ПРИЕМНИК ИМПУЛЬСНОГО СИГНАЛА Российский патент 2024 года по МПК H04B1/10 G01S7/36 

Изобретение относится к области радиотехники, в частности, к радиолокации и радиотелеметрии и может использоваться в радиолокационных средствах.

Известно большое многообразие структурных схем приемников импульсных сигналов, например [Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С, Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. профессора А.П. Жуковского. - М.: Высшая школа, 1989. -342 с, стр. 234-238, рис. 12.1-12.9].

Из известных устройств наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к заявляемому (прототипом) является оптимальный приемник одиночного сигнала [Васин В.В., Степанов Б.М. Справочник-задачник по радиолокации. - М.: Советское радио, 1977. -320 с, ил., стр. 124, рис. 4.4].

Известный приемник-прототип содержит фильтр, вход которого является входом приемника, а выход фильтра связан через детектор с первым входом порогового устройства, второй вход которого является пороговым, а выход является выходом приемника.

Известный приемник является амплитудным обнаружителем радиоимпульсного сигнала. В качестве такого сигнала в различных технических применениях в радиолокации и радиотелеметрии наиболее часто используется простой (без внутриимпульсной модуляции или манипуляции) радиоимпульс с прямоугольной огибающей. Поэтому далее будем рассматривать работу приемника именно с указанным сигналом. В связи с этим необходимо подчеркнуть, что область применения таких приемников в различных практических приложениях в радиолокации чрезвычайно широка.

Фильтр известного приемника может быть реализован как согласованный. В этом случае он максимизирует отношение сигнал/шум. В реальных радиолокационных приемниках в качестве фильтра используют усилитель промежуточной частоты (УПЧ), обеспечивающий основное усиление сигнала и, одновременно, играющий роль квазисогласованного фильтра при соответствующем выборе полосы пропускания. Подобная реализация известного приемника приведена, например, в указанном источнике [Васин В.В., Степанов Б.М. Справочник-задачник по радиолокации. - М.: Советское радио, 1977. - 320 с, ил., стр. 133, рис. 4.11]. В указанной схеме использованы дополнительные элементы, не имеющие принципиального значения при обработке сигнала, в отличие от наиболее общей схемы, выбранной в качестве прототипа.

В других случаях, когда важно сохранение формы огибающей импульсов, используют широкополосный УПЧ и, в целом, широкополосную линейную часть приемника, см., например, [Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С, Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. профессора А.П. Жуковского. - М.: Высшая школа, 1989. - 342 с, стр. 242-243].

Именно на такую реализацию с использованием в качестве фильтра широкополосного УПЧ ориентирован, как показано далее, заявляемый приемник.

Детектор выделяет огибающую сигнала.

Пороговое устройство принимает решение по максимальному значению выходного сигнала детектора.

К недостаткам известного приемника-прототипа относится низкая разрешающая способность по дальности (времени) и помехоустойчивость в условиях действия помех.

Низкая разрешающая способность по дальности обусловлена тем, что простой радиоимпульс имеет базу равную единице и в силу этого не подлежит сжатию по времени. Потенциальное значение разрешающей способности по времени в этом случае примерно равно длительности импульса τ_и в случае прямоугольной огибающей, а по дальности - определяется соотношением: δД_пот≈0,5с/τ_и, где с - скорость света. Уменьшение длительности импульса для улучшения разрешающей способности по времени (дальности) во многих случаях ограничено требованием обеспечения необходимой энергии излучения в импульсе для реализации требуемой дальности действия радиолокатора. Это объясняется тем, что мощность в импульсе (амплитуда) всегда вследствие объективных причин ограничена, поэтому реализация требуемой энергии обеспечивается, чаще всего, за счет увеличения длительности, ухудшая разрешение по дальности.

Низкая помехоустойчивость обусловлена тем, что из-за отсутствия внутриимпульсной модуляции простой радиоимпульс оказывается хорошо коррелированным с большинством видов помех, которые поэтому накапливаются в фильтре так же, как и полезный сигнал. При этом реальные условия работы радиолокационных систем часто происходят в сложной электромагнитной обстановке с высокими уровнями помех при относительно слабом полезном сигнале. Кроме того, наличие помех маскирует полезные сигналы, отраженные от обнаруживаемых объектов, затрудняя их разрешение.

Поэтому необходимость улучшения разрешающей способности по дальности в сочетании с повышением помехоустойчивости остается актуальной.

Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, состоит в организации структуры и взаимосвязи элементов схемы приемника с простым (без внутриимпульсной модуляции) импульсным сигналом, обеспечивающей одновременно существенное (не менее порядка) улучшение разрешающей способности по дальности (времени), ортогонализацию шумов и помех и их взаимную частичную или полную компенсацию, приводящей к повышению помехоустойчивости.

