Цифровой формирователь сигналов с минимальной частотной манипуляцией Российский патент 2023 года по МПК H03K3/80 

Область техники, к которой относится изобретение

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться для формирования сигналов с минимальной частотной манипуляцией (МЧМ сигналов) в системах передачи дискретной информации.

Уровень техники

Наиболее близким к предлагаемому является цифровой формирователь МЧМ сигналов (цифровой формирователь синусоидальных колебаний переменной частоты), содержащий управляемый делитель частоты, тактовый вход которого является тактовым входом цифрового формирователя, D-триггер, информационный вход которого является информационным входом цифрового формирователя, а выход соединен с информационным входом управляемого делителя частоты, делитель частоты, счетчик и цифроаналоговый преобразователь, выход которого является выходом цифрового формирователя, при этом тактовый вход делителя частоты соединен с тактовым входом цифрового формирователя, а выход - с синхровходом D-триггера, выход управляемого делителя частоты соединен с тактовым входом счетчика, выход которого подключен к входу цифроаналогового преобразователя [1].

Известный цифровой формирователь сигналов с минимальной частотной манипуляцией (цифровой формирователь синусоидальных колебаний переменной частоты) позволяет формировать МЧМ сигналы с минимальной частотной манипуляцией (частотно-манипулированные сигналы с индексом модуляции D=0,5 и без разрыва фазы).

Однако символы формируемых известным устройством МЧМ сигналов имеют начальные фазы 0 или π, т.к. в пределах одного символа формируются синусоидальные колебания переменной частоты. Поэтому спектр формируемых МЧМ сигналов недостаточно быстро убывает с увеличением расстройки частоты. Следовательно, недостатком известного цифрового формирователя МЧМ сигналов (цифрового формирователя синусоидальных колебаний переменной частоты) является недостаточная спектральная эффективность формируемых сигналов.

Кроме того, в известном устройстве не синхронизированы циклы работы управляемого делителя частоты, делителя частоты и счетчика, поэтому начальная фаза формируемых МЧМ сигналов однозначно не определена. При этом дополнительным недостатком известного цифрового формирователя МЧМ сигналов (цифрового формирователя синусоидальных колебаний переменной частоты) является низкая точность формирования выходного сигнала.

Технический результат состоит в повышении спектральной эффективности формируемых сигналов за счет формирования МЧМ сигналов с начальными фазами .

Дополнительный технический результат заключается в повышении точности формирования косинусоидальных колебаний в пределах одного символа формируемых МЧМ сигналов.

Раскрытие сущности изобретения

Для достижения указанного технического результата в цифровой формирователь сигналов с минимальной частотной манипуляцией, содержащий управляемый делитель частоты, тактовый вход которого является тактовым входом цифрового формирователя, D-триггер, информационный вход которого является информационным входом цифрового формирователя, а выход соединен с информационным входом управляемого делителя частоты, делитель частоты, счетчик и цифро-аналоговый преобразователь, выход которого является выходом цифрового формирователя, при этом тактовый вход делителя частоты соединен с тактовым входом цифрового формирователя, а выход делителя частоты - с синхровходом D-триггера, выход управляемого делителя частоты соединен с тактовым входом счетчика, введены дешифратор фазы, дешифратор начального состояния счетчика и элемент И, первый вход которого подключен к выходу делителя частоты и к входу сброса управляемого делителя частоты, выход дешифратора начального состояния счетчика соединен с вторым входом элемента И, выход которого подключен к входу сброса счетчика, выходы младших разрядов которого соединены с входами дешифратора начального состояния счетчика и с входами младших разрядов дешифратора фазы, вход старшего разряда которого подключен к выходу старшего разряда счетчика, а выход - к входу цифроаналогового преобразователя.

Предлагаемый цифровой формирователь сигналов с минимальной частотной манипуляцией обеспечивает повышение точности формирования МЧМ сигналов с повышенной спектральной эффективностью.

Предлагаемый цифровой формирователь сигналов с минимальной частотной манипуляцией может быть реализован с помощью известных функциональных элементов.

Краткое описание чертежей

На фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого цифрового формирователя МЧМ сигналов.

На фиг. 2 показана таблица сопоставления числовых последовательностей на входе и выходе дешифратора 9 фазы, а также значения формируемого на выходе ЦАП 10 МЧМ сигнала.

На фиг. 3 показаны временные диаграммы, поясняющие работу предлагаемого цифрового формирователя МЧМ сигналов.

Цифровой формирователь сигналов с минимальной частотной манипуляцией (фиг. 1) содержит тактовый вход 1, информационный вход 2, делитель 3 частоты, D-триггер 4, управляемый делитель 5 частоты, элемент 6 И, двоичный счетчик 7, дешифратор 8 начального состояния счетчика, дешифратор 9 фазы, цифроаналоговый преобразователь 10 и выход 19.

