Изобретение относится к технике электросвязи и может быть использовано для приема дискретных сигналов, передаваемых по каналам связи со скоростью до 16,0 кбит/с.
По принципу действия предлагаемое устройство близко к приемникам цифровых модемов. Известно "Устройство для приема дискретных сигналов" [1] содержащее согласующий блок, фазовращатель, аналого-цифровой преобразователь (АЦП), полосовой корректор, блок тактовой синхронизации, блок компенсации фазовых нестабильностей, блок компенсации амплитудных нестабильностей, решающий блок, блок подстройки амплитуды, блок вычисления ошибки фазы, стационарный фильтр, адаптивный фильтр, блок подстройки коэффициентов, сумматор, нелинейный преобразователь и декодер.
Недостатком данного устройства является невысокая помехоустойчивость при работе по каналам связи ухудшающего качества (с большими линейными искажениями и импульсными помехами).
Наиболее близкими по технической сущности к предлагаемому устройству является "Цифровое устройство приема сигналов" [2] содержащее блок вычисления ошибок, усилитель с АРУ, фазовращатель, АЦП, адаптивный корректор, блок регулирования уровня, блок демодуляции и компенсации фазы, решающий блок, декодер.
Недостатком прототипа является невысокая помехоустойчивость при работе по каналам связи с большими линейными искажениями (с большой неравномерностью ГВЗ канала связи) и значительными колебаниями уровня принимаемого сигнала.
Целью изобретения является повышение помехоустойчивости при работе по каналам связи с большими линейными искажениями и значительными колебаниями уровня принимаемого сигнала.
На фиг. 1 изображена структурная схема предложенного цифрового приемника; на фиг. 2 схема блока вычисления; на фиг. 3 схема блока сравнения; на фиг. 4 схема первой линии задержки и блока формирования адреса.
Цифровой адаптивный приемник содержит полосовой фильтр 1, усилитель 2 с автоматической регулировкой уровня (АРУ), аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 3, первый, второй умножители 4, 5, генератор 6, первый, второй, третий, четвертый фильтры 7, 8, 9, 10 низких частот, первый, второй сумматоры 11, 12, блок 13 управления фазовыми корректорами, блок 14 коммутации, преобразователь 15 сигнала с линейной частотой модуляции, блок 16 выделения синхросигналов, адаптивный корректор 17, декодер 18, дескремблер 19, третий, четвертый умножители 20, 21, третий, четвертый сумматоры 22, 23, блок 24 вычисления ошибки, блок 25 сравнения, первая линия задержки 26 с отводами, блок 27 формирования адреса, интегратор 28, пятый сумматор 29, пятый умножитель 30, шестой сумматор 31, элемент задержки 32.
Блок 24 вычисления ошибки содержит первый умножитель 33, накопитель 34, второй умножитель 35, вычитающий счетчик 36, суммирующий счетчик 37 и элемент задержки 38.
Блок 25 сравнения содержит М элементов задержки 391-39М М сумматоров 401-40М М компараторов 411-41М и М-1 ключей 421-42М-1.
Линия задержки 26 состоит из М элементов задержки 431-43М.
Блок формирования адреса 27 содержит М ключей 441-44М, элемент задержки 39 образует линию задержки 45.
Устройство работает следующим образом.
Поступающий из канала связи аналоговый сигнал фильтруется полосовым фильтром 1, усиливается усилителем с автоматической регулировкой уровня 2, поддерживающим на входе аналого-цифрового преобразователя 3 постоянный уровень сигнала при его изменении в канале связи. С выхода аналого-цифрового преобразователя 3 принимаемый сигнал в цифровой форме поступает на первые входы умножителей 4, 5, на вторые входы которых с соответствующих выходов генератора 6 подается опорное напряжение с частотой, совпадающей с частотой несущего колебания. Умножители 4, 5 совместно с генератором 6 образуют преобразователь спектра, осуществляющий перенос принимаемого сигнала из полосы частот 0,3-3,4 кГц в область более низких частот. ФНЧ 7,8,9,10, включенные на выходе умножителей 4,5, осуществляют фильтрацию продетектированного сигнала. На выходе сумматора 11 выделяется реальная составляющая комплексной огибающей продетектированного сигнала Х (nT), а на выходе сумматора 12 формируется мнимая составляющая Y (nT) комплексной огибающей сигнала.
