.: Сов. радио, 1971. - 568 с., ил.]

В равенстве (1) слагаемые соответствуют выражениям

где А - амплитуда сигнала, μ=ƒ/τ_и - скорость изменения частоты. АКФ для такого сигнала состоит из четырех частей: двух автокорреляционных слагаемых, соответствующих и двух взаимокорреляционных слагаемых, соответствующих двум взаимным произведениям

Выраженная через эти слагаемые полная АКФ имеет вид

Основной вклад в эту функцию вносят автокорреляционные слагаемые, связанные соотношением где

Сумма основных слагаемых быстро спадает до уровня пьедестала, определяемого взаимокорреляционными членами, относительное значение которого определяет уровень боковых лепестков и составляет [Ч. Кук, М. Бернфельд. Радиолокационные сигналы. Пер. с английского под ред. В.С. Кельзона. - М.: Сов. радио, 1971. - 568 с., ил.]:

Как показано далее, пьедестал существует на всем интервале, равном удвоенной длительности импульса, и задача обработки заключается в его практически полной компенсации в сочетании с ослаблением шумов и помех.

Временные и частотные параметры радиоимпульса с V-образной ЧМ, синтезированного в соответствии с (1)-(3) приняты следующими: длительность импульса τ_и≈5,2 мкс; ширина спектра на уровне 0,1 - Δƒ≈10,8 МГц; база сигнала - В≈56.

Полученные для исследования сигнал и импульсные характеристики фильтров сжатия приведены на фиг. 2, где обозначены: 16 - входной импульс с Λ-образной ЧМ; 17 - импульсная характеристика первого фильтра сжатия, согласованная со всем сигналом; 18 - импульсная характеристика второго фильтра сжатия, половина которой противофазна соответствующей половине импульсной характеристики (ИХ) первого фильтра, а вторая половина синфазна второй половине ИХ первого фильтра, 19 - импульсная характеристика третьего фильтра сжатия, которая зеркальна по закону изменения частоты входному радиоимпульсу и имеет вид: V.

Импульсная характеристика первого фильтра сжатия (эпюра 17) описывается выражениями (1)-(3) с учетом зеркальности временной функции, отображающей сигнал (эпюра 17).

Импульсная характеристика второго фильтра сжатия (эпюра 18) также может быть получена на основании (1)-(3), если в выражении (3) ввести сдвиг начальной фазы равный л. ИХ синтезирована в виде двух половин взаимно симметричных по частоте и противоположных по фазе.

Импульсная характеристика третьего фильтра сжатия (эпюра 19) получается на основании (1)-(3), если в выражениях (2) и (3) изменить знаки в показателях экспоненциальных сомножителей на противоположные. Тогда ИХ приобретает по сравнению с сигналом «перевернутую» ЧМ вида «V».

Следует заметить, что выбор вида ЧМ входного сигнала на V-образный или «перевернутый» - Л, как в рассматриваемом случае, на пояснение принципа и результаты моделирования не влияет. В каждом случае, соответствующим образом устанавливаются импульсные характеристики фильтров сжатия. В названии заявляемого устройства использована установившаяся терминология: «Фильтр сигнала с V-образной ЧМ».

Процесс обработки входного сигнала в схеме фиг. 1 иллюстрируется эпюрами в характерных точках схемы, показанными на рис. 3.

Сигнал с Λ-образной ЧМ (эпюра 16 фиг. 2) поступает на вход блока разделения сигналов 1 (фиг. 1). Блок разделения, работающий как делитель мощности, обеспечивает подачу трех одинаковых сигналов на первый, второй и третий фильтры сжатия.

Поскольку ИХ первого фильтра сжатия согласована с сигналом этот сигнал сжимается и на выходе блока 2 имеет место АКФ с максимумом в момент окончания входного сигнала (фиг. 3, эпюра 20) и боковыми лепестками в виде пьедестала на протяжении 2τ_и.

В то же время из-за указанной рассогласованности ИХ второго фильтра сжатия 3 относительно сигнала, на выходе этого фильтра имеет место ВКФ с нулевым значением в момент окончания входного сигнала (фиг. 3, эпюра 21) и однородным уровнем, примерно равным пьедесталу АКФ на протяжении 2τ_и. Различаются фазы боковых пиков АКФ и пиков ВКФ. Слева от основного пика АКФ они противофазны, а справа синфазны. Принятый при моделировании масштаб не позволяет это обнаружить на эпюрах.