Техническим результатом изобретения является одновременное улучшение разрешающей способности по дальности и снижение относительного уровня помех.

Путь решения задачи заключается, во-первых, в сохранении формы огибающей отраженного сигнала с учетом ее изменений, обусловленных перекрытием отраженных импульсов от близкорасположенных объектов, за счет выбора соответствующей полосы пропускания фильтра; во-вторых, в организации обработки отраженного сигнала, обеспечивающей выделение этих изменений при одновременной компенсации шумов и помех за счет введения новых элементов и связей.

Технический результат достигается тем, что в известный приемник, содержащий фильтр, вход которого является входом приемника, детектор, пороговое устройство, один вход которого является пороговым, а выход является выходом приемника, введены первый блок задержки, связанный входом с выходом детектора, блок вычитания, связанный входом уменьшаемого с выходом детектора, входом вычитаемого с выходом первого блока задержки, а выходом через последовательно соединенные второй детектор, включенный в прямом направлении и второй блок задержки с первым входом блока пересечения, второй вход которого через третий детектор, включенный в обратном направлении, связан с выходом блока вычитания, выход блока пересечения связан со вторым входом порогового устройства, при этом длительность временной задержки в первом блоке задержки устанавливается меньше длительности импульса, а длительность временной задержки во втором блоке задержки устанавливается равной длительности импульса.

Сущность заявляемого изобретения состоит в следующем.

Введение первого блока задержки с установкой времени задержки меньшей длительности импульса и блока вычитания, связанного входом уменьшаемого с выходом детектора непосредственно, а входом вычитаемого с выходом детектора через первый блок задержки обеспечивает формирование требуемого элемента разрешения на выходе блока вычитания. Кроме того, преобразует огибающие полезных сигналов, шумов и помех в двух полярный процесс в виде коротких пиков.

Введение второго детектора, подключенного к выходу блока вычитания в прямом направлении и третьего детектора, подключенного к выходу блока вычитания в обратном направлении, обеспечивает разделение двух полярного процесса на два канала в соответствии со знаком полярности и с временным сдвигом процессов на интервал разрешения. Что в дальнейшем позволяет реализовать как разрешение по времени, так и компенсацию помех.

Введение второго блока задержки, связанного входом с выходом второго детектора, и установка длительности временной задержки в этом блоке равной длительности импульса позволяет совместить во времени пики полезных сигналов, приходящиеся на начало и конец импульса, и, наоборот, разнести пики преобразованных помех и шумов, обеспечивая их декорреляцию для дальнейшего подавления.

Введение блока пересечения, связанного одним входом с выходом второго блока задержки, другим входом с выходом третьего детектора, а выходом со вторым входом порогового устройства, обеспечивает выделение совпавших во времени пиков полезных сигналов и, одновременно, или полную компенсацию или минимизацию не совпавших, в силу их случайного характера, либо частично совпавших во времени пиков шумов и помех за счет использования свойства выбора меньшего из сопоставляемых входных значений, присущего процедуре пересечения [Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации // Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов, №3. - 1998. - С. 13-17].

Предлагаемое изобретение поясняется фигурами графического материала. На фиг. 1 представлена структурная схема заявляемого приемника. На фиг. 2-10 изображены полученные в результате моделирования эпюры напряжений в различных точках схемы и для различных случаев, иллюстрирующие процесс и результаты обработки сигналов.

На фиг. 1 обозначены: 1 - фильтр; 2 - первый детектор; 3 - первый блок задержки; 4 - блок вычитания; 5 - второй детектор, включенный в прямом направлении; 6 - третий детектор, включенный в обратном направлении; 7 - второй блок задержки; 8 - блок пересечения; 9 - пороговое устройство.

Сущность, работоспособность и эффективность заявляемого приемника поясняется путем имитационного моделирования работы структурной схемы фиг. 1, которое проведено на частоте ƒ₀, равной 8 МГц, при частоте дискретизации 96 МГц для входного сигнала в виде прямоугольного радиоимпульса.

При моделировании рассмотрим ситуацию применительно к радиолокации, когда требуется разрешить по дальности три близкорасположенных объекта. При этом возьмем за основу близкий к предельному случай суммирования одинаковых по амплитуде трех когерентных радиоимпульсов с минимальным сдвигом по времени, соответствующим принятому в радиотехнике предельному условию формирования радиоимпульса τ_о, равному трем - пяти периодам высокой (промежуточной частоты ƒ₀) [Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С, Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. профессора А.П. Жуковского. - М.: Высшая школа, 1989. - 342 с. ]: τ_о=(3…5)/ƒ₀. Этот интервал и будет элементом разрешения. При длительности отраженного от объекта импульса τ_и≈10τ_о.