Тактовый вход 1 устройства подключен к тактовым входам делителя 3 частоты и управляемого делителя 5 частоты. Информационный вход 2 устройства соединен с информационным входом D-триггера 4, синхровход которого подключен к выходу делителя 3 частоты, а также к входу сброса управляемого делителя 5 частоты и к первому входу элемента И 6. Выход D-триггера 4 соединен с информационным входом управляемого делителя частоты. Тактовый вход двоичного счетчика 7 соединен с выходом управляемого делителя 5 частоты, вход сброса двоичного счетчика 7 подключен к выходу элемента И 6. Выходы младших разрядов двоичного счетчика 7 соединены с входами дешифратора 8 начального состояния счетчика и с входами младших разрядов дешифратора 9 фазы, вход старшего разряда которого подключен к выходу старшего разряда двоичного счетчика 7. Выход дешифратора 8 начального состояния счетчика соединен с вторым входом элемента 6 И. Выход дешифратора 9 фазы подключен к входу цифроаналогового преобразователя 10, выход которого является выходом 19 цифрового формирователя.

Осуществление изобретения

Предлагаемый цифровой формирователь сигналов с минимальной частотной манипуляцией формирует МЧМ сигналы с начальными фазами и функционирует следующим образом.

С тактового входа устройства тактовые импульсы 1 (фиг. 3) с частотой следования подают на тактовые входы делителя 3 частоты и управляемого делителя 5 частоты.

Делитель 3 частоты имеет коэффициент Ln(n+1) деления частоты, на его выходе получают последовательность 11 (фиг. 3) синхроимпульсов с частотой следования Управляемый делитель 5 частоты имеет переменный коэффициент n или (n+1) деления частоты в зависимости от значения «1» или «0» управляющего сигнала 12 (фиг. 3), поступающего на информационный вход управляемого делителя 5 частоты с выхода D-триггера 4 (на фиг. 3 для удобства отображения сигналов приняты значения L=4, n=2).

С информационного входа устройства входной информационный сигнал 2 (см. фиг. 3) подают на информационный вход D-триггера 4, на выходе которого получают модулирующий сигнал 12 (см. фиг. 3), границы символов которого определяются синхроимпульсами 11 (см. фиг. 3) с частотой следования

Кроме того, синхроимпульсы 11 (см. фиг. 3) с частотой следования подают с выхода делителя 3 частоты на вход сброса управляемого делителя 5 частоты, что обеспечивает синхронное формирование на его выходе в течение длительности символа L(n+1) или Ln тактовых импульсов 13 (фиг. 3) в зависимости от значения «1» или «0» управляющего сигнала 12 (см. фиг. 3).

Тактовые импульсы 13 (см. фиг. 3) с выхода управляемого делителя 5 частоты подают на тактовый вход двоичного счетчика 7, начальное состояние цикла счета которого на границах символов формируемого МЧМ сигнала контролируют с помощью импульсов 14 (фиг. 3) управления, подаваемых на вход сброса двоичного счетчика 7.

На выходах двоичного счетчика 7 получают многоразрядный сигнал с числом двоичных разрядов, равным log₂ 2L (при значении L=4 двоичный счетчик 7 имеет 3 выхода).

Для формирования МЧМ сигналов с заданными значениями начальной фазы на границах символов необходимо обеспечить синхронизацию цикла счета двоичного счетчика 7 с синхроимпульсами 11 (см. фиг. 3). С этой целью сигналы 16 (фиг. 3) с выходов младших разрядов двоичного счетчика 7 подают на входы дешифратора 8 начального состояния счетчика. На выходе дешифратора 8 начального состояния счетчика получают сигнал 17 (фиг. 3), который принимает значение «О», если сигналы 16 (см. фиг. 3) на его входах имеют значения «1», или значение «1» в других случаях. Сигнал 17 (см. фиг. 3) с выхода дешифратора 8 начального состояния счетчика подают на второй вход элемента 6 И, на первый вход которого поступают синхроимпульсы 11 (см. фиг. 3) с выхода делителя 3 частоты. На выход элемента 6 И, а с него на вход сброса двоичного счетчика 7 проходят только импульсы 14 (см. фиг. 3) управления, обеспечивающие начальное состояние цикла счета двоичного счетчика 7.

Сигнал 15 (фиг. 3) с выхода старшего разряда двоичного счетчика 7 и сигналы 16 (см. фиг. 3) с выходов младших разрядов двоичного счетчика 7 подают на входы соответственно старшего и младших разрядов дешифратора 9 фазы.