Помимо функций фильтрации ФНЧ 7,8,9,10 совместно с сумматорами 11, 12 и блоком управления фазовыми корректорами 13 образуют компромиссный корректор неравномерности ГВЗ канала связи. Для этого в блоке управления фазовыми корректорами 13 записаны значения импульсных характеристик (ИХ) ФНЧ 7,8,9,10, соответствующие усредненным характеристикам канала связи с различным числом переприемных участков, от одного до М.
Реальная и мнимая составляющие выходов сумматора 11, 12 поступают на первый и второй входы блока коммутации 14, который в рассматриваемом случае переключает их на входы блока выделения синхросигналов 16 и адаптивного корректора 17, минуя преобразователь сигнала с линейной частотной модуляцией 15. Откорректированный сигнал в виде оценок реальной (nT) и мнимой (nT) составляющих поступает на вход декодера 18, в котором реализуется операция вынесения решения о принятом символе. Декодированный информационный сигнал в виде последовательности символов с выхода декодера 18 поступает на вход дескремблера 24, в котором он преобразуется в исходный вид и поступает на выход устройства.
С выходов сумматоров 11, 12 реальная и мнимая составляющие принимаемого сигнала поступают также соответственно на первый и второй входы умножителя 20 и на первый и второй входы умножителя 21.
Значения сигналов Х2 (nT) и Y2 (nT) с выходов умножителей 20, 21 поступают на первый и второй входы сумматора 22, на выходе которого формируется квадрат модуля огибающей принимаемого сигнала (Z)2 X2(nT) + Y2 (nT).
При наличии в канале связи линейных искажений (большой неравномерности ГВЗ) огибающая принимаемого сигнала теряет свои отсчетные свойства и изменяется по амплитуде, причем эти изменения зависят от величины неравномерности ГВЗ канала связи.
В сумматоре 23 происходит сравнение квадрата модуля огибающей принимаемого сигнала с эталонным значением Uэ1, равным квадрату модуля огибающей сигнала при отсутствии линейных искажений в канале.
На выходе сумматора 23 формируется ошибка:
ε(nT) Z (nT)2 Uэ1, вызванная наличием линейных искажений и аддитивного шума в канале связи. Ошибка ε(nT), соответствующая определенному значению ИХ ФНЧ 7,8,9,10, поступает на вход блока вычисления ошибки 24, в котором происходит вычисление среднеквадратической ошибки (СКО) на интервале усреднения в N отсчетов.
Квадраты ошибок ε2(nT), полученные на выходе умножителя 33 блока вычисления ошибки 24, накапливаются в накопителе 34. Одновременно с отсчетами ошибок на вход вычитающего счетчика 36 емкостью N, поступают импульсы с частотой дискретизации tд. При обнулении вычитающего счетчика 36 на его выходе формируется импульс, по которому сумма квадратов ошибок из накопителя 34 поступает на первый вход второго умножителя 35, на второй вход которого подан постоянный сигнал, пропорциональный величине 1/N-1.
Таким образом, в момент обнуления вычитающего счетчика 36 на первом выходе блока вычислении ошибки 24 формируется значение среднеквадратической ошибки (СКО), вычисленное в соответствии с выражением
e
Полученное значение СКО записывается в линию задержки с отводами 45 блока сравнения 25. Одновременно с этим в линию задержки с отводами 26 записывается состояние суммирующего счетчика 37, соответствующее адресу, по которому в блоке управления фазовыми корректорами 13 записано значение ИХ ФНЧ 7,8,9,10, соответствующее каналу связи с одним переприемным участком.
