Квазикогерентный демодулятор фазоманипулированных сигналов Советский патент 1992 года по МПК H04L27/22 

Изобретение относится к радиотехнике и связи и может использоваться для демодуляции двоичных фазоманипулированных сигналов (ФМС).

Известны квазикогерентные демодуляторы, в которых формирование опорного сигнала производится с помощью автогенератора, управляемого петлей фазовой аето- подстройки частоты. Они обладают высокой помехоустойчивостью, потсмциально возможной для данного вида модуляции. Сущее .иным недостатком глких демодуляторов является относительная сложность петли ФАПЧ, возможность захвата петлей частоты помехи, а также потери помехоустойчивости, пропорциональные фазовой ошибке в петле, Кроме того, демодуляторы с ФЛПЧ характеризуются увеличенным временем вхождения в синхронизм (время захвата). Эго затрудняет их применение в пакетных радиосетях, в спутниковых сетях с временным разделением абонентов.

Известны квазикогерентные демодуляторы ФМС с цепями пассивной фильтрации опорных колебаний, например, путем удвоения часгош с последующим ее делением. Их преимуществом является простота, устойчивость работы, малое время вхождения а синхронизм. Недостатками являются сложность получения узкой полосы пропускания опорного тракта на высоких частотах и связанные с этим потери помехоустойчивости. Кроме того, для перестройки демодулятора в диапазоне частот необходима сопряженная перестройка опорного тракта,

Известен также квазикогерентный квадратурный демодулятор дискретных сигналов с разомкнутым устройством фазовой синхронизации. Для его перестройки необходима лишь перестройка высокочастотного гетеродина, однако работа на нулевой промежуточной частоте позволяет выделить опорные колебания только с помощью микропроцессорных средств, так как требует реализации сложных вычислительных процедур, Вследствие ограниченного быстродействия такие демодуляторы пока не обеспечивают работу в реальном масштабе времени.

Наиболее близким к изобретению является демодулятор ФМС, содержащий гетеродин, два канала обработки сигнала, сумматор, интегратор и опорный тракт, причем каждый из каналов обработки сигнала состоит из последовательно включенных смесителя, фильтра нижних частот (ФНЧ) и перемножителя, при этом входы каналов обработки объединены и являются входом демодулятора, выходы каналов обработки

подключены к сумматору, выход которого соединен со входом интегратора, колебания гетеродина подаются на смесители со сдвигом фаз на 90°, а опорный тракт состоит из

третьего перемножителя, компаратора, трех полосовых фильтров (ПФ) и двух делителей частоты, причем входы третьего перемножителя подключены к выходам ФНЧ, а выход через первый ПФ подключен к входу

0 компаратора, прямой выход которого через первый делитель частоты и второй ПФ, а инверсный выход через второй делитель частоты и третий ПФ подключен к вторым входам перемножителей каналов обработки

5 сигнала, при этом выход первого делителя частоты подключен к второму входу второго делителя частоты.

Достоинством этою демодулятора является простота выделения опорного коле0 бания, так как благодаря квадратурному построению разность частот сигнала fc и гетеродина fr может быть выбрана сколь угодно малой, в том числе мбнылей ширины спектра сигнала. Необходимо лишь соблю5 дение условия ifc - fr l Afn, где Af(t - нестабильность частоты канала связи. Работа всех элементов опорного тракта на сверхнизкой промежуточной частоте позволяет производить деление частоты с по0 мощью обычных цифровых делителей (триггеров). На низкой частоте также легко формируется сколь угодно узкая полоса пропускания опорного тракта, например, с помощью активных фильтров на операци5 онных усилителях, что обеспечивает высокое отношение сигнал - шум в опорном тракте.

Недостатком прототипа является повышенное влияние на его помехоустойчивость

0 фазовых ошибок, обусловленных неидеальностью опорного тракта. Как известно, фазовые ошибки опорного тракта складываются из случайных (дрожание фазы), обусловленных влиянием шумов, и статических,

5 вызванных влиянием фазочастотных характеристик опорного тракта при неста- бильностях частоты. Уменьшение полосы пропускания опорного тракта приводит к снижению дрожания фазы, однако уееличи0 вает статическую ошибку, так как возрастает крутизна фззочастотной характеристики опорного тра аа. Так. в прототипе второй и третий ПФ используются только для выделения первой гармоники из прямоугольных

5 колебаний, получаемых на выходах делителей частоты. Известно, что в квадратурном демодуляторе ФМС допустимая величина статической Фазовой ошибки

0CT/ZO (1)

)°

- 1

откуда 0ст 20 Ig (pcT.+ 1), дБ; где 0Ст- потери помехоустойчивости.

