УСТРОЙСТВО КВАДРАТУРНОГО ПРИЕМА ЧАСТОТНО- МАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ Российский патент 2005 года по МПК H04L27/14 

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и индексом частотной манипуляции β =0.5 в системах передачи и приема дискретной информации.

Известны устройства приема частотно-манипулированных сигналов, принцип действия которых основан на работах [1-4], а также в авторских свидетельствах на изобретение и патентах: Приемник с частотной модуляцией (Патент SU №1496567, МПК Н 04 В 17/00 от 30.12.77. Автор Hiroshi Furuno); Устройство для подавления пороговых шумов (Авторское свидетельство SU №270006, МПК Н 04 В 15/00 от 13.08.70. Авторы Ю.А.Афанасьев, В.М.Дорофеев); Демодулятор частотно-манипулированных сигналов (Авторское свидетельство SU №1311585 А, МПК Н 04 L 27/14 от 29.12.84. Автор А.С. Гаранин. ДСП); демодулятор частотно-манипулированных сигналов (Авторское свидетельство SU №1461358 А1, МПК Н 04 L 27/14 от 01.04.85. Автор А.С. Гаранин. ДСП); Устройство приема частотно-модулированных сигналов (Патент SU №2179786, МПК Н 04 В 1/10 от 13.07.99. Авторы А.М.Карлов, Е.В.Волхонская, Е.Н. Авдеев); Способ квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом (Патент SU №2192101 от 13.07.1999 г., МПК 7 Н 04 L 27/14. Авторы А.М.Карлов, Е.В.Волхонская, Е.Н.Авдеев).

Наиболее близким аналогом по совокупности существенных признаков и достигаемому положительному эффекту является устройство квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом (прототип), реализованное в техническом решении (Патент №2192101 от 13.07.1999 г., МПК 7 Н 04 L 27/14. Описанное в прототипе устройство приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом основано на способе квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов с дифференцированием получаемых квадратурных составляющих и их последующей обработкой. Структурная схема данного устройства приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом приведена на фиг.1.

Входной сигнал разделяется на два канала и поступает на блок формирования синфазной составляющей 1 и блок формирования квадратурной составляющей 2, на которые с блока формирования опорных сигналов 3 поступают гармонические опорные сигналы. Частота опорных сигналов равна средней частоте принимаемого ЧМ-сигнала, а фаза опорного сигнала, подаваемого на блок 2 формирования квадратурной составляющей, отличается на π /2 от фазы опорного сигнала, подаваемого на блок 1 формирования синфазной составляющей. Сдвиг по фазе опорных сигналов осуществляется фазовращателем 20. В блоках 1 и 2 путем перемножения (блок 16) входного и опорного сигналов и низкочастотной фильтрации (блок 17) на выходе получают два квадратурных низкочастотных сигнала. Квадратурные низкочастотные сигналы перемножаются в первом перемножителе 5, на выходе которого получается сигнал полутактовой частоты , модулированный по фазе информационной последовательностью. Причем сигналы полутактовой частоты при “единичной” и “нулевой” посылках отличаются по фазе на 180° и противоположны на интервале длительности информационной посылки Т_n. Сигнал поутактовой частоты с выхода первого перемножителя 5 подается на вход фазового дискриминатора 4, на второй вход которого с блока тактовой синхронизации 10 подается сигнал полутактовой частоты, сдвинутый по фазе на π /2 в фазовращателе 14. С выхода фазового дискриминатора 4 сигнал подается на последовательно соединенные фильтр нижних частот 18 и перестраиваемый генератор 19 для фазовой автоматической подстройки частоты опорных сигналов.

Тактовая синхронизация осуществляется в блоке 10. Сигнал с выхода первого перемножителя 5 подается на линию задержки 12 манипулированного по фазе сигнала полутактовой частоты на время Т_з формирования демодулированного сигнала. Задержанный сигнал полутактовой частоты поступает на первый вход третьего перемножителя 13, на второй вход которого подается сформированный за время задержки демодулированный сигнал с выхода фильтра нижних частот 23. В результате перемножения снимается фазовая манипуляция с задержанного сигнала, и с выхода третьего перемножителя 13 сигнал полутактовой частоты подается на полосовой усилитель 21. С выхода полосового усилителя сигнал полутактовой частоты подается на вход фазовращателя 14 и на вход второй линии задержки 15.

