Цифровой нерекурсивный фильтр Советский патент 1984 года по МПК H03H17/06 

Изобретение относится к радиотех .нике и может быть использовано в системах цифровой обработки информа ции. Известен цифровой нерекурсивньй ФИЛЬТР содержащий последовательно соединенные коммутатор, регистр сдв га, умножитель и первьй накапливающий сумматор, а также блок управления и генератор весовых коэффициентов состоящий из блока памяти приращени коэффициентов и соединенного с ним второго накапливающего сумматора, выход которого подключен к второму входу умножителя Щ. Блок памяти приращений коэффициентов цифрового нерекурсивного филь ра содержит величины малоразрядных приращений коэффициентов, которые становятся многоразрядными на выходе накапливающего сумматора, цифровой нерекурсивный фильтр имеет небольшой объем памяти, однако из-за наличия операции умножения высокоразрядных чисел быстродействие его недостаточно. Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является цифровой нерекурсивный фильтр, соде жащий последовательно соединенные коммутатор и регистр сдвига, выход которого соединен с вторым входом коммутатора, последовательно соединенные первый накапливающий сумматор, умножитель и второй накапливаю щий сумматор, а также блок памяти приращений коэффициентов, выход которого подключен к второму входу умножителя, и блок синхронизации, выход управления, первьш и второй тактовые выходы и выход сброса кото рого соединены соответственно с управлянядими входами коммутатора, регистра сднига, блока памяти приращений коэффициентов и объединенными управляющими входами первого и второго накапливающих сумматоров, при этом первьй вход коммутатора является входом, а выход второго накапливающего сумматора - выходом цифрового нерекурсивного фильтра 2 Недостатком известного цифрового нерекурсивного фильтра является ограниченный частотный диапазон его работы. Это связано с тем, что с повышением центральной частоты (для полос вого фильтра), либо частоты среза (для фильтра нижних частот и фильтра верхних частот) при неизменной аппаратурной реализации и неизменной тактовой частоте приращения коэффициентов k а а. - а. (К 0, 1, 2, ..., N), которые записываются в блок памяти, становятся сравнимыми по величине, а в н которых случаях даже превосходят исходные коэффициенты а. При этом положительный эффект в известном цифровом нерекурсивном фильтре сначала уменьшается, затем полностью исчезает и, наконец, превращается в отрицательньш. Это происходит потому, что с повьш1ением центральной частоты или частоты среза fcp относительно тактовой частоты ff увеличивается частота Осцилляции отсчетов импульсной характеристики цифрового нерекурсивного фильтра, равных весовым коэффициентам ау(. При этом разности между соседними весовыми коэффициентами (приращения Ьа,), имеющими разные знаки, становятся по величине равными или большими самих коэффициентов ац, а количество таких разностей возрастает. Например, для цифрового нерекурсивного фильтра с центральной частотой f около трети приращений Ьа имеют величину, большую самих коэффициентов а., что приводит к ослаблению или к исчезновению положительного эффекта. Для цифрового нерекурсивного фильтра- с центральной частотой {5 fy /4 все приращения равны исходным коэффициентам и положительньш эффект полностью отсутствует, а для цифрового нерекурсивного фильтра с f,., половина всех приращений имеет значительно большую (примерно в 1,5 раза) величину, чем исходные коэффициенты, что приводит к исчезновению положительного и появлению отрицательного эффекта. Цель изобретения - расширение частотного диапазона работы цифрового нерекурсивного фильтра. Поставленная цель достигается тем, что в цифровой нерекурсивный