Например, если в качестве второго и третьего ПФ применить одиночные колебательные контуры с полосой пропускания 2 А т, то их фазочастотная характеристика имеет вид

p(AfH) arctg(AfHMfiO,(2)

где - отстройка от центральной часто- ты.

Если даже 2 AfK 8 Лтн, т.е. полоса пропускания в восемь раз превышает нестабильность частоты, величина фазовой ошибки составит OCT arctg (1/4) 0,245 рад, а соответствующие потери бет 20 Ig (0,245 + 1) 1,9 дБ. При более сложных фильтрах эти потери будут еще больше.

Значительно уменьшить эти потери можно за счет исключения второго и треть- его ПФ и введения элементов, формирующих прямоугольные опорные колебания специальной формы.

Целью изобретения является повышение помехоустойчивости квазикогерентно- го демодулятора ФМС со сверхнизкой промежуточной частотой за счет устранения влияния статической фазовой ошибки.

Поставленная цель достигается тем, что в прототипе исключены второй и третий ПФ, при этом введены второй и третий сумматоры, два блока задержки на Т/16 и два блока задержки на ЗТ/16, где Т - период опорного сигнала. Выход первого делителя частоты соединен с входами первых блоков задержки на Т/16 и ЗТ/16, прямой выход второго делителя частоты - с входом второго блока задержки на Т/16, а инверсный выход - с входом второго блока задержки на 3T/16, выход которого и выход первого блока задержки на Т/16 соединены с входами второго сумматора, выход которого соединен с вторым входом первого перемножителя, а выходы второго блока задержки на Т/16 и первого блока задержки на ЗТ/16 соедине- ны с входами третьего сумматора, выход которого соединен с вторым входом второго перемножителя.

На фиг.1 приведена функциональная схема демодулятора; на фиг.2 - временные диаграммы его работы; на фмг.З - схема принципа формирования прямоугольных опорных колебаний.

Устройство (фиг.1) содержит первый и второй смесители 1 и 2, первый и второй ФНЧ 3 и 4; первый-третий перемножители 5-7; полосовой фильтр 8, компаратор 9, первый и второй делители частоты 10 и 11, первый и второй блоки задержки на Т/16 12 и 13, первый и второй блоки задержки на З Г/16 14 и 15, первый-третий сумматоры 16-18, интегратор 19, гетеродин 20 и фазовращатель 21. Устройство работает следующим образом.

Исходный фэзоманипулированыый радиосигнал на входе демодулятора имеет вид фиг.2а. Квадратурные сигналы Uc(t) и Us(t) на выходах ФНЧ 3 и 4 представлены на фиг.2б.в. Поскольку разность частот сигнала и гетеродина в таком демодуляторе меньше, чем ширина спектра сигнала, то период разностной частоты больше, чем период фазовой манипуляции (смены полярностей) двоичных символов, что видно из фиг.2б,в. Перемножением квадратурных составляющих в перемножителе 7 и фильтрации Е полосовом фильтре 8 выделяется удвоенная разностная частота (фиг.2г), из которой на прямом и инверсном выходах компаратора 9 формируются прямая и инверсная последовательности типа меандр. После деления частоты делителями 10 и 11 из них образуются последовательности lh(t) и Ua(t) (фиг.2д.е), сдвинутые по фазе на 90° (четверть периода разностной частоты). Сопоставление фиг.2б.д и фиг.2в,е показывает, что эти последовательности синфазны огибающим квадратурных сигналов. Если бы делители 10 и 11 работали независимо друг от друга, то вследствие неопределенности фазы на 180° при делении частоты последовательности фиг.2д,е могли бы отличаться по фазе на +90°, что нарушило бы нормальную работу демодулятора. Для исключения этого явления выход делителя 10 соединен с вторым входом делителя 11: по фронту входного сигнала делитель 11 устанавливается в то состояние, в котором в этот момент времени находится делитель 10. Этим обеспечивается жесткая фазовая связь между последовательностями: последовательность 2д опережзет на 90° последовательность фиг.2е, а в случае сбоя работы делителей эта фазовая связь восстановится через период.

С помощью блоков задержки 12-15 и сумматоров 17 и 18 из последовательностей фиг.2д,е формируются трехуровневые последовательности фиг.2ж,з, где длительность положительных и отрицательных импульсов равна ЗТ/8, а длительность промежутков с нулевым уровнем - Т/8. После перемножения этих последовательностей с соответствующими квадратурными сигналами в перемножителях 5, 6 и сложения их в сумматоре 16 образуются цифровой видеосигнал (фиг.2,и) с переменной огибающей, который поступает на вход решающего устройства (интегратора 19).