Этот случай иллюстрируется эпюрами на фиг. 2, где показаны: 10 - эпюра излученного радиоимпульса 11 длительностью τ_и≈3,75 мкс; 12 - эпюра отраженного от трех близкорасположенных объектов с временным интервалом τ_о≈0,37 мкс суммарного входного сигнала 13 и сигнала 14, отраженного от четвертого объекта, не перекрывающегося во времени с первыми тремя. Этот сигнал используется далее в качестве контрольного.

Следует заметить, что амплитудные отличия в суммарном отраженном сигнале при когерентном суммировании радиоимпульсов с прямоугольной огибающей (с учетом начальных фаз и амплитуд), свидетельствующие о наложении перекрывающихся импульсов, практически всегда проявляются. Иначе обстоит дело на выходе линейной части приемного тракта в случае его недостаточной широкополосности, что будет показано далее.

Для оценки помехоустойчивости заявляемой схемы и прототипа сформированы сигналы широкополосных и узкополосных помех, эпюры которых представлены детальным планом на фиг. 3, где обозначены латинскими цифрами: I - фазоманипулированный радиоимпульс с произвольной комбинацией начальных фаз парциальных импульсов различной длительности и шириной спектра примерно 4 МГц; II - мощная шумовая помеха, сформированная в виде вырезки из нормально распределенного шума с нулевым средним значением и дисперсией, превышающей мощность полезного радиоимпульса; III - линейно-частотно-модулированный радиоимпульс с шириной спектра примерно 7,8 МГц; IV -короткий импульс в виде примерно одного периода синусоиды частоты ƒ₀ с шириной спектра 8 МГц; V - простой радиоимпульс, соизмеримый по длительности с зондирующим сигналом, являющийся узкополосной помехой с шириной спектра примерно 0,4 МГц. Длительности помеховых сигналов (кроме короткого импульса) соизмеримы с полезным радиоимпульсом, несущие частоты совпадают с ним, ширина спектров помех (кроме простого радиоимпульса V) перекрывает спектр полезного сигнала, амплитуды помех превышают амплитуду полезного сигнала. При этом для схемы-прототипа ширина спектра полезного сигнала ограничивается шириной спектра основного лепестка зондирующего радиоимпульса, составляющего примерно 0,6 МГц по уровню нулевого отсчета, а для заявляемого приемника ширина спектра принимаемого сигнала включает ряд лепестков и составляет примерно 5,8 МГц, что будет показано далее. При этом ширина основного лепестка спектра элемента разрешения, принятого при моделировании составила примерно 5,4 МГц.

Результаты обработки входной смеси в схеме известного объекта (прототипа) показаны на фиг. 4. Здесь обозначены: эпюры 10 и 12 с сигналами 11, 13, 14, представленные ранее.

Эпюра 15 представляет собой входную смесь отраженных от объектов сигналов 13 и 14, помехи I, II, III, IV, V, оговоренные ранее, действующие на фоне гауссовского шума при отношении q амплитуды сигнала U_m к среднеквадратического отклонения (СКО) шума σ_ш равном q=U_m/σ_ш≈3. Шум при заданном отношении несколько искажает ступенчатую структуру суммарного сигнала 13, однако в целом элементы разрешения сохраняются.

Эпюра 16 представляет собой смесь полезных сигналов (13, 14), шумов и помех (I, II, III, IV, V) на выходе фильтра 1, существенно сглаженных этим фильтром. Это обусловлено тем, что полоса пропускания фильтра согласована с шириной спектра полезного сигнала, как это принято в прототипе. В данном случае при моделировании эта полоса примерно равна ширине основного лепестка спектра. Что иллюстрируется эпюрами на фиг. 5, где показаны нормированные спектры зондирующего радиоимпульса - 18, основной лепесток спектра отраженного суммарного сигнала, которому соответствует ширина полосы пропускания фильтра в схеме прототипа - 19 и спектр отраженного суммарного сигнала 20, подлежащего разрешению и обеспечивающий это разрешение при условии выбора соответствующей ширины полосы пропускания фильтра в заявляемой схеме.

Эпюра 17 на фиг. 4 иллюстрирует огибающую смеси на выходе детектора схемы-прототипа. Как видно из эпюры 17, соответствующей огибающей суммарного сигнала, все амплитудные различия сглажены и разрешение невозможно. Сглаженные амплитуды помех частью (I, II, IV) соизмеримы со сглаженной амплитудой полезного контрольного сигнала, а частью (III, V) существенно ее превышают. Что свидетельствует о недостаточной помехоустойчивости известной схемы.

Работу заявляемой схемы подробно рассмотрим на примере обработки суммарного полезного сигнала u_cΣ(t) в составе когерентной суммы трех накладывающихся друг на друга отраженных импульсов 13, сдвинутых на интервал τ_о (фиг. 2, эпюра 12) и контрольного импульса 14 пока в отсутствие шумов σ_ш и помех u_cΣ(t).