фильтр, содержащий последовательно соединенные коммутатор и регистр сдвига, выход которого подключен к второму входу коммутатора, последовательно соединенные первьй накапливающий сумматор , умножитель и второй накапливающий сумматор, а -также блок памяти приращений коэффицие тов, выход которого подключен к вто . рому входу умножителя и блок синхронизации , выход управления, первый и второй тактовые выходы и выход сброса которого соединены соответст венно с управляющими входами коммут тора, регистра сдвига, блока памяти приращений коэффициентов и с объ единенными управляющими входами пер вого и второго накапливающих сумматоров, при этом первый вход коммута тора является входом, а выход второго накапливающего сумматора - выходом цифрового нерекурсивного филь ра, введен умножитель на +1, первый вход которого соединен с выходом регистра сдвига, выход подключен к входу первого накапливающего сумматора, а между его вторым входом и вторым тактовым выходом блока синхронизации включен введенный блок памяти знаков коэффициентов. На фиг. 1 приведена структурная электрическая схема цифрового нерекурсивного фильтраj на фиг. 2 диаграммы его работы. Цифровой нерекурсивный фильтр содержит коммутатор 1, регистр 2 сдвига, первый 3 ивторой 4 накапливающие сумматоры, умножитель 5, блок 6 синхронизации, блок 7 памяти приращений коэффициентов, умножите,ль 8 на +1 , блок 9 памяти знаков коэффициентов. Цифровой нерекурсивный фильтр работает следующим образом. Входная информация через коммутатор 1 с заданным тактом Т поступает на вход регистра 2 сдвига. Очередная выборка входной информации X (п) записьгоается в первый эдемент памяти регистра 2 сдвига, а ранее записанные в регистре 2 выбор ки передвигаются в прямую сторону на один элемент, причем, последняя выборка из регистра 2 вьтодится и теряется. Управление записью и сдвигом .информации осуществляется импульсами из блока 6 синхронизации, одновременно с этим производится обнуле ние накапливающих сумматоров 3 и 4. После этого блок 6 синхронизации переключает коммутатор 1 и выдает на регистр 2 серию из N импульсов с тактом Со гг результате деист ВИЯ этих импульсов производится ПОС ледовательное считывание выборок из регистра и подача их через умно-, житель 8 на накапливающий сумматор 3, Кроме того, считанные из регистра выборки по цепи обратной связи через коммутатор 1 подаются на второй вход регистра 2 сдвига, в котором после действия тактов сдвиги устанавливается первоначальное расположение выборок. Синхронно с.серией импульсов сдвига блок 6 синхронизации вьщает импульсы считьшания информации из блока 9 памйти знаков коэффициентов и блока 7 памяти приращений коэффициентов. Информация .о знаках весовых коэффициентов (закодированная для каждого коэффициента, например, одним битом, причем О соответствует знаку плюс, а 1 - знаку - минус) управляет умножителем 8, который умножает считываемые из регистра выборки в соответствии со знаками весовых коэффигщентрв на плюс или минус единицу. Таким образом, на вход накапливающего сумматора 3 поступают по очереди выборки, умноженные на знаки весовых коэффициентов, т.е.: .,(,..n4H-2ii,., ...,s;g-nfao}x(n). На выходе накапливающего сумматора 3 формируются частичные суммы с учетом знаков весовых коэффициентов: 6MaH-,ixMNH)ii: 5((п-у)-... NH (, которые последовательно, по мере пос-. тупления на выход накапливанидего сумматора 3, умножаются в умножителе 5 соответственно на коэффициенты 8ац, о ; синхронно поступающае из блока 7 памяти приращений коэффициентов с тем же io , задаваемым от блока 6 синхронизации. Вычисляемые произведения в течение N тактов Jfl поступают последовательно в накапливающий сумматор 4 накапливаются в нем. Полученный