Далее сигнал АКФ поступает на первый вход первого сумматора 5, а сигнал ВКФ - на второй вход сумматора 5. Первый сумматор когерентно суммирует мгновенные значения АКФ и ВКФ, и на его выходе будет когерентная сумма (фиг. 3, эпюра 22). При этом из-за противофазности боковых лепестков АКФ и ВКФ слева от максимума АКФ они взаимно компенсируются. В то же время из-за синфазности справа от максимума АКФ они удваиваются.

Сигнал с выхода блока 5 подвергается ограничению снизу в первом ограничителе снизу на нулевом уровне 9, который «прореживает» боковые лепестки АКФ, выбросы ВКФ, шумов и помех (при их наличии), исключая отрицательные значения. Эпюра 23 представляет выходной сигнал блока 9.

Сигнал также поступает на вход уменьшаемого первого блока вычитания 7, а сигнал - на вход вычитаемого блока 7. На выходе первого блока вычитания будет когерентная разность поступивших сигналов в виде: (фиг. 3, эпюра 24). Наблюдается картина, обратная выходному сигналу сумматора 5. Скомпенсированными оказываются боковые лепестки АКФ справа от максимума и удвоенными - слева.

С выхода блока 7 сигнал подвергается ограничению снизу во втором ограничителе снизу на нулевом уровне 10. Ограничитель 10, как и 9 «прореживает» боковые лепестки АКФ, выбросы ВКФ, шумов и помех исключая их отрицательные значения. Сигнал на выходе блока 10 представлен эпюрой 25.

Далее сигналы с выхода первого и второго ограничителей снизу одновременно поступают на первый и второй входы первого блока пересечения 13, где подвергаются операции пересечения, свойства и структурная реализация которой приведены, например, в Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации // Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов, №3. - 1998. - С. 13-17, рис. 1. Применительно к указанным сигналам операция имеет вид

Из (6) следует, что процедура пересечения обеспечивает выбор меньшего по модулю из двух сопоставляемых значений (сигналов) со знаком, равным произведению знаков этих значений. Применение этой операции, позволяет исключать или минимизировать боковые пики АКФ и ВКФ, а также существенно уменьшать уровень шумов и помех.

Об этом свидетельствует сигнал с выхода блока пересечения 13, представленный на фиг. 3 эпюрой 26. По сути этот сигнал представляет собой выходной сигнал фильтра-прототипа.

Как следует из эпюры 26, боковые лепестки АКФ и ВКФ оказываются скомпенсированными практически на всей длительности. Однако, имеют место не скомпенсированные «остатки» в области, непосредственно примыкающей к основному лепестку (эпюра 26). Как показывает моделирование, относительный уровень этих боковых лепестков достаточно велик и составляет не менее 20% от основного, что может приводить к маскированию слабых полезных сигналов, расположенных в области, примыкающей к основному лепестку более мощного полезного сигнала.

Снижение уровня ближних боковых лепестков реализуется введенными в заявляемом устройстве элементами, фактически образующими второй канал обработки, в составе третьего фильтра сжатия 4, подключенного к третьему выходу блока разделения сигналов 1, второго сумматора 6, второго блока вычитания 8, третьего 11 и четвертого 12 ограничителей снизу и второго блока пересечения 14, и связями, объединяющими эти элементы между собой и с другими блоками схемы.

Работа этого канала иллюстрируется эпюрами 27-32, приведенными на фиг. 3.

Эпюра 27 представляет собой выходной сигнал третьего фильтра сжатия 4 Вид этого сигнала обусловлен импульсной характеристикой блока 4, которая, как было указано ранее, зеркальна по закону изменения частоты входному радиоимпульсу (эпюра 19, фиг. 2). Сигнал 27 является специфической формой ВКФ, где исключен основной лепесток в центре сигнала, а два боковых лепестка ВКФ расположены по краям. Вся ВКФ имеет ровно половину длительности АКФ симметричную относительно центра. Исключение основного лепестка в центре ВКФ имеет принципиальное значение так же, как и в ВКФ на выходе второго фильтра сжатия (эпюра 21).