Импульс с выхода вычитающего счетчика 36 с задержкой, вызванной прохождением через элемент задержки 38 блока вычисления ошибки 24, поступает на вход блока управления фазовыми корректорами 13. По данному импульсу из блока управления фазовыми корректорами 13 в ФНЧ 7,8,9,10 заносятся новые значения ИХ, соответствующие каналу связи с двумя переприемными участками. Далее процесс вычисления СКО происходит в соответствии с алгоритмом, описанным выше.
Полученное значение СКО записывается в линию задержки с отводами 45, а ранее записанное значение СКО продвигается по линии задержки. Аналогичным образом происходит запись состояния суммирующего счетчика 37 в первую линию задержки с отводами 26.
На выходе элемента задержки 38 блока вычисления ошибки 24 появляется импульс, по которому из блока управления фазовыми корректорами 13 в ФНЧ 7,8,9,10 поступают новые значения ИХ, соответствующие каналу связи с тремя переприемными участками.
Описанный выше процесс циклически повторяется до тех пор, пока не будут вычислены все М значений СКО, соответствующие настройке ФНЧ 7,8,9,10 на каналы связи протяженностью от 1 до М переприемных участков. По окончании данного процесса в первой линии задержки с отводами 26 будут записаны М адресов ИХ ФНЧ 7,8,9,10, а в линии задержки с отводами 45 будут записаны соответствующие этим адресам значения СКО. При записи в суммирующий счетчик 37 числа М на его первом выходе формируется импульс переноса, который поступает на вторые входы сумматоров 401,40М блока сравнения 25. Под действием этого импульса в сумматоре 101 происходит вычисление ошибки -=E1, которая поступает на вход компаратора 411, который работает по следующему алгоритму: если Е1 > 0, то на выходе компаратора 411формируется сигнал логической 1, если Е1 < 0, то на выходе компаратора 411 формируется сигнал логического 0. При наличии на выходе компаратора 411 логической 1 ключ 421 замыкается в положение 2 и на его выходе появляется значение СКО (меньшее из двух сравниваемых значений СКО).
При наличии на выходе компаратора 411 логического нуля ключ 421замыкается в положение 1, при котором на его выход проходит значение СКО .
Сигнал с выхода компаратора 411 поступает также на третий вход ключа 441 блока формирования адреса 27. Если на выходе компаратора 411 сигнал равен логической 1, то ключ 441 переключается в положение 2 (см.фиг.4) и на его выходе появляется адрес, соответствующий значению СКО при логическом 0 на выходе компаратора 411 ключ 441переключается в положение 1 и на его выходе появляется адрес, соответствующий значению СКО .
Наименьшее из двух сравниваемых значений СКО с выхода ключа 421подается на первые входы сумматора 402 и ключа 422, в которых это значение СКО аналогичным вышеописанному способом сравнивается со значением СКО На выходе ключа 422 появляется наименьшее из значений СКО, которое сравнивается со следующим значением СКО, записанным во второй линии задержки с отводами 45. Аналогичным образом на выходе ключа 442 блока формирования адреса 27 появляется адрес, соответствующий наименьшему из сравниваемых значений СКО. По окончании процесса сравнивания ошибок на выходе компаратора 41М появляется сигнал (логическая 1 или логического 0), по которому на выходе ключа 44Мпоявляется адрес, по которому в блоке управления фазовыми корректорами 13 записано значение ИХ ФНЧ 7,8,9,10, соответствующее наименьшей из сравниваемых величине СКО.
Таким образом, осуществляется процедура адаптивной настройки компромиссного корректора неравномерности ГВЗ канала связи, выполненного на основе ФНЧ 7,8,9,10. Совокупность адаптивно-настраиваемого по критерию минимума СКО компромиссного корректора и адаптивного корректора позволяет с высокой точностью компенсировать линейные искажения в канале связи, уменьшив тем самым величину межсимвольных искажений, оказывающих основное влияние на помехозащищеность дискретных сигналов при скоростях передачи свыше 4800 бит/с.
Регулировка коэффициента усиления усилителя с автоматической регулировкой уровня 2 осуществляется следующим образом.