результат поступает на выход ус тройства. С приходом следующей выборки входной информации X (п+1) цикл обработки повторяется. Расширение частотного диапазона, объясняется тем, что приращения модулей коэффициентов Sa , которые записьгеаются в блок 7 памяти приращений коэффициентов, всегда меньше по величине исходных коэффициентой (за исключением нулевого, T.e.Sa ), в то время как приращения caMKTf. коэффициентов Ьа в прототипе могут быть по величине больше этих коэффициентов. На фиг. 2 представлены импульсные характеристики дискретных нерекурсивных фильтров, имекшщх одинаковую длину N 33 и различные нормированные к тактовой частоте f.. центральные частоты fg , т. е. FP f.Q/ff При достаточно низких частотах F (Fo

0,5) приращения модулей Sa и прира.щения коэффициентов ia совпадают по величине практически для всех К (например, на фиг. 2а приведена импульсная характеристика фильтра с Р 1/16и Sa fla,4 для всех К).

С повышением частоты Р по мере увеличения частоты осцилляции весовых коэффициентов а, количество сопадений уменьшается и все больше чило 8 ai становится по величине меньше соответствующих , Ь aj которые, в свою очередь, становятся для многих К большими по сравнению с коэффициентами aj,. Так, например, для фильтра с центральной частотой FO 1/6 (см. фиг. 26) около трети приращений 8 aj/ значительно меньше приращений йа, которые, в свою очередь, почти вдвое больше исходных коэффициентов а .

Таким образом, обеспечение в предлагаемом цифровом нерекурсивном фильтре приращений Sg , всегда меньших по величине исходных весовых коэффициентов а, позволяет распшрить частотный диапазон его работы без ухудшения всех остальных параметров фильтра.

В качестве умножителя на ±1 в предлагаемом фильтре может быть использован , например, управляемый инвертор знаков информационных выборок в качестве блока памяти знаков исходных коэффициентов а - цифровой регистр, выполненный совместно с регистрами блока памяти приращений коэффициентов. При использовании в фильтре дискретно-аналогового регистра сдвига (например, на основе приборов с зарядовой связью), в качестве накапливающих сумматоров могут быть использованы интеграторы со сбросом, а в качестве умножителя - умножаюш;ий цифро-аналоговый преобразователь. В чисто цифровом варианте построения предлагаемого

5 устройства фильтр содержит цифровые регистры сдвига, умножитель и цифровые накапливающие сумматоры.

П р и м е. р. Фильтр с центральной частотойРО 1/4.

Фильтры с FQ 1/4 широко применяются в различных областях радиотехники. Это связано с тем, что для их реализации требуется вдвое меньше весовых коэффициентов а, чем

для фильтров на другие центральные частоты, поскольку в фильтрах с Fj, 1/4 все четные или нечетные весовые коэффициенты равны нулю (фиг, 2в). В этом случае для реализации алгоритма свертки, т.е. для реализации конкретного цифрового нерекурсивного фильтра, необходимо формировать вдвое меньше частичных сумм, а в качестве приращений модулей коэффициентов выступают зна5 а,

tt-z

|а

-а

чения

it

2t; МП

0. Кроме того.

О, 1, 2,

считьшание из блоков памяти знаков

коэффициентов и приращений коэффициентов в этом случае следует произ водить с частотой, вдвое меньшей тактовой частоты регистра сдвига f. Как видно из фиг. 2в, все приращения модулей S а 2 значительно меньше, чём исходные коэффициенты , (за исключением Sa .а, 0) и могут быть представлены малым числом разрядов.

В случае фильтра-прототипа приращения коэффициентов примерно вдвое больше коэффициентов а| и строить фильтр с центральной частотой FO 1/4 по схеме прототипа не

имеет смысла.

ЦИФРОВОЙ НЕРЕКУРСИВНЫЙ ФИЛЬТР, содержащий последовательно соединенные коммутатор и регистр сдвига, выход которого подключен к второму входу коммутатора, последовательно соединенные первый накапливающий сумматор, умножитель и второй накапливающий сумматор, а также блок памяти приращений коэффициентов, выход которого подключен к второму входу умножителя, и блок синхронизации, выход управления, первый и второй тактовые выходы и выход сброса которого соединены соответственно с управляющими входами коммутатора, регистра сдвига, блока памяти приращений коэффициентов и объединенными управляющими входами первого и второго накапливающих сумматоров, при этом первый вход коммутатора является входом, а выход второго накапливающего сумматора - выходом цифрового нерекурсивного фильтра, отличающийс я тем, что, с целью расширения частотного диапазона работы в него введен умножитель на + первый ko вход которого соединен с выходом регистра сдвига, выход подключен к входу первого накапливающего сумматора а между вторьм его входом и вторым тактовым выходом блока синзфо- g низации включен введенный блок па- мяти знаков коэффициентов.