Эпюры, иллюстрирующие сигналы в характерных точках заявляемой схемы, в крупном масштабе показаны на фиг. 6, где эпюры 10, 15, 16, 17 с сигналами 11, 13, 14 повторяют показанные ранее на фиг. 2, 4. Отличие заключается в том, что полоса пропускания фильтра в заявляемой схеме согласована по ширине с шириной спектра суммарного сигнала, показанного на фиг. 5, эпюре 20. Следует обратить внимание на отличия в спектре суммарного сигнала, полностью проходящего через фильтр заявляемой схемы от спектра радиоимпульса на фиг. 5 эпюре 18 и, тем более, спектра 19 в виде одного основного лепестка для схемы - прототипа.

Именно сохранение этих отличий позволяет получить на выходе фильтра (фиг. 1, блок 1) заявляемой схемы (фиг. 6, эпюра 16, сигнал 13) и, соответственно, огибающую на выходе детектора (фиг. 1, блок 2) (фиг. 6, эпюра 17, сигнал 13) с сохранением амплитудных элементов разрешения в начала и в конце суммарного сигнала 13. В отличие от соответствующих напряжений на аналогичных выходах в схеме прототипа (фиг. 4), где они полностью сглаживаются. То же касается обработки контрольного импульса 14.

Далее следует обработка сигналов с выхода детектора во вновь введенных элементах, иллюстрируемая эпюрами 21, 22, 23 и 24.

Напряжение с выхода детектора (эпюра 17) одновременно подается на вход уменьшаемого блока вычитания 4 и через первый блок задержки 3 - на вход вычитаемого блока вычитания. В результате вычитания не задержанного и задержанного в первом блоке задержки на интервал длительности элемента разрешения τ_о≈0,37 мкс выходного напряжения детектора на выходе блока вычитания имеет место биполярный процесс, иллюстрируемый эпюрой 21.

Как следует из эпюры 21, суммарный (от трех объектов) сигнал преобразуется в три коротких видеоимпульса 13 длительностью каждый примерно равной элементу разрешения τ_о в начале огибающей с выхода детектора положительной полярности и в конце огибающей - отрицательной полярности, разнесенных, соответственно, по времени на интервал длительности импульса τ_и. Аналогичным образом преобразуется огибающая контрольного импульса 14.

При этом следует подчеркнуть, имеет место полное разрешение по времени (дальности) суммарного сигнала.

Форма коротких импульсов зависит от вида сглаживающей функции и, в данном случае, принципиального значения не имеет. При моделировании принято экспоненциальное сглаживание.

Далее по схеме фиг. 1 сигналы с выхода блока вычитания 4 разделяются на два канала.

В одном канале они проходят последовательно через второй детектор 5, включенный в прямом направлении и второй блок задержки 7 с временной задержкой, равной длительности импульса τ_и. Второй детектор, включенный в прямом направлении реализует ограничение биполярного процесса снизу на нулевом уровне, а второй блок задержки задерживает положительную составляющую процесса на τ_и. В результате на первый вход блока пересечения 8 поступает задержанная положительная составляющая, иллюстрируемая эпюрой 22 с сигналами 13 и 14.

Во втором канале биполярный процесс через третий детектор 6, включенный в обратном направлении, поступает на второй вход блока пересечения 8. Третий детектор 6 реализует ограничение биполярного процесса сверху на нулевом уровне. В результате на второй вход блока пересечения 8 поступает не задержанная отрицательная составляющая, иллюстрируемая эпюрой 23, с сигналами 13 и 14.

Сопоставление эпюр 22 и 23 на входах блока пересечения 8 свидетельствует о полном совпадении этих эпюр, что обеспечивается установкой временной задержки во втором блоке задержки равной длительности импульса τ_и и принципиально для работы блока пересечения 8.

Блок пересечения реализует операцию пересечения над сигналами U₆(t) и U₇(t) с блоков 6 и 7, представляющими собой не задержанную и задержанную на интервал длительности импульса отрицательную и положительную составляющие огибающей с выхода блока вычитания 3.

Свойства и структурная реализация указанной операции приведены, например, в ([Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации // Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов, №3. - 1998. - С. 13-17, рис. 1]) и, которая, применительно к указанным сигналам, имеет вид

Выражение (1) может быть представлено в ином виде

Оба выражения эквивалентны, но физический смысл процедуры лучше выясняется из последнего соотношения.

Из него следует, что процедура пересечения обеспечивает выбор меньшего по модулю из двух сопоставляемых значений (сигналов) со знаком, равным произведению знаков этих значений. Применение этой операции позволяет, во-первых, выделить совпадающие короткие импульсы полезных сигналов 13 и 14 эпюр 22 и 23, во-вторых, существенно уменьшать уровень шумов и помех. Что показано далее.