Это позволяет применить все процедуры обработки, использованные ранее в первом канале, но с другой ВКФ.

Сигнал ВКФ с выхода блока 4 поступает на второй вход второго сумматора 6. Одновременно на первый вход этого сумматора поступает сигнал АКФ (эпюра 20) с выхода первого фильтра сжатия 2.

Второй сумматор 6 когерентно суммирует мгновенные значения АКФ и ВКФ и на его выходе будет когерентная сумма последних:

Одновременно сигнал АКФ поступает на вход уменьшаемого второго блока вычитания 8, а сигнал ВКФ - на вход вычитаемого блока 8. На выходе второго блока вычитания будет когерентная разность поступивших сигналов в виде:

При этом обеспечивается временная и фазовая ортогонализации боковых лепестков когерентной суммы (эпюра 28) и когерентной разности (эпюра 30) с сохранением в обоих случаях основного лепестка АКФ.

Для компенсации боковых лепестков АКФ сигнал с выхода блока 6 подвергается ограничению снизу в третьем ограничителе снизу на нулевом уровне 11. Вид сигнала на выходе блока 11 представлен эпюрой 29.

Одновременно сигнал с выхода блока 8 подвергается ограничению снизу в четвертом ограничителе снизу на нулевом уровне 12. Вид сигнала на выходе блока 12 представлен эпюрой 31.

Ограничители 11 и 12, как и в первом канале, частично «прореживают» боковые лепестки АКФ, выбросы ВКФ, шумов и помех, исключая их отрицательные значения и сохраняя временную ортогонализацию.

Далее сигналы с выхода третьего и четвертого ограничителей снизу одновременно поступают на первый и второй входы второго блока пересечения 14, где подвергаются операции пересечения в виде

Сигнал на выходе второго блока пересечения 14 представлен эпюрой 32 (фиг. 3). Он является выходным сигналом второго канала обработки.

Как следует из эпюры 32, сохранен основной лепесток АКФ, боковые лепестки существенно прорежены, располагаются на всем интервале длительности АКФ и имеют низкий уровень и, главное, низкий уровень характерен для области, примыкающей к основному лепестку.

Этот сигнал подается на второй вход третьего блока пересечения 15, на первый вход которого поступает сигнал с выхода первого блока пересечения 13 (эпюра 26).

Третий блок пересечения 15 реализует над поступившими сигналами (эпюра 26 и эпюра 32) операцию пересечения в виде

Результатом этой операции является выходной сигнал третьего блока пересечения представленный эпюрой 33 и являющийся выходным сигналом заявляемой схемы.

Сравнение этого сигнала с выходным сигналом прототипа (эпюра 26) позволяет зафиксировать преимущества заявляемой схемы по боковым лепесткам АКФ.

Для более наглядного сравнения выходные сигналы известной и заявляемой схемы представлены в нормированном (относительно основного лепестка) виде и более крупном масштабе на фиг. 4, где эпюра 34 соответствует выходному сигналу известной фильтра, а эпюра 35 -выходному сигналу заявляемого фильтра.

Как следует из сравниваемых эпюр, на качественном уровне оценки выигрыш по боковым лепесткам АКФ для заявляемого фильтра очевиден, как по количеству лепестков, так и по их уровню.

Количественная оценка выигрыша в уровне боковых лепестков АКФ найдена в виде отношения нормированных средних уровней боковых лепестков для фильтра – прототипа и заявляемого фильтра отношения дисперсий боковых лепестков соответственно D_пр, и D₃; отношения максимальных значений - соответственно U_{m пр} и U_{m 3}:

Количественная оценка работы в шумах найдена путем осреднения по множеству реализаций в виде отношения нормированных средних уровней шумовых выбросов для фильтра – прототипа и заявляемого фильтра а также отношения дисперсий шумовых выбросов D_{ш пр} и D_{ш 3} соответственно:

Сравнительные результаты количественной оценки работы в шумах свидетельствуют о не менее чем полуторном снижении как среднего уровня, так и дисперсии шумов в заявляемом фильтре относительно прототипа. Поскольку сравнивались шумы, нормированные к полезному сигналу, выигрыш в отношении дисперсий по сути представляет собой выигрыш в отношении сигнал/шум заявляемым фильтром по сравнению с прототипом. Этот выигрыш обусловлен компенсацией шума в заявляемом фильтре.