Для демодуляции принимаемого ЧМ сигнала с выхода блоков формирования синфазной 1 и квадратурной 2 составляющих сигналы подаются на входы дифференцирующих цепей 6 (синфазной составляющей) и 7 (квадратурной составляющей) и на входы сумматора 9. С выхода дифференцирующих цепей 6 и 7 продифференцированные синфазная и квадратурная составляющие подаются на входы вычитающего устройства 8.

Сумма синфазной и квадратурной составляющей с выхода сумматора 9 подается на первый вход второго перемножителя 11. Разность продифференцированных квадратурной и синфазной составляющих с выхода вычитающего устройства 8 подается на второй вход второго перемножителя 11. В результате перемножения на выходе второго перемножителя 11 сигнал содержит сумму информационной составляющей, принимающей значение +U_инф при передаче единичной посылки и -U_инф при передаче нулевой посылки, а также сигнал полутактовой частоты, который является мешающим. Сигнал с выхода второго перемножителя 11 подается на вход вычитающего устройства 22, на второй вход которого подается напряжение полутактовой частоты с выхода второй линии задержки 15. Коэффициент передачи полосового усилителя 21 и время задержки сигнала во второй линии задержки 15 выбираются так, что мешающий сигнал полутактовой частоты с выхода второго перемножителя 11 и напряжение полутактовой частоты с выхода второй линии задержки 15 компенсируются в вычитающем устройстве 22. Таким образом, на выходе вычитающего устройства 22 получается демодулированный сигнал, который через фильтр нижних частот 23 подается на выход устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов.

Недостатком данного устройства является то, что на выходе второго перемножителя 11 помимо информационной составляющей содержится мешающее колебание полутактовой частоты , которое компенсируется в вычитающем устройстве 22 сигналом полутактовой частоты, формируемым в блоке тактовой синхронизации 10.

При приеме частотно-манипулированных сигналов на фоне шумов в вычитающем устройстве 22 происходит сложение по мощности шумовых составляющих, поступающих со второго перемножителя 11, и шумовых составляющих, поступающих с блока тактовой синхронизации 10. В результате на выходе устройства увеличивается мощность шумовых составляющих и уменьшается отношение сигнал/шум.

Цель изобретения. Повышение помехоустойчивости приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и минимальным частотным сдвигом.

Предлагаемое устройство квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов позволяет устранить данный недостаток и является более простым по сравнению с прототипом.

Функциональная схема предлагаемого устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов приведена на фиг.2 и содержит:

1 - блок формирования синфазной составляющей;

2 - блок формирования квадратурной составляющей;

3 - блок формирования опорных генераторов;

4 - первое дифференцирующее устройство;

5 - второе дифференцирующее устройство;

6 - первый перемножитель;

7 - второй пермножитель;

8 - третий пермножитель;

9 - вычитающее устройство;

10 - блок тактовой синхронизации;

11 - линия задержки;

12 - четвертый перемножитель;

13 - полосовой усилитель;

14 - фазовращатель;

15 - фазовой детектор;

16 - третий фильтр нижних частот блока опорных сигналов;

17 - подстраиваемый генератор опорного сигнала;

18 - фазовращатель блока опорных сигналов;

19 - смесители блоков формирования синфазной и квадратурной составляющих;

20 - фильтры нижних частот блоков формирования синфазной и квадратурной составляющих;

21 - четвертый фильтр нижних частот.

Принцип работы предлагаемого устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов состоит в разделении входного сигнала на синфазную (блок 1) и квадратурную (блок 2) составляющие путем смешивания сигнала с опорными сигналами (блоки 19), сдвинутыми относительно друг друга на и выделения низкочастотных квадратурных составляющих (блоки 20); перемножении низкочастотных квадратурных составляющих (блок 8), формирования из результата перемножения напряжения полутактовой частоты (блок 10) и сигнала подстройки системы фазовой автоподстройки частоты опорных сигналов (блок 3); дифференцировании синфазной (блок 4) и квадратурной (блок 5) составляющих; перемножении синфазной и продифференцированной квадратурной составляющих (блок 7) и перемножении квадратурной составляющей с продифференцированной синфазной составляющей (блок 6); вычислении разности (блок 9) напряжений с выходов первого (блок 6) и второго (блок 7) перемножителей и последующей фильтрации разностного напряжения в блоке 21, с выхода которого сигнал подается на четвертый перемножитель 12 блока тактовой синхронизации и на выход устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов.

