АДАПТИВНАЯ РАДИОЛИНИЯ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНОЙ ИНФОРМАЦИИ Российский патент 1994 года по МПК H04B7/05 

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в системах связи для передачи дискретной информации в условиях неопределенной помеховой обстановки.

Целью изобретения является повышение средней реализованной скорости передачи информации (пропускной способности радиолинии) в неопределенной быстроизменяющейся помеховой обстановке.

Сущность изобретения заключается во введении случайного переключения скорости передачи информации с управляемым законом распределения вероятностей выбора ее значений при передаче каждого очередного отрезка информации длительностью Δt_cтац.

Интервал Δt_стац является интервалом стационарности, в течение которого скорость передачи информации в радиолинии не меняется. Длительность интервала стационарности - величина переменная, всегда кратная периоду кода Брюижна и определяется, как и в прототипе, моментом принятия решения о переключении информационной скорости, длительностью передачи информации в прямом направлении радиолинии с текущей (т. е. последней установленной) скоростью до момента принятия решения, длительностью передачи команды по обратному каналу, времени ее исполнения, а также временем распространения радиосигнала от приемной к передающей части радиолинии. Момент начала каждого очередного интервала стационарности является моментом окончания предыдущего. Первый такой интервал отсчитывается от момента начала передачи информации.

Обозначим число возможных скоростей передачи информации в предложенном объекте и прототипе m. Тогда диапазон изменения скоростей определяется множеством С = { C_i} i = , причем C_i/C_i+1 = 2/1 (как в прототипе).

Радиолиния считается работоспособной при выполнении требований к качеству связи в виде, например, критической вероятности ошибки Р_ош < Р_ошкр. Тогда каждому значению скорости С_i, i = можно поставить в соответствие некоторый порог помехоустойчивости:
δ_i= ρ_ni/ρ_c , (1) где ρ_с - мощность сигнала;
ρ_ni - мощность помех (шумов), воздействие которых на радиолинию, работающую со скоростью C_i, приводит к вероятности ошибки Р_ош = Р_ошкр.

Значение порога помехоустойчивости для любой скорости из множества С рассчитывается заранее и является постоянной величиной. Реальное отношение с/ш на входе приемной части радиолинии может меняться как за счет изменения помеховой обстановки (изменение текущей мощности помех (шума ρ_nt), так и за счет изменения условий распространения радиоволн (РРВ), обуславливающего колебания величины ρ_nt и текущей мощности сигнала ρ_ct на входе приемной части радиолинии.

С точки зрения радиолинии неважно, за счет чего (помеховой обстановки и/или условий РРВ) произошло изменение отношения ш/с, а важен лишь сам факт и численное значение самого изменения. При этом приращение отношения ш/с за счет изменения мощности помех или/и условий РРВ равно по величине и знаку приращению отношения ш/с, но происшедшему только за счет эквивалентного изменения лишь одного фактора - изменения помеховой обстановки - при постоянстве величины мощности сигнала на входе приемной части радиолинии. Это обстоятельство позволило обосновать возможность достижения цели изобретения путем решения математической задачи синтеза оптимального алгоритма управления скоростью передачи информации в условиях воздействия наихудших помех с ограниченной средней мощностью.

На основе теоретико-игровых методов показан выигрыш в гарантируемой средней реализованной скорости передачи информации (пропускной способности радиолинии) при использовании оптимального алгоритма управления информационной скоростью в условиях воздействия оптимизированных (наихудших) помех. В заявляемом объекте алгоритм управления информационной скоростью заключается в выборе для каждого очередного отрезка информации длительностью Δt_стац одной из возможных скоростей передачи, принадлежащих множеству С = { C_i} i = . Правило выбора, соответствующее оптимальному алгоритму управления, определяется в результате решения некоторой матричной антагонистической игры:
Г < L, M, Q> где L - стратегия первого игрока (радиолинии), заключающаяся в выборе распределения вероятностейλ= { λ₁, λ₂. . . λ_n} использования информационных скоростей;
М - стратегия второго игрока (условного источника помех), заключающаяся в выборе распределения вероятностей М = { M_o, M₁. . . M_m} мощностей наихудших помех, соответствующих порогам помехоустойчивости радиолинии δ= { δ₀, δ₁, . . . , δ_m), где δ₀ = 0 и δ₀ < δ₁ < . . . < δ_m, при условии ограничения средней мощности помех Q = { q_ij} , i = , j = матрица выигрышей первого игрока.