Для оценки компенсации помех заявляемым фильтром сформирован входной сигнал в виде суммы полезного сигнала шума n(t), распределенного по нормальному закону с нулевым средним значением и среднеквадратическим отклонением (СКО) σ_ш=1 В и совокупности произвольных типовых помех действующих на частоте полезного сигнала: Причем, помехи не накладываются на полезный сигнал и раздельны по времени действия.

Вид входного сигнала иллюстрируется эпюрой 36 на фиг. 5, где полезный сигнал скрыт в шуме (U_c / σ_ш=1), а помехи обозначены римскими цифрами.

В качестве помех использованы: I - широкополосная импульсная помеха в виде фазокодоманипулированного импульса (ФКМ) с произвольной манипуляцией начальных фаз парциальных импульсов в виде {0, 0, π, π, 0, π) и шириной спектра примерно 3 МГц; II - мощная шумовая помеха, «накрывающая» спектр полезного сигнала; III - помеха в виде короткого радиоимпульса, примерно совпадающего по длительности со сжатым полезным сигналом; IV - помеха в виде длинного радиоимпульса.

Амплитуды всех помех, как видно на фиг. 5, существенно превышают полезный сигнал U_{п i max}>>U_c. Длительности помех I, II и III примерно совпадают с длительностью полезного сигнала. По времени воздействия помехи разнесены незначительно так, что, «растягиваясь» в фильтрах сжатия, накладываются друг на друга, образуя некоторую «интегральную» помеху. Это позволяет получить приближенную обобщенную оценку помехоустойчивости сравниваемых фильтров, в целом представляя достаточно сложный вариант воздействия.

При моделировании использованы те же помехи, что и при исследовании прототипа. Принятый при моделировании масштаб не позволяет отобразить «тонкую» структуру помеховых сигналов.

Процесс обработки входной смеси полезного сигнала, шума и помех аналогичен подробно рассмотренной ранее обработке полезного сигнала (фиг. 3, 4). Поэтому на фиг. 5 показаны лишь результаты обработки в виде эпюр выходных напряжений 37 и 38, приведенных для возможности сравнения к единому амплитудному масштабу путем нормировки к амплитуде полезного сигнала. То есть полезный сигнал на выходах схем имеет единичную амплитуду, а помехи представляют собой отношения помеха/сигнал, шум/сигнал на выходах сравниваемых схем.

Эпюра 37 на фиг. 5 представляет собой выходной сигнал фильтра-прототипа, а эпюра 38 - выходной сигнал заявляемого фильтра. Сравнение эпюр выходных сигналов на качественном уровне позволяет сделать вывод о выигрыше заявляемого фильтра в помехоустойчивости в условиях воздействия «интегральной» помехи. Помехи на выходе заявляемого фильтра меньше по амплитуде и более разрежены во времени.

Количественная оценка помехоустойчивости найдена в виде отношения средних уровней нормированной интегральной помехи на выходе для фильтра-прототипа и заявляемого фильтра а также отношения дисперсий помехи D_{п пр} и D_{п 3} соответственно:

Имеет место двукратный выигрыш в помехоустойчивости заявляемого фильтра относительно известного.

Все количественные оценки найдены для нормированных к полезному сигналу шумов и помех, поэтому сравнения представляются вполне корректными, а относительный характер сравнения и обобщенное представление помех в виде «интегральной помехи» позволяют считать полученные оценки помехоустойчивости достаточно общими для вывода об эффективности заявляемого фильтра.

Таким образом, реализация заявляемого фильтра сигнала с V-образной ЧМ по сравнению с известным фильтром обеспечивает:

уменьшение количества и снижение относительного уровня боковых пиков АКФ не менее чем в два раза;

снижение среднего уровня и дисперсии шума не менее чем в полтора раза;

двукратный выигрыш в помехоустойчивости в условиях воздействия «интегральной» помехи.

Возможности по технической реализации элементов заявляемого фильтра не вызывают затруднений.

Блок разделения сигналов 1 может быть выполнен в виде простого трехполюсника из четырех узлов и трех ветвей, например, на основе структуры, приведенной в Зиновьев А. Л., Филиппов Л. И. Введение в теорию сигналов и цепей. - М.: Высшая школа, 1975. - 263 с. ил., стр. 138, рис. 3.3, а.