Временные диаграммы, поясняющие принцип демодуляции частотно-манипулированного сигнала и формирования напряжения полутактовой частоты приведены на фиг.3. для случая передачи кодовой последовательности, показанной на фиг.3, а.

Входной сигнал можно представить суммой ЧМ-сигнала и шума

где E(t) и ϕ (t) - случайные огибающая и фаза узкополосного шума;

- изменение фазы сигнала на интервале времени, равном длительности посылки Т_n;

ω _д - девиация частоты ЧМ-сигнала;

- индекс частотной манипуляции;

Ω _М - частота манипуляции.

При приеме частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом β =0.5 и за время длительности посылки Т_n фаза ЧМ-сигнала получает приращение на (фиг.3, b).

Блоком формирования опорных сигналов (блок 3) формируются гармонические колебания с частотой, равной частоте несущей ЧМ-сигнала ω ₀ и сдвинутые друг относительно друга на

u_оn1=U_mcosω ₀t; u_оn2=U_msinω ₀t.

На выходе блоков формирования синфазной (блок 1) и квадратурной (блок 2) составляющих после смешивания входного сигнала с опорными сигналами (блоки 19) и отфильтровывания составляющих с удвоенной частотой 2ω ₀ (блоки 20) получим низкочастотные напряжения синфазной и квадратурной составляющих

где E_c(t)=E(t)cosϕ (t); E_s(t)=E(t)sinϕ (t) - квадратурные составляющие шума.

Временные диаграммы изменения слагаемых и приведены на фиг.3, с, d.

На выходе дифференцирующих устройств 4 и 5 напряжение можно записать в виде

где

Временные диаграммы сигнальных составляющих и приведены на фиг.3 е, f.

На выходе первого перемножителя 6 и второго перемножителя 7 напряжение будут соответственно равны

Временные диаграммы первых слагаемых напряжений u₆(t) и u₇(t) приведены на фиг.3, g, h.

В результате вычитания из напряжения u₇(t) напряжения u₆(t) на выходе вычитающего устройства 9 получим напряжение

Первое слагаемое в u₉(t) является информационным, его временная диаграмма приведена на фиг.3, i. При передаче “единичной” и “нулевой” посылок оно принимает значение то есть на выходе вычитающего устройства получаются противоположные сигналы. Остальные слагаемые в u₉(t) определяют шумы на выходе устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов.

Для формирования полутактовой частоты синфазная и квадратурная составляющие перемножаются в третьем перемножителе (блок 8) и в результате перемножения получается напряжение

Как видно из временной диаграммы (фиг.3, j), первое слагаемое в u₈(t) является сигналом полутактовой частоты, манипулированным по фазе информационной последовательностью.

Напряжение u₈(t) с выхода третьего перемножителя 8 подается на вход линии задержки 11 для задержки фазоманипулированного сигнала полутактовой частоты на время Т_з, формирования демодулированного сигнала. Задержанный фазоманипулированный информационной последовательностью сигнал полутактовой частоты поступает на первый вход четвертого перемножителя 12, на второй вход которого подается сформированный за время задержки демодулированный сигнал с выхода фильтра нижних частот 21. В результате перемножения демодулированного сигнала и задержанного фазо-манипулированного сигнала полутактовой частоты в четвертом перемножителе 12 фазовая манипуляция информационной последовательностью снимается и на выходе перемножителя получается напряжение

Первое слагаемое в u₁₂(t) является сформированным сигналом полутактовой частоты (фиг.3, k). С выхода четвертого перемножителя 12 сигнал полутактовой частоты усиливается и фильтруется в полосовом усилителе 13 и с его выхода подается на вход фазовращателя 14. С выхода фазовращателя отфильтрованный сигнал полутактовой частоты подается на второй вход фазового детектора 15 для сравнения с фазоманипулированным сигналом полутактовой частоты. Сигнал рассогласования с выхода фазового детектора 15 подается на вход фильтра нижних частот блока опорных сигналов 16, на выходе которого выделяется напряжение, пропорциональное отклонению по частоте и фазе колебания подстраиваемого генератора опорного сигнала 17 от частоты несущей входного ЧМ-сигнала. С выхода подстраиваемого генератора 17 сигнал подается на второй вход смесителя 19 блока формирования синфазной составляющей 1 и через фазовращатель на 18 на второй вход смесителя 19 блока формирования квадратурной составляющей 2.