Квадрат модуля огибающей принимаемого сигнала с выхода сумматора 22 подается на вход интегратора 28, усредняющего значения принимаемого сигнала для исключения ложных подстроек коэффициента усиления усилителя с автоматической регулировкой уровня 2 при приеме АФМ и КАМ сигналов. Усредненное значение принимаемого сигнала в сумматоре 29 сравнивается с эталонным напряжением Uэ2, равным номинальному уровню принимаемого сигнала.
Алгоритм регулировки коэффициента усиления усилителя с автоматической регулировкой уровня 2 имеет следующий вид:
Кn+1 Kn +μεn где Kn коэффициент усиления в n-ый момент времени;
μ- коэффициент адаптации;
εn Uпр Uэт1 ошибка оценивания амплитуды принимаемого сигнала;
UпрZ(t)/dt
Данный алгоритм в заявляемом устройстве реализуется с помощью умножителя 30, сумматора 31 и элемента задержки 32.
Вычисленное значение коэффициента усиления с выхода сумматора 31 поступает в цифровом виде на второй вход усилителя с автоматической регулировкой уровня 2, поддерживая тем самым постоянный уровень принимаемого сигнала на входе аналого-цифрового преобразователя 3.
название | год | авторы | номер документа |
---|---|---|---|
ЦИФРОВОЙ ПРИЕМНИК ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ С "ВРАЩАЮЩЕЙСЯ ФАЗОЙ" | 1991 |
|
RU2038703C1 |
ЦИФРОВОЙ АДАПТИВНЫЙ КОРРЕКТОР | 1983 |
|
RU2024199C1 |
ЦИФРОВОЙ АВТОМАТИЧЕСКИЙ КОРРЕКТОР СИГНАЛОВ | 1992 |
|
RU2106062C1 |
СИСТЕМА ПЕРЕДАЧИ ДАННЫХ | 1991 |
|
RU2019049C1 |
Устройство адаптивного приема дискретных сигналов | 1982 |
|
SU1113891A1 |
ПРОГРАММИРУЕМЫЙ ЦИФРОВОЙ ФИЛЬТР | 1991 |
|
RU2006936C1 |
СПОСОБ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЦИФРОВОГО СИГНАЛА ИЗОБРАЖЕНИЯ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО РЕАЛИЗАЦИИ | 2004 |
|
RU2287909C2 |
ТЕЛЕВИЗИОННЫЙ АДАПТИВНЫЙ ИЗМЕРИТЕЛЬ КООРДИНАТ | 1988 |
|
SU1623536A1 |
Адаптивный корректор межсимвольной интерференции | 1987 |
|
SU1540009A1 |
ДУПЛЕКСНЫЙ МОДЕМ | 1998 |
|
RU2147791C1 |
Использование: в электросвязи для приема дискретных сигналов, передаваемых по каналам связи со скоростью до 16,0 кбит/с. Сущность изобретения: повышение помехоустойчивости приемника при работе по каналам связи с большими линейными искажениями и значительными колебаниями уровня принимаемого сигнала достигается тем, что в устройство, содержащее усилитель 2 с АРУ, адаптивный корректор 8 и декодер 13 введены полосовой фильтр 1, пять умножителей 4, 5, 15, 16, 30, генератор 6, четыре фильтра 7, 8, 9, 10 низких частот, шесть сумматоров 11, 12, 22, 23, 29, 31, блок управления фазовыми корректорами 13, блок коммутации 14, преобразователь 15 сигнала с линейной частотной модуляцией, блок 16 выделения синхросигналов, дискремблер 19, блок 24 вычисления ошибки, блок 25 сравнения, линия задержки 26 с отводами, блок формирования адреса 27, интегратор 28 и элемент задержки 32. 2 з.п. ф-лы, 4 ил.
Аппарат для очищения воды при помощи химических реактивов | 1917 |
|
SU2A1 |
0 |
|
SU392629A1 | |
Очаг для массовой варки пищи, выпечки хлеба и кипячения воды | 1921 |
|
SU4A1 |
Авторы
Даты
1995-07-09—Публикация
1991-05-29—Подача