Таким образом, результирующие сигналы на выходе блока пересечения 8 представлены эпюрой 24, где импульсы 13 относятся к полностью разрешаемым заявляемой схемой объектам в отличие от известной схемы (фиг. 4, эпюра 17). Наблюдается раздельно и контрольный объект 14 (сигналы 13 и 14 для удобства инвертированы по полярности). Выигрыш в разрешающей способности по дальности (времени) заявляемой схемой по сравнению с прототипом достигает в данном примере порядка.

Далее сигналы поступают на второй вход порогового устройства 9, где, как и в схеме прототипа, происходит их сравнение с пороговым напряжением, подаваемым на первый вход порогового устройства, и принятие решения о наличии или отсутствии объекта.

Сравнительная оценка воздействия нормально распределенного шума на известную и заявляемую схему показана на фиг. 7, где эпюра 25 представляет нормально распределенный входной шум с СКО σ_ш=1В, действующий на входах сравниваемых схем. Шум на выходе детектора схемы-прототипа показан эпюрой 26, а шум на выходе заявляемой схемы - эпюрой 27. Как видно из эпюр на качественном уровне, заявляемая схема в сравнении с известной в большей степени компенсирует шум.

Количественная оценка работы в шумах найдена путем осреднения по множеству реализаций в виде отношения нормированных средних уровней шумовых выбросов для схемы-прототипа и заявляемого приемника , а также отношения дисперсий шумовых выбросов D_{ш пр} и D_{ш з} соответственно: ≈4,3; D_{ш пр} /D_{ш з}≈1,24.

Сравнительные результаты количественной оценки работы в шумах свидетельствуют о снижении как среднего уровня, так и дисперсии шумов в заявляемом приемнике относительно прототипа. Выигрыш обусловлен компенсацией шума в заявляемом приемнике. Этим обеспечивается частичная компенсация увеличения шума в заявляемом приемнике, обусловленного расширением полосы пропускания фильтра, по сравнению с прототипом.

Работу заявляемой схемы в условиях помех подробно рассмотрим на примере обработки принятой ранее смеси u_см(t) полезных сигналов u_сΣ(t), шумов σ_ш и помех u_пΣ{t) в виде (для мгновенных значений)

uсм(t)= u_сΣ(t)+σ_ш+u_пΣ(t). (3)

Результаты обработки представлены на фиг .8, где обозначения эпюр на входе и выходах элементов схемы, полезных сигналов и помех соответствуют ранее принятым, а сам процесс обработки подробно рассмотрен при прохождении полезных сигналов (фиг. 6).

Амплитуды полезных сигналов, как и ранее, приняты единичными U_{c max}=1B; σ_ш=0,3 В; отношение сигнал/шум q на входе схемы (по контрольному импульсу 14): q=U_{c max}/σ_ш≈3. Амплитуды помех на входе схемы (эпюра 15) существенно превышают полезный сигнал, наблюдается действие шума, накладывающегося на полезные сигналы и помехи, незначительно искажая их, но при этом структура суммарного полезного сигнала, в целом, сохраняется.

Эпюра 16 представляет собой смесь сигналов, шумов и помех на выходе фильтра 1 заявляемой схемы u₁(t). Как видно из эпюры, суммарный 13 (от трех объектов) и контрольный 14 полезные сигналы полностью накапливаются в фильтре, сохраняя структурные различия, подлежащие временному разрешению.

Накопление помех происходит пропорционально степени их взаимной корреляции с полезным сигналом. В данном случае все они оказываются коррелированными, проходят на выход фильтра с существенным превышением полезных сигналов и с различной степенью структурных изменений, в целом представляя достаточно сложный вариант воздействия.

Эпюра 17 иллюстрирует огибающую смеси U_см(t) на выходе первого детектора 2 (U₂(t)=U_см(t)), сохраняющую структурные изменения составляющих этой смеси.

Эпюра 21 представляет собой биполярную огибающую разностного сигнала смеси U_смΔ(t) на выходе блока вычитания 4 между не сдвинутой по времени огибающей U_см(t) и сдвинутой в первом блоке задержки 3 на интервал разрешения τ_о огибающей U_см(t-τ_о):

U₄(t)=U_смΔ(t)=U_см(t)-U_см(t-τ_о). (4)

В результате в биполярной огибающей на выходе блока вычитания U₄(t) как бы исключается постоянная составляющая из каждого сигнала и выделяются все амплитудные элементы структуры, включая, прежде всего, элементы разрешения.