Средний выигрыш q первого игрока, эквивалентный показателю эффективности радиолинии, а именно средней реализованной скорости передачи информации, при выборе игроками стратегий L и М можно записать в виде
q= M_jq_ij . (2)
Средней мощности помех соответствует среднее значение отношения = /, которое накладывает дополнительное ограничение на множество М в виде
M_jδ_j = . (3)
В дальнейшем под информационной скоростью (скорость передачи информации) С_i на каждом шаге игры Г будем понимать скорость передачи очередного отрезка информации.

Реализованная скорость передачи информации С_t при выборе значения С_i будет определяться следующим выражением:
C_t= (4) где δ_t - текущее значение отношения мощности помех к мощности сигнала.

Вследствие нестационарности помеховой обстановки текущая мощность помех с течением времени будет изменяться, а следовательно, будет изменяться и реализованная скорость передачи информации С_t. Тогда средняя реализованная скорость передачи информации будет равна
= C_tdt, (5) где Т - время функционирования радиолинии.

При достаточно большом Т_→ ∞ будет справедливо равенство
(T)= q, где q - определяется по формуле (2) при условии, что
q_ij= (6)
Пусть, например, m = 3. Тогда в соответствии с (6) зададим следующую матрицу выигрышей в игре Г:
Q=
Принимая во внимание обратно пропорциональную зависимость в соответствии с формулой (2) величин С_i и δ_i, можно задаться условными значениями элементов множеств { C₁, C₂, C₃} и { δ₀, δ₁, δ₂, δ₃} , соотношение между которыми соответствует различным реальным параметрам радиолинии и вариантам воздействия помех.

Для удобства будем полагать С₃ = 1 (условная единица измерения скорости передачи) и δ₁ = 1 (условная единица измерения отношения ρ_n1/ρ_c). Тогда для соотношения информационных скоростей С₁: C₂: C₃ = 4: 2: 1 соответствующая матрица выигрышей запишется в виде

Для сравнения рассмотрим 4 алгоритма управления скоростью передачи информации в условиях воздействия наихудших (оптимизированных) помех с ограниченной средней мощностью.

1. Первый игрок (радиолиния) применяет только чистые стратегии, т. е. работает без переключения информационных скоростей.

2. Первый игрок применяет равновероятный выбор стратегий (наиболее традиционный подход к рандомизированному управлению).

Используя известные рекомендации, метод линейного программирования, теоретико-игровые методы, были получены результаты, представленные в виде графиков на фиг. 1, где 1 - график средней реализованной скорости передачи информации в радиолинии q = q() при применении первым игроком первой чистой стратегии, заключающейся в работе со скоростью С₁ независимо от ; 2 - при применении первым игроком второй чистой стратегии, заключающейся в работе со скоростью С₂независимо от ; 3 - при применении первым игроком третьей чистой стратегии, заключающейся в работе со скоростью С₃ независимо от ; 4 - при применении первым игроком равновероятного выбора скоростей С₁, С₂, С₃ на каждом шаге игры (передаче отрезка информации длительностью Δt_стац).

3. Первый игрок использует детерминированный алгоритм управления скоростью, (см. авт. св. СССР N 1312747, кл. Н 04 В 7/22, 1985).

Задача нахождения гарантируемой средней скорости передачи информации в данном случае соответствует решению стандартной задачи поиска наихудшего распределения мощности помех во времени. Используя известный метод динамического программирования был получен график 5 средней реализованной скорости передачи информации q = q() (см. фиг. 1).

4. Первый игрок применяет предлагаемый оптимальный алгоритм управления скоростью передачи информации.