Фильтры сжатия могут быть реализованы в виде широко распространенных устройств на поверхностных акустических волнах (ПАВ), например, как согласованные фильтры сигнала с линейной частотной модуляцией на ПАВ, описанные в Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С, Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. профессора А.П. Жуковского М.: Высшая школа,1989. - 342 с., ил, стр. 250, рис. 12.22, 12.23; либо как конвольверы на ПАВ (см. там же, стр. 251, рис. 12.26).

Сумматоры и блоки вычитания могут быть выполнены по обычной схеме усилителей на два входа или с прямым и инверсным входами по типу описанных в Алексеенко А.Г. Применение прецизионных аналоговых интегральных микросхем. - М.: Радио и связь, 1981. - 354 с., ил., с. 77, рис. 3.2.

Ограничители снизу на нулевом уровне могут быть выполнены по простой схеме диодного детектора [Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высшая школа, 1984. - 335 с., стр. 140, рис. 5.12].

Блоки пересечения могут быть реализованы на базе сумматоров, вычитающих устройств и устройств вычисления модуля ([Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации // Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов, №3. - 1998. - С. 13-17, стр. 14, рис. 1]; [Алексеенко А.Г. Применение прецизионных аналоговых интегральных микросхем. - М.: Радио и связь, 1981. - 354 с., стр. 77, рис. 2, 3]; [Боровский В.П., Костенко В.И., Михайленко В.М. и др. Справочник по схемотехнике для радиолюбителя. Под ред. А.П. Бобровского. - К.: Техника, 1989. - 456 с., ил.„ стр. 211, рис. 12.4]).

Анализ известных технических решений в области радиолокации показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных элементов и связей, определившим путь достижения технического результата, заключающегося в уменьшении количества и снижение уровня боковых пиков АКФ, снижении относительного уровня шумов и помех на выходе фильтра, не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».

Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что позволяет считать заявленное изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».

Предлагаемое техническое решение промышленно применимо, так как для его реализации могут быть использованы типовые радиотехнические элементы и устройства, применяемые в технике радиолокации и связи.

Изобретение относится к области радиолокации, в частности к способам и технике обработки радиолокационных сигналов и может использоваться для построения радиолокационных устройств обработки сигналов. Техническим результатом изобретения является уменьшение количества и снижение уровня боковых пиков автокорреляционной функции и относительного уровня шумов и помех на выходе фильтра. Фильтр сигнала с V-образной частотной модуляцией дополнительно содержит третий фильтр сжатия, второй сумматор, второй блок вычитания, третий и четвертый ограничители снизу и второй и третий блоки пересечения. 5 ил.

Фильтр сигнала с V-образной частотной модуляцией, содержащий блок разделения сигналов, вход которого является входом фильтра, первый выход блока разделения связан с входом первого фильтра сжатия, второй выход блока разделения одновременно связан через второй фильтр сжатия с вторым входом первого сумматора и входом вычитаемого первого блока вычитания, выход первого фильтра сжатия одновременно связан с первым входом первого сумматора, выход которого подключен через первый ограничитель снизу к первому входу первого блока пересечения, и входом уменьшаемого первого блока вычитания, выход которого подключен через второй ограничитель снизу к второму входу первого блока пересечения, при этом импульсная характеристика первого фильтра сжатия согласована со всем сигналом, а одна половина импульсной характеристики второго фильтра сжатия противофазна соответствующей половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия, а вторая половина синфазна второй половине импульсной характеристики первого фильтра сжатия, отличающийся тем, что введены третий фильтр сжатия, связанный входом с третьим выходом блока разделения сигналов, а выходом одновременно с вторым входом второго сумматора, выход которого подключен через третий ограничитель снизу к первому входу второго блока пересечения, и входом вычитаемого второго блока вычитания, выход которого подключен через четвертый ограничитель снизу к второму входу второго блока пересечения, выход которого связан с вторым входом третьего блока пересечения, первый вход которого связан с выходом первого блока пересечения, а первый вход второго сумматора и вход уменьшаемого второго блока вычитания одновременно связаны с выходом первого фильтра сжатия, при этом импульсная характеристика третьего фильтра сжатия инверсна сигналу по виду закона изменения частоты и выход третьего блока пересечения является выходом фильтра.