Далее эпюра 22 иллюстрирует входной (по первому входу) сигнал блока пересечения 8, представляющий собой положительную по знаку часть огибающей биполярного сигнала, прошедшую второй детектор 5, включенный в прямом направлении, и задержанную во втором блоке задержки 7 на интервал длительности импульса τ_и: U₇(t)=U⁺₄(t-τ_и). Верхний индекс «+» в выражении обозначает положительную составляющую. Этот сигнал отображает передние фронты полезных импульсов, шумов, помех и, в целом, всех структурных изменений огибающей смеси.

Эпюра 23 является входным (по второму входу) сигналом блока пересечения, представляющим отрицательную часть огибающей биполярного сигнала, прошедшую третий детектор 6, включенный в обратном направлении и, в отличии от сигнала U₇(t), не задержанный: U₆(t)=U^-₄(t). Верхний индекс «-» в выражении обозначает отрицательную составляющую. Этот сигнал отображает задние фронты всех структурных изменений огибающей смеси.

Поскольку интервал корреляции в заявляемой схеме обработки равен длительности импульса, полезные сигналы 13 и 14 (эпюры 22, 23) на обоих входах блока пересечения полностью совпадают.

Что касается помех, то в силу их различной структуры, длительности, времени воздействия и действия шума они уже на выходе блока вычитания 4 преобразуются схемой в хаотические выбросы (пики), длительность которых определяется временной задержкой в первом блоке задержки 3, равной интервалу разрешения τ_о. Причем, положительная и отрицательная их составляющие по структуре и времени действия не совпадают (фиг. 8, эпюра 21). Кроме того, они еще разносятся по времени на интервал корреляции полезного сигнала τ_и в блоке 7, что еще более увеличивает их случайный характер (эпюры 22, 23).

Разумеется, тот же случайный характер приводит к частичному совпадению отдельных пиков помех.

Эпюра 24 иллюстрирует выходные сигналы блока пересечения, работа которого охарактеризована при обосновании и пояснении разрешения накладывающихся полезных сигналов (фиг. 6).

В данном случае (фиг. 8) эпюра 24 в «мелком» масштабе представляет всю выходную смесь блока пересечения 8.

Полезные сигналы 13 при данном отношении сигнал/шум на входе заявляемой схемы (q≈3) вполне разрешаются, так же выделяется контрольный полезный сигнал 14.

Фрагментированные и декоррелированные выбросы помех минимизируются блоком пересечения 8 в силу его свойства выбора в каждый момент меньшего из сопоставляемых значений на входах и, в целом, сводятся (нормируются) к уровню частично скомпенсированного схемой шума. Хотя отдельные выбросы помех, например, в данном случае (I) могут быть соизмеримы с амплитудой полезного сигнала 14.

Таким образом, на качественном уровне повышение помехоустойчивости заявляемой схемы по сравнению с прототипом очевидно. О чем свидетельствует сравнение эпюры 17 на фиг. 4 для прототипа и эпюры 24 на фиг. 8. Причем, как показывает моделирование, этот выигрыш возрастает с увеличением входного отношения сигнал/шум.

По времени воздействия в данной модели помехи разнесены незначительно так, что на выходе фильтра, при дальнейшей обработке они могут частично накладываться друг на друга, образуя некоторую «интегральную» помеху. Что позволяет получить приближенную обобщенную оценку помехоустойчивости сравниваемых приемников, в целом представляя весьма сложный вариант воздействия.

Количественная оценка выигрыша заявляемого приемника относительно компенсации воздействующих помех определена, как и для шума, в виде отношения нормированных средних значений «интегральной помехи» для приемника-прототипа и заявляемого приемника , а также отношения дисперсий D_{пом пр} и D_{пом з} соответственно, и отношения максимальных значений для приемника-прототипа U_{max np} и заявляемого приемника U_{max з} соответственно, полученных осреднением по множеству реализаций: =25; D_{пом пр}/D_{пом з}=126; U_{max пр}/Umax _з=4,5. Выигрыш в отношениях сигнал/СКО интегральной помехи для заявляемого приемника q_з=(U_{c max}/σ_{инт пом})_з и соответствующего отношения q_np для прототипа составил: q_з/q_пр=10. Приведенные значение получены при входном отношении сигнал/шум равном 3.

Сравнительные результаты количественной оценки помехоустойчивости свидетельствуют о снижении как среднего уровня, так и дисперсии «интегральной» помехи в заявляемом приемнике относительно прототипа в среднем на 20 дБ. Что обусловлено компенсацией помех в заявляемом приемнике.

Следует подчеркнуть, что все количественные оценки найдены путем осреднения по множеству реализаций, поэтому сравнения представляются вполне корректными, а относительный характер сравнения и обобщенное представление помех в виде «интегральной помехи» позволяет считать полученные оценки помехоустойчивости достаточно общими для вывода об эффективности заявляемого приемника.

Разумеется, реализация разрешающей способности и помехоустойчивости в заявляемой схеме, как и в любой схеме обработки в рассматриваемой предметной области, зависит от отношения сигнал/шум на входе.