Такому алгоритму управления информационной скоростью в условиях воздействия наихудших (оптимизированных) помех соответствует оптимальное распределение вероятностей λ* первого игрока в игре Г, гарантирующее максимальный средний выигрыш q* при любой стратегии второго игрока (условного источника помех);
λ^* argmx[mnq(λ, M)] (7)
Решая задачу теоретико-игровыми методами и используя известные рекомендации были получены результаты, приведенные в виде графика 6 (см. фиг. 1). Предлагаемый рандомизированный выбор скорости передачи информации в соответствии с синтезированным оптимальным распределением λ* гарантирует выигрыш q* при δ*1

не меньший, а в случае >δ*1 - больший, чем выигрыш, полученный при выборе скорости передачи информации в соответствии с любым другим детерминированным или случайным алгоритмом управления. Потенциальный предел, достижимый при непрерывном и бесконечном числе порогов (скоростей) m _→ ∞, изображен на фиг. 1 кривой 7.

Расчеты, произведенные для случаев m ≥ 2, показали, что для матрицы Q, состоящей из элементов q_ij, определяемых в соответствии с формулой (6), характерно ступенчатое изменение оптимального распределения вероятностей λ* в зависимости от величины , причем данное распределение сохраняется неизменным при изменении отношения в интервале между двумя соседними значениями величин δ_i* (см. фиг. 2 для случая m = 3). Очевидно, что число таких интервалов будет равно числу возможных информационных скоростей, т. е. число вариантов оптимального распределения вероятностей λ* будет равно m. Таким образом, для функционирования адаптивной радиолинии с возможностью выбора одной из m информационных скоростей необходимо значение m оптимальных распределений вероятностей, которые могут быть вычислены заранее.

Предлагаемый синтезированный оптимальный алгоритм управления информационной скоростью является програм- мно-адаптивным, так как предполагает совмещение быстрого программного переключения с адаптацией закона переключения в зависимости от наблюдаемой величины . При низком среднем уровне помех ( _→ 0) радиолиния работает с максимальной из заданных скоростью передачи информации без переключений ( λ* = 1, см. фиг. 2), не реагируя на возможные единичные кратковременные всплески текущего уровня мощности помех, и тем самым реализует максимально достижимую с точки зрения выделенного ресурса значений информационных скоростей пропускную способность. При возрастании пропускная способность радиолинии падает, однако возрастает ее помехоустойчивость, т. е. радиолиния переходит на работу с меньшими скоростями (высшими порогами помехоустойчивости). Таким образом, в зависимости от помеховой обстановки автоматически осуществляется оптимально организованная "взаимная перекачка" пропускной способности и помехоустойчивости адаптивной радиолинии, гарантируя достижение макси- мально возможного значения средней реализованной скорости передачи информации в условиях воздействия наихудших (оптимизированных) помех.

Для формирования любого из m заранее вычисленных оптимальных дискретных распределений вероятностей λ* = { λ_i*} i = появления случайных событий А_i, i = 1, m, где событие А_i заключается в выборе i-й скорости передачи информации, можно использовать геометрическое представление распределения (множества) вероятностей λ* в виде единичного отрезка, разбитого на m участков величиной λ₁*, λ₂*. . . . λ_m* при этом = 1. При использовании датчика случайных чисел с равномерным законом распределения на отрезке [(0, 1)] результатом каждого случайного испытания будет попадание случайного числа (СЧ) в один из m участков. Вероятность попадания СЧ в i-й участок будет равна величине λ_i*.

Для формирования СЧ с равномерным законом распределения вероятностей на отрезке [(0; 1)] можно использовать последовательность вероятностных двоичных чисел, для генерирования которых целесообразно применить генератор псевдослучайной М последовательности (ГПСП).