Рассмотрим порядок формирования трехуровневых опорных сигналов и покажем, что это обеспечивает повышение помехоустойчивости демодулятора.

Последовательность Ui(t) с выхода де- лителя 10 (фиг.З.а) с помощью блока задержки 12 задерживается на время Т16, гдеТ- период опорных сигналов (фиг.З.в), а последовательность l)2(t) с помощью блока задержки 15 - на время ЗТ/16 (фиг.36,г), Так как последовательность U2(t) снимается с инверсного выхода делителя 11, то сумматором 17 реализуется операция

U3(t)-Ui(t-T/16)-U2(t-3T/16), (3)

что показано на фиг.Зд.

Аналогично сумматором 18 реализуется функция (фиг.З.е)

1Щ Ui(t - ЗТ/16) + U2(t - Т/16), (4)

так как блоки задержки 14 и 13 вносят задержку ЗТ/16 и Т/16 соответственно.

Квадратурные сигналы на входах пе- ремножителей 5 и 6 имеют вид Ui(t) - A(t) cos 2 л: t/T, Uz(t) A(t) sin 2 jrt/T. где A(t) ±1 - информационный параметр. Так как опорные сигналы фиг.3д,е являются трехуровневыми (+1; 0; -1), то огибающая результирующего сигнала на выходе сумматора 16 изменяется по периодическому закону с периодом Т/4 (см. фиг.Зж). Поэтому достаточно рассмотреть изменение огибающей на протяжении одного периода.

На интервале (0; ti) Кз(т.) 1; lU(t) О, поэтому ивых Uc(t) A(t) cos 2 я t/T. На интервале (ti; Т/4 - ti) ) 1, U4(t) 1, поэтому UBHX Uc(t)+Us(t) A(t) cos (2 л t/T- - лг/4).

Наконец, на интервале (Т/4 - ti; Т/4) Ua(t) 0, U(t) 1 и Увых Us(t) A(t) sin 2тг t/T. Рассмотрим среднеквадратическое напряжение шума на выходе демодулятора. Известно, что если среднеквадратическое напряжение гауссовского шума равно Ј, то среднеквадратические значения его квадратурных составляющих Јс Јs Ј. Кроме того, квадратурные составляющие являются некоррелированными, поэтому средне- квадратическое значение их суммы % Таким образом, на трех рассмотренных интервалах среднеквадратическое значение выходного шума составляет Ј; Ј соответственно.

Исходя из принципа работы демодулятора, период изменения огибающей выходного сигнала значительно больше длительности информационных посылок Тс,

поэтому вероятность ошибочного приема найдем усреднением вероятности ошибки на интервале Т/4

Т/4t(,Т|4

VfJ Vu4lpldttJ Wl+I MtUt. (5) Для двоичного фазоманипулированного сигд

нала рош 0,5 1 - erf Ы , поэтому обозначив выражение (5) запишем в виде

(т-1В

«J .(6)

W I,J

Для идеального когерентного демодулятора двоичных ФМС

Рош 0.5 1 - erf(h), А

(7)

где h - отношение сигнал-шум на

входе решающего устройства.

Для определения потерь помехоустойчивости подоптимального демодулятора по отношению к идеальному необходимо найти отношение h/h. при котором демодуляторы обеспечивают равную помехоустойчивость, для чего приравняем выражения (6) и (7)

Рош (h) рош (h)(8)

Вынося общий множитель, получим

I (Ч-T(-t

(|,ew2tt/l|jA.J t-erf(hco,(«/T-t))b+

J t-e hsmWt/Tjbtl.l-erffh )

ТИ-tJ V

(9)

ИЛИ

Раскладывая интеграл от разности функций как разность интегралов, получим:

4 Г т 4 /

Тр,-|ер{(нс052ТУт Л -1,-| ег1((2К/Т-|))Л

т/4

.- J erf(b m2tt|TUll.{-erf(. 4ri- ; 4 ти,

J ert(hco,2M/T)jt, J erЈ(hcoi(2«/Tff i (10)

-f-)) 11e-{(bs.n2 t/T jt-eff (.

Для получения аналитического выражения потерь воспользуемся разложением функции erf(x), при этом для малых х можно ограничиться первым членом ряда. erf(x) 2х/ Лг.

Тогда выражение (10) преобразуется к

виду jГ f eiKosm/r Т 2„ео5{гигт-ад,.

ч i -FF4J47

T«b5jptЈTJtV(11)

тм t,

или

- т ,

hcos( hco5(«t/T- l iUj b4;r(27t(.

