Устройство для измерения многомерных передаточных функций нелинейныых систем Советский патент 1991 года по МПК G01R27/28 

X(t)

;ен

U;cos( ;t + ;),

Изобретен может быть использовано для измерения многомерных пе,редаточных функций нелинейных систем. Цепь изобретения - повышение точное- ти и снижение трудоемкости измерений - достигается путем формирования когерентных компонент в испытательном сигнале и применения следящего голо- -OL oro фьльтра 3 для отслеживания уходов частоты опорного генератора, что устраняет флуктуации фдзы,обус- ЛОР I иные дестабилизирующими Факторами, и исключает калибровку опорного канала. Для этого в устройство введены генератор 1 опорной частоты и многоканальный синтезатор 2 когерентных частот, выходной сигнал которого через сумматор 4 поступает на вход измеряемого объекта и безынерционного нелинейного элемента 5, сигнал с выхода которого, проходя через следящий полосе вой фильтр 3 и переключатель 7, перемножается в умножителе 6 с выходным сигналом объекта 10 измерения. Выходной сигнал умножителя 6 интегрируется в интеграторе 3 и измеряется вольтметром 9. 6 ил, S (Л

где Uj, Јj, | - амплитуда, частота и начальная Фаза i-й частотной составляющей испытательного сигнала, измеренные на входе А устройства.

Отклик нелинейной системы y(t) на такой сигнал представляет сумму комбинационных составляющих, частоты f которых связаны с частотами испытательного сигнала соотношением

кс fKc№) , fjdn,1 ),

Н l,2,...,NJ,

(О

С$,(п10) SKm° га.;); -фаза комби- . ,ен

где m (m-N,. .. ,m-l ,mf, .., ,m) - индексный вектор, характеризующий комбинационную составляющую,причем Vi6,,(™0j 0ҐпЛ 0);

национной составлявшей, обусловленная де начальными фазами частотных компонентов входного сигнала (Р. , iЈN.

Отклик на выходе безынерционного нелинейного элемента 5 определяется теми же формулами, в которые все сеHi;, m.j - целые неотрицательные числа, 50 чения многомерных передаточных функций являются действительными коэффициентами, поэтому фазы комплексных составляющих на выходе элемента 5 определяются только начальными фазами ,, компонент испытательного сигнала на его входе и равны (ш0).

Многочастотный спектр с выхода безынерционного нелинейного элемента 5 поступает на вход фильтра 3, на

i €N;

y(t)

, , je««( a(m0)e +

+ J(S,),

(2)

где суммирование производится по всем индексным векторам,

30

комплексное сечение МПЛ;

35

40

целая часть выражения в скобках; К - порядок функционального полинома, описывающего оператор передачи исследуемой нелинейной системы:

С$,(п10) SKm° га.;); -фаза комби- . ,ен

национной составлявшей, обусловленная де начальными фазами частотных компонентов входного сигнала (Р. , iЈN.

числ

(2)

управляющий цифровой вход которого подается цифровой код, задающий коэффициент деления делителя синтезатора 22, соответствующий частоте исследуемой комбинационной составляющей, в результате на выходе синтезатора 22 вырабатывается гетеродинное колебание частоты Ј,(. Ј.;(П0) - Ј n , переносящее составляющую частоты Јке(т0), действующую на входе фильтра 3, на fpp fn, где Ј„ - частота на выходе генератора 23. Ввиду того, что гетеродинное колебание, как и испытательный сигнал, образовано в результате когерентного синтеза из колебания опорного генератора частоты Fo, входные колебания преобразователей фильтра 3 когерентны1одно другому (нестабильностью частоты генератора 23 пренебрегаем), а так как частоты в первом преобразователе 17 фильтра 3 вычитаются одна из другой, нестабильности когерентных колебаний также вычитаются, и нестабильность выходного колебания этого преобразователя не зависит от нестабильности частот испытательного сигнала, а определяется только нестабильностью частоты генератора Ј Пр.

Таким образом, полностью устраняются ошибки фазы опорного колебания измерительной установки, обусловленные нестабильностями частот испытательного сигнала и гетеродина следящего фильтра 3. Одновременно существенно снижаются требования к ста- бильностям частот генераторов измерительной установки.

3 данном случае фильтр 18 промежуточной частоты работает с нулевой расстройкой для частоты полезного колебания f j, , так как фазовая расстройка коэффициентов передачи фильтра 3, обусловленная запаздыванием сигнала в его элементах, а также нестабильности фаз выходных колебаний фильтра 3 практически полностью устраняется кольцом автоматической подстройки фазы (АПФ). Это позволяет полностью исключить операцию калибровки полосового перестраиваемого фильтра, а также значительно повысить точность измерения функций нелинейной системы за счет устранения влияния различных дестабилизирующих факторов (температуры, питающих напряжений и т.д.) на фазы выходны колебаний фильтра 3.

o

5

0

5

0

5

0

5

0

Для определения выхода следящего фильтра 3, к которому следует подключить один из входов фазового детектора кольца АПФ, нужно знать характеристику фазового детектора. Если фазовый детектор 24 имеет характеристику Ј(AAf) -Ecos(Mf), где ДЦ

М ч «Ц Фазы входных колебаний фазового детектора 24, то стационарной точкой устойчивого равновесия системы АПФ является точка AU)

t

-г, поэтому входы такого фазового детектора 24 следует подключить к входу и квадратурному выходу следящего фильтра (фиг.4).