С целью своевременной подготовки случайной выборки для формирования кода величины информационной скорости для передачи очередного отрезка информации период 1/f_ДСИ следования импульсов с выхода датчика случайных чисел должен быть меньше периода Δt_пррешпринятия решения на переключение (выбор скорости) как минимум в n раз, где n - число разрядов двоичной случайной выборки (случайного числа). Длительность периода Δt_прреш. целесообразно задать кратной периоду кода Брюижна и превышающей максимальную инерционность установления информационной скорости в радиолинии (величина инерционности определяется отрезком времени от момента принятия решения о переключении скорости до момента ее одновре- менной смены в передающей и приемной частях радиолинии). Тогда частоту f_ДСИ следования импульсов с выхода датчика псевдослучайных чисел удобно выбрать, например, равной 1/τ, где τ- период следования тактовых импульсов кода Брюижна. При этом период принятия решения о рандомизированном выборе информационной скорости будет связан с следующей зависимостью:
t_прреш = r ˙τ , (8) где τ- число тактовых импульсов кода Брюижна, генерируемых в течение периода Δt_пр.реш.

Для реализации оптимального алгоритма управления информационной скоростью необходимо знание отношения . Это отношение можно оценить путем преобразования величины β, снимаемой с выхода измерителя отношения c/ш и однозначно связанной с величиной отношения с/ш на входе приемной части радиолинии, в отношение ш/с и дальнейшего усреднения величины последнего во времени с помощью тактируемого цифрового интегратора.

Структурная электрическая схема предложенной адаптивной радиолинии передачи дискретной информации изображена на фиг. 3.

Эта радиолиния содержит на передающей стороне формирователь 1 информационного сигнала, манипулятор 2 информацион- ного сигнала, блок 3 управления, блок 4 приема обратного канала, а на приемной стороне - демодулятор 5 информационного сигнала, формирователь 6 символов информации, блок 7 выделения кода Брюижна, измеритель 8 отношения с/ш, измеритель 9 дальности, вычислитель 10 среднего значения отношения ш/с, блок 11 рандомизированного выбора информационной скорости, датчик 12 случайных чисел, генератор 13 тактовых импульсов, генератор 14 кода Брюижна, блок 15 передачи обратного канала, блок 16 управления.

Функциональная электрическая схема варианта реализации вычислителя 10 среднего значения отношения ш/с приведена на фиг. 4. Она содержит программируемую логическую матрицу (ПЛМ) и тактируемый цифровой интегратор. ПЛМ выполняет функцию преобразования двоичного параллельного кода величины β, поступающей с выхода измерителя 8 отношения с/ш, в двоичный параллельный код отношения ш/с на основании однозначного соответствия величины β значению отношения с/ш а следовательно, и отношению ш/с. На выходе цифрового интегратора в результате усреднения формируется двоичный параллельный код величины .

ПЛМ является цифровой микросхемой комбинационного типа, порядок синтеза и варианты реализации таких схем известны.

Возможен вариант исполнения цифрового интегратора, например, как изображенный на фиг. 5. Он состоит из двух сумматоров делителя и регистра хранения. Принцип действия данного интегратора заключается в осуществлении очевидной рекуррентной процедуры, обеспечивающей вычисление на каждом шаге l (соответствующем периоду тактовых импульсов на синхровходе регистра хранения) среднего значения последних К отсчетов отношения ш/с, поступивших на вход интегратора
= + (δ_(l)-) . (9)
Величина k должна обеспечивать усреднение отношения ш/c за достаточно длительное время и определяется конкретными условиями функционирования радиолинии. Количество разрядов Х регистра хранения и сумматоров, изображенных на фиг. 5, должно удовлетворять неравенству:
X ≥ m + log₂ (1/ ε) + log₂k , (10) где m - количество информационных скоростей, используемых в радиолинии;
ε- относительная точность измерения среднего значения ш/c , связанная с абсолютной точностью выражением = δ₁· ε;
δ₁ - минимальный порог помехоустойчивости, соответствующий максимальной скорости.

Желательно выбирать величины k и 1/ε кратными степеням двойки. Тогда, в частности, деление на k, требуемое по формуле (9), будет в точности соответствовать смещению величины, которую надо разделить на k, на К = log₂ k разрядов перед выполнением последующей операции сложения. Отсюда следует, что разрядность сигнала на входе интегратора должна быть Y = X - K. Такое же количество старших разрядов достаточно считывать с регистра хранения на выход цифрового интегратора, являющегося одновременно выходом вычислителя 10 среднего значения отношения ш/с.