Дешифратор 9 фазы обеспечивает преобразование на каждом такте работы формируемых двоичным счетчиком 7 многоразрядного кода (сигналы 15 и 16 на фиг. 3) таким образом, чтобы поступающий с выхода дешифратора 9 фазы на вход цифроаналогового преобразователя 10 многоразрядный код (сигнал 18 на фиг. 3) обеспечивал формирование МЧМ сигнала с заданным значением начальной фазы на границах символов.

Цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) 10 формирует аппроксимацию косинусоидального колебания в виде ступенчатой функции 19 (см. фиг. 3). При наличии на информационном входе устройства символа "0" выходной сигнал ЦАП содержит n полупериодов аппроксимирующего колебания на длительности одного символа, а при наличии на информационном входе устройства символа "1" - (n+1) полупериод аппроксимирующего колебания на длительности одного символа.

Число уровней L аппроксимирующего ступенчатого напряжения на длительности одного полупериода определяет точность аппроксимации выходного синусоидального колебания и устанавливается заранее при выборе типа ЦАП. Расчеты показывают, что при L=2 (аппроксимация косинусоидального колебания прямоугольными импульсами типа "меандр") погрешность аппроксимации составляет примерно П≈10%. При увеличении L точность аппроксимации резко возрастает. Так, при L=4 П≈2,5%, а при L=8 П≈0,6%. Дальнейшее увеличение значения L не дает значительного повышения точности формирования выходного сигнала.

Таблица соответствия входных и выходных многоразрядных кодов дешифратора 9 фазы с числом двоичных разрядов, равным log₂ 2L (при значении L=4 число разрядов равно D=3), а также условные значения формируемого на выходе ЦАП 10 МЧМ сигнала 19 (см. фиг. 3) с начальной фазой представлена на фиг. 2.

В результате на выходе ЦАП 10 получают МЧМ сигнал 19 (см. фиг. 3) без разрыва фазы с начальными фазами

Таким образом достигается положительный технический результат - повышение спектральной эффективности формируемых сигналов по сравнению с прототипом, символы формируемых которым МЧМ сигналов имеют начальные фазы 0 или π. Дополнительный технический результат заключается в повышении точности формирования косинусоидальных колебаний в пределах одного символа формируемых МЧМ сигналов.

Источники информации

1. Цифровой формирователь синусоидальных колебаний переменной частоты: Патент RU 2022459 СССР С1 / Аношкин А.В., Куприйчук Д.И., Матат Е.В.; опубл. 30.10.1994, Бюл. №15. - 4 с.

Изобретение предназначено для использования в радиотехнике и импульсной технике, в цифровых устройствах формирования косинусоидальных колебаний с двумя значениями частоты, в частности сигналов с минимальной частотной манипуляцией. Технический результат - повышение спектральной эффективности формируемых сигналов за счет формирования сигналов с минимальной частотной манипуляцией с начальными фазами, представляющих собой аппроксимацию непрерывных косинусоидальных колебаний различных частот ступенчатой функцией времени, причем точность формирования выходного сигнала определяется числом ступеней аппроксимирующей функции. Для этого устройство содержит тактовый вход 1, информационный вход 2, делитель 3 частоты, D-триггер 4, управляемый делитель 5 частоты, элемент 6 И, двоичный счетчик 7, дешифратор 8 начального состояния счетчика, дешифратор 9 фазы, цифроаналоговый преобразователь 10 и выход 19. 3 ил.

Цифровой формирователь сигналов с минимальной частотной манипуляцией, содержащий управляемый делитель частоты, тактовый вход которого является тактовым входом цифрового формирователя, D-триггер, информационный вход которого является информационным входом цифрового формирователя, а выход соединен с информационным входом управляемого делителя частоты, делитель частоты, счетчик и цифро-аналоговый преобразователь, выход которого является выходом цифрового формирователя, при этом тактовый вход делителя частоты соединен с тактовым входом цифрового формирователя, а выход делителя частоты - с синхровходом D-триггера, выход управляемого делителя частоты соединен с тактовым входом счетчика, отличающийся тем, что введены дешифратор фазы, дешифратор начального состояния счетчика и элемент И, первый вход которого подключен к выходу делителя частоты и к входу сброса управляемого делителя частоты, выход дешифратора начального состояния счетчика соединен с вторым входом элемента И, выход которого подключен к входу сброса счетчика, выходы младших разрядов которого соединены с входами дешифратора начального состояния счетчика и с входами младших разрядов дешифратора фазы, вход старшего разряда которого подключен к выходу старшего разряда счетчика, а выход - к входу цифро-аналогового преобразователя.