Исследование этой зависимости относительно разрешения на качественном уровне представлено на фиг. 9. Здесь показаны: 12 - эпюра с отраженными от объектов, накладывающимися друг на друга, сигналами 13, подлежащими разрешению, и контрольным сигналом 14 (эпюра показана для «привязки» к временному масштабу моделирования); эпюры 28, 29, 30, 31, иллюстрирующие выходные сигналы блока пересечения 8 для входных отношений сигнал/шум q соответственно равным 2, 3, 5, 10. Указанные эпюры для наглядности сдвинуты по времени к началу процесса на значение длительности импульса.

Как следует из сопоставления результатов обработки, разрешение начинает существенно ухудшаться с входного отношения q≤2, эпюра28. Это видно на сигнале 13: изменились амплитуды, исказилась временная расстановка, не разрешаются второй и третий импульсы; существенно исказилась форма и уменьшилась амплитуда контрольного импульса 14. Шумовые «всплески» соизмеримы с полезными сигналами.

При q=3, эпюра 29, и q=5, эпюра 30, временная расстановка импульсов не искажается, искажения формы 13 и 14 относительно небольшие, разрешение вполне реализуемо. Шумовые «всплески» заметно меньше амплитуд полезных сигналов.

Наконец, при q=10, эпюра 31, разрешение можно считать гарантированным.

Моделирование показывает, что выводы, сделанные относительно разрешения при указанных отношениях сигнал/шум на входе, распространяются и на оценку помехоустойчивости заявляемой схемы.

Отдельно следует пояснить выбор длительности временной задержки τ_з в первом блоке задержки, указанной в формуле изобретения как «меньше длительности импульса». Понятие «меньше» включает в себя все случаи, например, как меньше на 20%, 30%, меньше в два-три раза, так и «гораздо меньше», например, в десять и более раз. Напомним, что в примере, используемом в модели, это значение составило примерно десять раз. Анализ показывает, что в качестве граничных значений можно принять интервал для τ_з в виде (3…5)/ƒ₀≤τ_з≤τ_и. Очевидно, что выбор значения τ_з в виде τ_з=τ_и не имеет смысла, поскольку при этом исключается улучшение разрешения.

Спектральные характеристики для рассматриваемого в модели примера представлены на фиг. 10, где обозначены: 20 - нормированный амплитудный спектр суммарного сигнала, подлежащего разрешению (приведенный ранее на фиг. 5) в частотных пределах, соответствующих ширине основного лепестка спектра элемента разрешения длительностью τ_о, если бы он существовал (рассматривался) как отдельный импульс (примерно ~5,4 МГц); 32 - нормированная амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) заявляемой схемы, полученная путем имитационного моделирования; 33 - аппроксимированная АЧХ, полученная на основе численного алгоритма линейного сглаживания.

Ширина основного лепестка спектра радиоимпульса длительностью τ_и составляет ~0,6 МГц. Ширина основного лепестка спектра элемента разрешения длительностью τ_о, если его рассматривать как отдельный импульс, составляет, как было показано, примерно ~5,4 МГц, а ширина полосы пропускания фильтра (ширина АЧХ (фиг. 10)) Δƒ_ф~5,8МГц, обеспечившая предельный случай разрешения, когда длительность элемента τ_о «заполнялась» тремя периодами промежуточной частоты ƒ₀, а «рабочее» отношение сигнал/шум на входе составило три. Моделирование и анализ показывает, что граничным значением ширины полосы пропускания фильтра является: Δƒ_ф≥2/τ_о. В каждом конкретном практическом случае следует исходить из решаемой задачи по улучшению временного разрешения и технических возможностей по обеспечению требуемой широкополосности фильтра (УПЧ) и, в целом, линейной части приемника.

Итак, исходным требованием при минимизации длительности элемента разрешения является обеспечение условия τ_о≥(3…5)/ƒ₀ и широкополосности фильтра (по полосе Δƒ_ф): Δƒ_ф≥2/τ_о. При отсутствии «жестких» требований к разрешению эти условия могут нарушаться. Но во всех случаях, помимо того или иного улучшения разрешения, в заявляемом приемнике имеет место существенное повышение помехоустойчивости по сравнению с прототипом.

Таким образом, реализация заявляемого приемника импульсного сигнала по сравнению с приемником-прототипом обеспечивает улучшение временного (по дальности) разрешения в данном примере в 10 раз, снижение среднего уровня и дисперсии шумов в 4,3 и 1,24 раза и среднего уровня и дисперсии помех в среднем на 20 дБ, а максимального уровня помех примерно в 4,5 раза, выигрыш в отношении сигнал/помеха в 10 раз.