Операция вычитания, требуемая в формуле (9), реализуется в схеме на фиг. 5 путем сложения с вычитаемым в дополнительном коде, для чего используются инверсные выходы триггеров регистра хранения и вход переноса Р второго сумматора.

Период следования тактовых импульсов на синхровходе регистра хранения целесообразно выбирать меньшим самого короткого интервала (периода) обновления результата измерения отношения с/ш на выходе измерителя 8. Исходя из этого, выбирается коэффициент деления делителя, на вход которого, являющегося одновременно входом цифрового интегратора и вычислителя 10, с выхода генератора 13 поступает последовательность тактовых импульсов с частотой 1/τ.

Функциональная электрическая схема варианта реализации блока 11 рандомизированного выбора информационной скорости приведена на фиг. 6. Она содержит две ПЛМ, два регистра хранения (РrXp), сдвиговый регистр (СдвРг) и делитель на τ.

Первая ПЛМ выполняет функцию преобразования двоичного параллельного кода величины в параллельный двоичный код номера варианта оптимального распределения вероятностей λ* выбора информационных скоростей в соответствии с результатом решения игры Г.

Под действием тактовых импульсов, следующих с частотой 1/ τ с выхода генератора 13 тактовых импульсов, в СдвРг производится запись случайного двоичного числа, поступающего с выхода датчика 12 случайных чисел. Одновременно последовательность тактовых импульсов с выхода генератора 13 тактовых импульсов поступает на делитель, с выхода которого тактовые импульсы уже с частотой 1/ τ_прреш. обеспечивают перезапись случайного двоичного числа с выходов СдвРг во второй РнХр, а также перезапись двоичного параллельного кода номера оптимального распределения вероятностей с выходов первой ПЛМ в первый РгХр. С выходов этого РгРх перезаписанный двоичный параллельный код номера оптимального распределения вероятностей поступает на первую группу входов второй ПЛМ, а перезаписанное случайное двоичное число с выходов второго РгХр поступает на вторую группу входов второй ПЛМ. Вторая ПЛМ, используя геометрическое представление λ*, выполняет функцию рандо- мизированного выбора информационной скорости посредством преобразования двоичных кодов номера оптимального распределения вероятностей и случайного числа в код значения скорости С_i передачи очередного информационного отрезка. Возможен также вариант реализации второй ПЛМ, на выходе которой формируется двоичный номер i информационной скорости. Код величины скорости (ее номер) поступает на выход блока 11 рандомизированного выбора информационной скорости.

Генератор 13 тактовых импульсов должен быть кварцевым, так как его стабильность должна быть не хуже стабильности генерирования тактовых импульсов кода Брюижна.

Адаптивная радиолиния работает следующим образом.

На передающей стороне формирователь 1 информационного сигнала объединяет информацию от датчиков информации в единый поток в виде последовательности двоичных символов. Манипулятор 2 информационного сигнала осуществляет манипуляцию на 180^о символами информации сегментов кода Брюижна, генерируемого в блоке 4 приема обратного канала и являющегося поднесущим колебанием для передачи информации. Величина сегмента определяется текущей скоростью передачи информации. Тактовые частоты кода Брюижна и информации кратные между собой. При любой скорости передачи начало периода кода Брюижна связано с началом одного из символов информации.

Образующийся сложный низкочастотный сигнал передается далее в радиоканал, под которым подразумевается и в прямом, и в обратном направлениях высокочастотная часть передатчика, трасса распространения и высокочастотная часть приемника.

На приемной стороне в блоке 7 выделения кода Брюижна происходит синхронизация по тактовой частоте и фазе (задержке) кода Брюижна с учетом знания длины манипулированного сегмента.