Помехоустойчивость предлагаемого устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов определяется отношением амплитуды импульсов на выходе фильтра нижних частот 21 при приеме “единичной” и “нулевой” посылок к среднеквадратическому значению шума.

В соответствии с напряжением u₉(t) амплитуду информационных импульсов можно принять равной . Среднеквадратическое значение шума будет определяться шумовыми составляющими в напряжении u₉(t)

Для оценки помехоустойчивости предлагаемого устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов определим функцию корреляции и энергетический спектр шума на выходе вычитающего устройства 9 и отношение сигнал/шум на выходе фильтра нижних частот 21.

Для функции корреляции шума можно записать

где - угловые скобки обозначают операцию усреднения. В результате несложных, но громоздких преобразований для функции корреляции шума получим

При получении формулы для функции корреляции шума учтено, что квадратурные составляющие входного шума E_c(t) и E_s(t) являются нормальными случайными процессами с функцией корреляции k_ш(τ )=σ ^2шр(τ ), а также учтены равенства

где ; .

Энергетический спектр шума можно вычислить по формуле преобразования Винера-Хинчина

Будем считать, что шум на входе устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов имеет гауссовскую спектральную плотность. Тогда коэффициент корреляции квадратурных составляющих входного шума будет равен ρ (τ )=exp(-α ²τ ²).

После вычисления преобразования Винера-Хинчина от функции корреляции выходного шума, для спектральной плотности шума получим

где Δ - отношение сигнал/шум на входе устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов.

Из полученного выражения для S_ш(ω ) видно, что спектральная плотность шума получается одинаковой при приеме “единичной” + ω _д и “нулевой” - ω _д посылок.

На фиг.4 приведены графики зависимости нормированной к спектральной плотности выходного шума при различных отношениях сигнал/шум а² и β =0.5 от нормированного к полосе пропускания УПЧ значения частоты .

При определении мощности шума на выходе фильтра нижних частот 21 будем считать, что он имеет идеальную амплитудно-частотную характеристику с полосой пропускания Ω _м. В этом случае мощность шума на выходе можно получить проинтегрировав S_ш(ω ) в пределах полосы пропускания ФНЧ Ω _м.

Будем считать, что полоса пропускания УПЧ на выходе устройства квадратурной обработки ЧМ-сигнала выбирается из условия

Тогда для отношения амплитуды импульса демодулированного сигнала к среднеквадратическому значению шума на выходе предлагаемого устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов получим

В данном выражении - это отношение сигнал/шум на входе устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов, пересчитанное к полосе пропускания Ω _м фильтра нижних частот 21.

На фиг.5 приведены графики зависимости отношения сигнал/шум на выходе устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов от отношения сигнал/шум на его входе при β =0.5. Из графиков видно, что данная зависимость является практически линейной и не обладает явно выраженными пороговыми свойствами, как это имеет место для обычного частотного детектора.

Как было отмечено выше, в предлагаемом устройстве приема ЧМ-сигналов на его выходе формируются противоположные сигналы при передаче “единичной” и “нулевой посылок”, а спектральная плотность шума и мощность шума не меняется. В этом случае вероятность ошибки при приеме элементарной посылки будет определяться формулой [1]

где

Вероятность ошибки в приеме элементарной посылки при оптимальном когерентном приеме ортогональных частотно-манипулированных сигналов (β =0.5) определяется формулой /1/

Результаты расчетов вероятности ошибочного приема элементарных посылок при оптимальном когерентном приеме ЧМ-сигналов (кривая 1) и предлагаемом устройстве квадратурного приема ЧМ-сигналов (кривая 2) приведены на фиг.6. Из приведенных зависимостей видно, что при отношении сигнал/шум на входе дБ предлагаемое устройство квадратурного приема ЧМ-сигналов обеспечивает помехоустойчивость выше, чем при оптимальном когерентном приеме. Это объясняется, во-первых, тем, что в предлагаемом устройстве ортогональные ЧМ-сигналы на его входе преобразуются в противоположные на его выходе; а, во-вторых, тем, что при дифференцировании квадратурных составляющих спектральная плотность шума на нижних частотах имеет параболическую зависимость, и мощность шума на выходе фильтра нижних частот (блок 21) получается незначительной.