1,7M tt

Произведя интегрирование, получим

Th

Ј (.1- + .. (-))(12)

или окончательно

4(s n2fiUsln

л

о in л (л 2тПЛ Ssm- -cosjB-f J

Удобнее выразить отношстей сигналов, поэтому

(л

(А

л2

ел i 2 л: 2рг 2тггЛ

64 slrr-к-соз Ч

Т у

(14)

Физический смысл имеет изменение ti от 0 до Т/8. На интервале (0 ц Т/8) функция выражения (14) имеет минимум при максимальном значении знаменателя, ког(л 2л1А , л 2лт,1 п да cos - I 1, откуда g- О

или ti Т/16.

Подставляя ti Т/16 в выражение (14), получим т/мин 1,053 или 0,22 дБ.

При крайних значениях ti 0 и ti Т/8 получим 1 1.23 или 0,9 дБ.

Введенные в прототип элементы обеспечивают получение оптимального значения tt Т/16 и соответственно минимум потерь помехоустойчивости. Таким образом, исключение из опорного тракта полосовых фильтров и введение устройств формирования трехуровневых опорных сигналов обеспечивает повышение помехоустойчивости демодулятора за счет устранения влияния статической фазовой ошибки.

Конкретная реализация данного устройства может быть выполнена на существующей элементной базе: смесители 1 и 2 и гетеродин 20- на полупроводниковых транзисторах;-фазовращатель 21 и линии задержки 12-15 - на LC-звеньях. Остальные элементы удобнее реализовать на основе аналоговой и цифровой интегральной схемотехники, так как они являются низкочастотными. Фильтры 3, 4, 8 - на активных RC-звеньях, компаратор 9, сумматоры 16- 18, интегратор 19 -на основеоперационных усилителей, например, серий 140, 154. Пе- 5 ремножители 5-7 - на основе аналоговых прецизионных перемножителей 525ПС2, делители 10 и 11 - триггерные, например. серий 155, 176.

Формула изобретения 10 Квазикогёрентный демодулятор фазо- манипулированных сигналов, содержащий последовательно соединенные первый смеситель, первый фильтр нижних частот, первый перемножитель, первый сумматор и 15 интегратор, выход которого является выходом квазикогерентного демодулятора, последовательно соединенные второй смеситель, второй фильтр нижних частот и второй перемножитель, выход которого со- 0 единен с вторым входом первого сумматора, первые входы смесителей соединены и являются входом квазикогерентного демодулятора, выход гетеродина соединен с вторым входом первого смесителя и через 5 фазовращатель на 90° - с вторым входом второго смесителя, выходы фильтров нижних частот соединены с входами третьего перемножителя, выход которого через полосовой фильтр соединен с входом компарато- 0 ра, прямой выход которого соединен с входом первого делителя частоты, а инверсный выход - с первым входом второго делителя частоты, второй вход которого соединен с выходом первого делителя час- 5 тоты, отличающийся тем, что, с целью повышения помехоустойчивости путем устранения влияния статической фазовой ошибки, введены два блока задержки на Т/16 (где Т- период опорного сигнала), два 0 блока задержки на ЗТ/16, второй и третий сумматоры, причем выход первого делителя частоты соединен с входами первых блоков задержки на Т/16 и ЗТ/16, прямой выход второго делителя частоты соединен с вхо- 5 дом второго блока задержки на Т/16. а инверсный выход - с входом второго блока задержки на ЗТ/16, выход которого и выход первого блока задержки на Т/16 соединены с входами второго сумматора, выход которо- 0 го соединен с вторым входом первого перемножителя, выходы второго блока задержки на Т/16 и первого блока задержки на ЗТ/16 соединены с входами третьего сумматора, выход которого соединен с вторым входом 5 второго перемножителя.

I-/UHHHI - I М I /i H-fHl-/|-rl /|.| /| /|-/| /I-/I /М

Сущность изобретения: квазикогере;п- ный демодулятор содержит 2 смесителя 1,2, фильтры нижних частот 3, 4, перемножители 5-7, полосовой фильтр 8, компаратор 9, делители частот 10, 11, блоки задержки 12-15, сумматоры 16-18, интегратор 19 етеродин 20, фазовращатель 21. 3 ил.

а)

з) W

Ґb--fldҐb tRf

;

ллпгь дг - ги

г)

д)«М

е)

«) tfj/0

з) l M и)

Фиг. 2

t

в)

А

Ui()

11л(1-зт/н)

д)

Ш (i) Ui(T-T/u)-Ui(t &M)

е

Uvft) Ut(t-37/K)ua(t - r/rs)

ж)

ЗТ/16

Фиг. 3