Регенерированный код Брюижна поступает на демодулятор 5 информационного сигнала и измеритель 9 длительности, где по разности фаз между выделенным кодом Брюижна и генерируемым генератором 14 кода Брюижна происходит измерение дальности. Для синхронизации по фазе кода Брюижна при наличии манипуляции символами информации используется информация о текущей скорости передачи информации. Одновременно в блоке 7 выделения кода Брюижна формируются импульсы начала полусимволов информации, поступающие для синхронизации работы на первый вход демодулятора 5 и вторые входы формирователя 6 символов информации и измерителя 8 отношения с/ш.

Демодулятор 5 производит демодуляцию полусимволов информации и в цифровом виде подает их на формирователь 6 символов информации и измеритель 8 отношения с/ш, выходная величина β которого взаимно однозначно связана с отношением с/ш на входе приемной части радиолинии.

Вычислитель 10 среднего значения отношения ш/с производит преобразование величины β в отношение ш/c и усреднение этой величины во времени. Для обеспечения выполнения функции усреднения на второй вход вычислителя 10 подаются тактовые импульсы с выхода генератора 13 тактовых импульсов. Величина отношения с выхода вычислителя 10 поступает на первый вход блока 11 рандомизированного выбора информационной скорости, на второй вход которого с частотой 1/τ последовательно подается двоичный код случайного числа с выхода датчика 12 случайных чисел. Одновременно последовательность тактовых импульсов, следующих с частотой 1/τ с выхода генератора 13 тактовых импульсов, поступает на третий вход блока 11 рандомизированного выбора информационной скорости. Последний осуществляет деление частоты тактовых импульсов на величину τ и с частотой 1/Δt_прреш. в соответствии с вариантом оптимального распределения вероятностей λ*, выбираемым в зависимости от величины , осуществляет рандомизированный выбор значения скорости С_i передачи каждого очередного информационного отрезка. При этом под величиной выбираемой скорости может пониматься ее условный номер i.

Значение скорости поступает на вход блока 16 управления, который выдает команду об установлении в радиолинии выбранной скорости на блок 15 передачи обратного канала и одновременно начинает отсчет интервала времени, через который выдается информация о значении выбранной скорости приема информации на блок 7 выделения кода Брюижна. Этот интервал, равный разности между длительностью Δt_стац и длительностью отрезка времени от начала текущего интервала Δt_стац до момента выдачи команды об установлении в радиолинии выбранной скорости, вычисляется с точностью до периода кода Брюижна с учетом времени распространения радиосигналов на основе информации от измерителя 9 с текущей дальности между передающей и приемной частями радиолинии, а также с учетом момента выдачи команды и времени ее исполнения. Это позволяет обеспечить прием информации без потерь в моменты переключения скорости передачи.

Блок 15 передачи обратного канала формирует двоичные символы команды, которые манипулируют на 180^о код Брюижна, поступающий с генератора 14. При этом длительность периода кода Брюижна равна длительности символа команды. Через радиоканал этот низкочастотный сигнал поступает в блок 4 приема обратного канала, в котором осуществляется синхронизация по тактовой частоте и фазе кода Брюижна, выделение символов команды.

Регенерированный код Брюижна поступает на манипулятор 2. Символы команд, тактовая частота кода Брюижна и импульсы начала периода кода Брюижна с блока 4 идут на блок 3 управления, в котором происходит дешифрация команды и определение значения тактовой частоты информации, соответствующей выбранной скорости передачи информации, которая поступает на формирователь 1 информационного сигнала, где формируются символы информации, взвешенные на двойную тактовую частоту (манчестерский код), что необходимо для работы используемого в радиолинии измерителя 8 отношения с/ш. Переход на новую скорость передачи всегда осуществляется с точностью до начала ближайшего периода кода Брюижна.

Диапазон возможного изменения информационной скорости (набор скоростей) в адаптивной радиолинии заранее определен.