Список литературы

1. Тихонов В.И. Оптимальный прием сигналов. - М.: Радио и связь, 1983. - 320 с.

2. Тихонов В.И., Кульман Н.К. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов. - М.: Сов. радио, 1975. - 704 с.

3. Кантор Л.Я., Дорофеев В.М. Помехоустойчивость приема ЧМ-сигналов. - М.: Связь, 1977. - 336 с.

4. Авиационные и радиосвязные устройства. Под ред. В.И.Тихонова. - Изд. ВВИА им. проф. Н.Е.Жуковского, 1986. - 442 с.

5. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. - М.: Сов. радио, 1966. - 678 с.

6. Градштейн И.С., Рыжик И.М. Таблицы интегралов, сумм, рядов и произведений. - М.: Наука, 1971. - 1108 с.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и индексом частотной манипуляции β=0.5 в системах передачи и приема дискретной информации. Достигаемым техническим результатом является повышение помехоустойчивости приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и минимальным частотным сдвигом. Для этого входной сигнал делят на синфазную и квадратурную составляющие путем смешивания сигнала с опорными сигналами, сдвинутыми относительно друг другу на , и выделения низкочастотных квадратурных

составляющих; перемножают низкочастотные квадратурные составляющие, формируют из результата перемножения напряжения полутактовой частоты и сигнала подстройки системы фазовой автоподстройки частоты опорных сигналов; дифференцируют синфазную и квадратурную составляющие; перемножают синфазную составляющую с продифференцированной квадратурной составляющей, а квадратурную составляющую с продифференцированной синфазной составляющей; вычисляют разности напряжений с выходов первого и второго перемножителей, после чего осуществляют фильтрацию разностного напряжения; полученный сигнал подается на выход устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов. 6 ил.

Устройство квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов, содержащее блок формирования синфазной составляющей, блок формирования квадратурной составляющей, включающие последовательно соединенные смесители и фильтры нижних частот, причем первые входы смесителей соединены вместе и являются входом устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов, выход фильтра нижних частот блока формирования синфазной составляющей соединен с первым входом третьего перемножителя и входом первого дифференцирующего устройства, выход фильтра нижних частот блока формирования квадратурной составляющей соединен со вторым входом третьего перемножителя и входом второго дифференцирующего устройства; выход третьего перемножителя соединен со входом блока формирования опорных сигналов, включающего последовательно соединенные фазовый детектор, третий фильтр нижних частот, перестраиваемый генератор, выход которого соединен со вторым входом смесителя блока формирования синфазной составляющей и с входом фазовращателя блока опорных сигналов, выход которого соединен со вторым входом смесителя блока формирования квадратурной составляющей, а также выход третьего перемножителя соединен с входом блока тактовой синхронизации, включающего последовательно соединенные линию задержки, четвертый перемножитель, полосовой усилитель и фазовращатель блока тактовой синхронизации, выход которого соединен со вторым входом фазового детектора блока формирования опорных сигналов, а второй вход четвертого перемножителя соединен с выходом четвертого фильтра нижних частот, являющегося выходом устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов, отличающееся тем, что выход первого дифференцирующего устройства синфазной составляющей соединен с первым входом первого перемножителя, второй вход которого соединен с выходом фильтра нижних частот блока формирования квадратурной составляющей, а выход первого перемножителя соединен с первым входом вычитающего устройства; выход второго дифференцирующего устройства квадратурной составляющей соединен с первым входом второго перемножителя, второй вход которого соединен с выходом фильтра нижних частот блока формирования синфазной составляющей, а выход второго перемножителя соединен со вторым входом вычитающего устройства, выход которого соединен со входом четвертого фильтра нижних частот.