На выходах следящего Фильтра 3 выделяются сдвинутые одно относительно другого колебания частоты исследуемой комплексной составляющей ), на синфазном выходе следящего фильтра 3

Uc(t) Uccos|Virf kc(m0)t +

+ ЧУЧ)

и на квадратурном

U5(t) и5соз 21ГЈкс(т0Н +

+ + | . где ис, Ug - амплитуды выходных колеCfKC(m0)

ieN

баний следящего фильтра 3;

(т - m°; ) Cp| - Фаза

комбинационной составляющей частоты на выходе нелинейного элемента 5, зависящая только от начальных фаз компонент испытательного сигнала. 3 зависимости от положения переключателя 7 (фиг.1) колебание с синЛаз- ного или квадратурного выхода подается на опорный вход умножителя 6, на сигнальный вход которого подается многочастотный сигнал с выхода нелинейной системы. В результата на выходе фильтра нижних часто-i выделяется постоянное напряжение

U KU.RpPa (m0)|, ВЫУП с CL о о j

если опорное колебание умножителя 6 поступает с синфазного канала следящего фильтра 3, и

UBW«90« KVmlV V.

если с квадратурного канала следящего фильтра 1 (К - коэффициент перед t чи последовательного соединения умножитель 6 - фильтр нижснх частот).

Измерив величины К, Uc , Ug можно определить комплексную амплитуду составляющей частотой (тп0) на выходе системы 10 аа (т0) , фаза которой не зависит от начальных фаз компонент испытательного сигнала, а определяется только инерционностью исследуемой нелинейной системы 10. По результатам проведения N измерений комплексной амплитуды составляющих составляется система линейных уравнений, из решения которой определяются все се- чения многомерных передаточных функций.

Когерентный синтез испытательного сигнала из колебания опорного генератора 1 позволяет эффективно бороться и с паразитными каналами, присущими фильтрации, узкополосным фильтром с двойным преобразованием частоты: сквозным, зеркальным и соседними каналами.

На фиг.5 представлен спектр отклика безынерционного нелинейного элемента 5 на многочастотное воздействие, сформированное при когерентном синтезе испытательного сигнала, и отмечены частоты паразитных каналов. Этот спектр образован только гармониками частоты F0, поэтому частоты всех комплексных составляющих отклика заранее известны, что может быть использовано для эффективной борьбы с такими составляющими.

Для борьбы с составляющими эер- -кальнхэго и сквозного каналов на входе первого преобразователя 17 следящего фильтра 3 может быть установлен фильтр высоких частот с частотой среза, равной нижней границе полосы частот исследуемого комбинационного спектра. Для расширения полосы рабочих частот измерительной установки этот фильтр, выполняющий роль преселектора, должен быть перестраиваемым по диапазону частот. Для лз/ч- шей фильтрации составляющих сквозного канала может быть использован до110 ПИИТ ГЛЬНЫН фИ

ный на частоту Г „ и .

I

ПС

чен ii последовательно с npeci -к ч.

Дополнительные воччончр « Гч.рь ч с паразитными каналами

сигналов через фильтр с riv г - образованием частоты РСНОР им ч, ом. что все спектральные со тавлян- ч

на выходе нелинейного элемента i

при когерентном синтезе испыгагг i,n- - го сигнала являются гармониками i,- тоты F-. Если промежуточная члг огл фильтра выбрана из условия fnr М± 0,5)F/2, где 1 1 ,2,3. . .,-ю составляющие зеркального канала отстоят от частоты fnp на рассто-шш +F0/2, сквозного канала - на раг- сгсянии±Г0/4 и±Т/ 4 Fc и соседних каналов - на расстоянии 1 F0 (r1-,;,г. о .

0

5

Все эти составляющие отстроен i от частоты fnp, поэтому могут Оыгь

подавлены фильтром промежуточной частоты без введения дополнительных 5 фильтров на входе стедяиего полого- вого Фильтра 3.

Формула и з о 0 р е т е н ч

Устройство для измерения многомор- Q ных передаточных функций нелинейных систем, содержашее суммзтоо, выход которого подключен к первому входу устройства и рходу нелинейного элемента, последовательно соединенные умножитель, интегратор и вольтметр, а также переключатель, выходом подключенный к опорному входу умножителя, входы переключателя соединены с синфазным и квадратурным выходами полосо0

вого фильтра, вход которого соединен с выходом нелинейного элемента, отличающееся тем, что, с целью повышения точности и уменьшения времени измерений, в него введены мно- . гоканальный синтезатор и опорный генератор, а полосовой Фильтр выполнен следящим за частотой фильтруемого кс- (лебания, причем выход опор} го генератора подключен к опорным входам фильтра и синтезатора, выходы которого подключены к входам сумматора,причем сигнальный вход умножителя являет- ся вторым входом устройства.

П

П 18 v /5

/2

ж-

ot/

V

3

РУ

22

/«.

25

2

NJ/%

П

(риг.З

21,

25

I 1 I I

-Г

i

«2

50е

ZT

е

Фиг.Ч

h% Л-Јл /л-| U Фиг. 6

(Риг. S

Сквозной

Соседние

#/« ЫЬ faf°

/