Анализ известных технических решений в области радиоприемных устройств импульсных сигналов показывает, что заявляемое изобретение, благодаря существенным признакам в составе введенных элементов и связей, определившим путь достижения технического результата, заключающегося в улучшении разрешающей способности по времени (дальности) и снижении относительного уровня помех не следует для специалиста явным образом из известного уровня техники в данной предметной области и соответствует требованию «изобретательского уровня».

Заявителем не обнаружен аналог, характеризующийся признаками, идентичными всем существенным признакам заявляемого изобретения. Определение прототипа, как наиболее близкого по совокупности признаков аналога, позволило выявить в заявляемом объекте существенные по отношению к техническому результату отличительные признаки, что позволяет считать заявляемое изобретение удовлетворяющим критерию «изобретательская новизна».

Предлагаемое техническое решение промышленно применимо, так как для его реализации могут быть использованы типовые радиотехнические элементы и устройства, применяемые в распространенных в технике радиолокации приемниках.

Фильтр 1 может быть построен как широкополосный УПЧ на элементах в зависимости от используемого частотного диапазона по типу приведенных в ([Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высшая школа, 1984. - 335 с, ил., стр. 249…252, рис. 10.1]).

Первый 3 и второй 7 блоки задержки для частот до 0,3 ГГц могут быть выполнены на элементах с сосредоточенными параметрами по типу описанных в ([см. там же, стр. 122, 123]), либо в виде широко распространенных устройств на поверхностных акустических волнах (ПАВ), описанных в [Давыдов Ю.Т., Данич Ю.С, Жуковский А.П. и др. Радиоприемные устройства. Под ред. профессора А.П. Жуковского. - М.: Высшая школа, 1989. - 342 с, стр. 250, 251, рис. 12.22, 12.23, 12.26]).

Блок вычитания 4 может быть выполнен по обычной схеме усилителя на два входа с прямым и инверсным входами по типу описанных в ([Алексеенко А.Г. Применение прецизионных аналоговых интегральных микросхем. - М.: Радио и связь, 1981. - 354 с, ил., стр. 77, рис. 3.2]).

Первый 2, второй 5 и третий 6 детекторы могут быть выполнены по простой схеме диодного детектора [Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высшая школа, 1984. - 335 с, ил., стр. 140, рис. 5.12].

Блок пересечения 8 может быть реализован на базе сумматоров, вычитающих устройств и устройств вычисления модуля ([Гордиенко В.И., Дубровский С.Е., Рюмшин Р.И., Фенев Д.В. Универсальный многофункциональный структурный элемент систем обработки информации // Радиоэлектроника. Изв. ВУЗов, №3. - 1998. - С. 13-17, стр. 14, рис. 1], [Алексеенко А.Г. Применение прецизионных аналоговых интегральных микросхем. - М.: Радио и связь, 1981. - 354 с, ил., стр. 77, рис. 2, 3], либо [Боровский В.П., Костенко В.И., Михайленко В.М. и др. Справочник по схемотехнике для радиолюбителя. Под ред. А.П. Бобровского. - К.: Техника, 1989. - 456 с, ил., стр. 211, рис. 12.4]).

Пороговое устройство 9 может быть реализовано с помощью компараторов, выполненных на базе интегральных операционных усилителей ([Голубков А.П., Далматов А.Д., Лукошкин А.П. и др. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А. Соколова. - М.: Высшая школа, 1984. - 335 с, ил., стр. 42, рис. 1.36]).

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к радиолокации и радиотелеметрии, и может использоваться в радиолокационных средствах. Техническим результатом изобретения является одновременное улучшение разрешающей способности по дальности и снижение относительного уровня помех. Приемник импульсного сигнала дополнительно содержит два блока задержки, блок вычитания, второй, выключенный в прямом направлении, и третий, выключенный в обратном направлении, детекторы и блок пересечения. Длительность временной задержки в первом блоке задержки устанавливается меньше длительности импульса, а длительность временной задержки во втором блоке задержки устанавливается равной длительности импульса. 10 ил.

Приемник импульсного сигнала, содержащий фильтр, вход которого является входом приемника, детектор, пороговое устройство, один вход которого является пороговым, а выход является выходом приемника, отличающийся тем, что введены первый блок задержки, связанный входом с выходом детектора, блок вычитания, связанный входом уменьшаемого с выходом детектора, входом вычитаемого с выходом первого блока задержки, а выходом через последовательно соединенные второй детектор, включенный в прямом направлении и второй блок задержки с первым входом блока пересечения, второй вход которого через третий детектор, включенный в обратном направлении, связан с выходом блока вычитания, выход блока пересечения связан со вторым входом порогового устройства, при этом длительность временной задержки в первом блоке задержки устанавливается меньше длительности импульса, а длительность временной задержки во втором блоке задержки устанавливается равной длительности импульса.