Гарантируемая средняя реализованная скорость передачи информации в предлагаемой адаптивной радиолинии с конечным множеством С информационных скоростей несколько ниже гарантируемой величины в теоретической радиолинии с непрерывным и бесконечным множеством информационных скоростей. Однако по сравнению с прототипом и аналогами, в которых используется переключение скоростей в соответствии с рассмотренными алгоритмами, предлагаемая адаптивная радиолиния позволяет обеспечить выигрыш в средней реализованной скорости передачи информации в наихудших условиях воздействия помех, при этом величина выигрыша зависит от среднего значения отношения (см. фиг. 1). (56) Авторское свидетельство СССР
N 1312747, кл. Н 01 В 7/22, 1985.

Использование: в системах связи для передачи дискретной информации в условиях воздействия неопределенных помех. Сущность изобретения: адаптивная радиолиния содержит на передающей стороне манипулятор информационного сигнала, блок приема обратного канала, блок управления и формирователь информационного сигнала, а приемная сторона содержит блок передачи обратного канала, демодулятор информационного сигнала, блок выделения кода Брюижна, измеритель дальности, формирователь символов информации, измеритель отношения с/ш, генератор кода Брюижна, блок управления, блок рандомизированного выбора информационной скорости, вычислитель среднего значения отношения ш/с, датчик случайных чисел и генератор тактовых импульсов. 6 ил.

АДАПТИВНАЯ РАДИОЛИНИЯ ПЕРЕДАЧИ ДИСКРЕТНОЙ ИНФОРМАЦИИ , содеpжащая на пеpедающей стоpоне фоpмиpователь инфоpмационного сигнала, вход котоpого соединен с выходом блока упpавления, а выход - с инфоpмационным входом манипулятоpа инфоpмационного сигнала, гетеpодинный вход котоpого соединен с пеpвым выходом блока пpиема обpатного канала, тpи дpугих выхода котоpого соединены соответственно с тpемя входами блока упpавления, а на пpиемной стоpоне - блок пеpедачи обpатного канала, демодулятоp инфоpмационного сигнала, блок выделения кода Бpюижна, измеpитель дальности, фоpмиpователь символов инфоpмации, измеpитель отношения сигнал - шум (с/ш), генеpатоp кода Бpюижна и блок упpавления, пpи этом выход блока пеpедачи обpатного канала чеpез pадиоканал соединен с входом блока пpиема обpатного канала, а выход манипулятоpа инфоpмационного сигнала чеpез pадиоканал соединен с соединенными по входу демодулятоpом инфоpмационного сигнала и блоком выделения кода Бpюижна, пеpвый выход котоpого соединен с пеpвым входом измеpителя дальности и с втоpым входом демодулятоpа инфоpмационного сигнала, выход котоpого соединен с пеpвыми входами фоpмиpователя символов инфоpмации и измеpителя отношения с/ш, пеpвый выход генеpатоpа кода Бpюижна соединен с пеpвым входом блока пеpедачи обpатного канала и втоpым входом измеpителя дальности, выход котоpого соединен с пеpвым входом блока упpавления, пеpвый выход котоpого соединен с втоpым входом блока пеpедачи обpатного канала, тpетий вход котоpого соединен с втоpым выходом генеpатоpа кода Бpюижна, втоpой выход блока упpавления соединен с втоpым входом блока выделения кода Бpюижна, синхpовыход котоpого соединен с синхpовходом и демодулятоpа инфоpмационного сигнала фоpмиpователя символа инфоpмации и измеpителя отношения с/ш, отличающаяся тем, что на пpиемной стоpоне введены генеpатоp тактовых импульсов, датчик случайных чисел, блок pандомизиpованного выбоpа инфоpмационной скоpости и вычислитель сpеднего значения отношения ш/с, пеpвый вход котоpого соединен с выходом измеpителя отношения с/ш, втоpой вход - с выходом генеpатоpа тактовых импульсов, а выход - с пеpвым входом блока pандомизиpованного выбоpа инфоpмационной скоpости, втоpой вход котоpого соединен с выходом датчика случайных чисел, тpетий вход - с выходом генеpатоpа тактовых импульсов, а выход - с втоpым входом блока упpавления, вход датчика случайных чисел соединен с выходом генеpатоpа тактовых импульсов.