СПОСОБ ПРИЕМА ДВОИЧНЫХ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ НА 180 ГРАДУСОВ СИГНАЛОВ С ФАЗОРАЗНОСТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ И УСТРОЙСТВО ДЛЯ ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ Российский патент 2000 года по МПК H04L27/22 

Изобретение относится к радио-электросвязи и может использоваться в проводных, радио-, радиорелейных и космических линиях связи.

В известном способе приема двоичных фазоманипулированных на 180 градусов сигналов с фазоразностной модуляцией (см. Окунев Ю.Б. Цифровые методы передачи информации фазоманипулированными сигналами. Москва. Радио и связь, 1991 г. , стр. 166-167, рис. 4.1) радиосигнал, принимаемый некогерентным приемником, преобразуется в сигналы (X_n, Y_n) с нулевой частотой в двух квадратурных (cos, sin) каналах, далее низкочастотные отфильтрованные сигналы задерживаются на один бит и перемножаются с текущими в этих двух каналах (X_n-1X_n; Y_n-1Y_n). Эти произведения суммируются (X_n-1X_n+Y_n-1Y_n), квантуются (sgn) и подаются на выход приемного устройства. Обработка сигналов в приемном устройстве производится по алгоритму J_n = sgn(X_n-1X_n+Y_n-1Y_n).

Сущность указанного известного способа состоит в том, что при изменении фазы радиосигнала своего значения на 180 градусов между (n-1)-ным и n-ым битами значения низкочастотных отфильтрованных сигналов в обоих квадратурных каналах инвертируются, незначительно изменяясь по абсолютной величине (частота гетеродина передатчика незначительно отличается от частоты приемника), на выходе приемного устройства формируется сигнал, соответствующий минимальному квантованному значению (например {-1}) по указанному алгоритму. При неизменности фазы радиосигнала между (n-1)-ным и n-ым битами значения низкочастотных отфильтрованных сигналов не инвертируются, изменяясь незначительно по величине, на выходе приемного устройства формируется сигнал, соответствующий максимальному квантованному значению (например {1}). Таким образом появление на выходе устройства {-1} в n-ном бите означает изменение фазы радиосигнала своего значения на 180 градусов между (n-1)-ным и n-ым битами, что соответствует изменению информационным сигналом своего значения { 1-0} или {0-1} между (n-1)-ным и n-ым битами, а появление на выходе устройства {1} в n-ном бите означает неизмененность фазы радиосигнала между (n-1)-ным и n-ым битами, что соответствует сохранению информационным сигналом своего значения {1-1} или {0-0} между (n-1)-ным и n-ым битами.

Этот известный способ по своей технической сущности наиболее близок к заявляемому и поэтому выбирается за прототип.

Устройство для его реализации по техническим средствам наиболее близко к заявляемому устройству и также выбирается за прототип заявляемого устройства.

Недостатком указанного известного способа является сложность реализации радиоприемного устройства и относительно низкая помехозащищенность.

Задачей предлагаемого изобретения является повышение помехоустойчивости приемного устройства при общем снижении его сложности.

Для выполнения поставленной задачи в новом способе отфильтрованные низкочастотные сигналы (X_n, Y_n) в обоих квадратурных каналах (X,Y) квантуются бинарно (X_nкв, Y_nкв) относительно нулевого уровня. Если X_n, Y_n > 0, то сигналу присваивается значение логической 1, если X_n, Y_n ≤ 0, то сигналу присваивается значение логического 0. По значениям величин отфильтрованных низкочастотных сигналов, посредством сравнения их с заданным пороговым напряжением (U_пор.), формируются два квадратурных оператора F(X) и F(Y) в каналах X и Y, управляющих прохождением сумм по модулю два текущего и задержанного на один бит квантованных бинарных сигналов в квадратурных (X, Y) каналах (X_nкв ⊕ X_(n-1)кв)F(X); (Y_nкв ⊕ Y_(n-1)кв)F(Y). Если величины X_n; Y_n в обоих каналах больше значения U_пор. по абсолютной величине, то суммы по модулю два текущего и задержанного на один бит квантованных бинарных сигналов двух квадратурных (X, Y) каналов суммируются и поступают на выход приемного устройства. Если величина отфильтрованного низкочастотного сигнала канала (X_n или Y_n) меньше U_пор. по абсолютной величине, то на выход приемного устройства поступает сумма по модулю два текущего и задержанного на один бит квантованных бинарных сигналов другого канала, причем величина низкочастотного отфильтрованного сигнала этого канала в данный момент времени близка по абсолютной величине к максимальному значению. (фиг. 1). Значение гистерезиса γ выбирается с учетом величины шумов в приемном устройстве (фиг. 1).

Оценим величину отношения сигнал/шум на выходе приемника в способе прототипа и в предлагаемом способе.

В способе прототипа:
Пусть на вход приемного устройства поступает сигнал x(t) = acos(ωt+ϕ) и помеха ξ(t) , где a - амплитуда входного радиосигнала.

Величины сигналов и помех на выходах фильтров нижних частот каналов X и Y в n-ном и (n-1)-ом битах равны соответственно и приведены в литературе [1] стр.237.

где T - постоянная времени фильтра нижних частот,


где * означает, что сигналы комплексно сопряженные.

Алгоритм J_n = sgn(X_(n-1)X_n+Y_(n-1)Y_n) с учетом шумов записывается

где sgn означает операцию бинарного квантования. Отношение сигнал/шум на выходе приемного устройства определяется отношением сигнал/шум на входе квантователя (sgn).

Произведя математические преобразования с учетом того, что значение частоты гетеродина радиопередатчика близко к значению частоты гетеродина радиоприемника и поэтому
|X(n-1)| ≈ |Xn|; |Y(n-1)| ≈ |Yn|
получим

где а²T²/4-полезный сигнал (aT/2)(I,ξn+Iξ,n-1)e - шум.

Отношение сигнал/шум на входе квантователя равно

Модуль отношения сигнал/шум равен
|C/Ш| = aT/(2(Iξ,n+Iξ,n-1))
На основании центральной предельной теоремы, приведенной в литературе [2] стр. 73

В предлагаемом способе бинарное квантование осуществляется после фильтров нижних частот в двух квадратурных каналах (X, Y) поэтому возникает необходимость оценить сигнал/шум на входе квантователей в обоих квадратурных каналах.

Канал X (C/Ш)x = (aT/(2Iξ,n))cosϕ
Канал Y (C/Ш)y = (aT/(2Iξ^*,n))sinϕ
Очевидно, что при любом ϕ при одновременной работе двух каналов (фиг. 1), отношение сигнал/шум на выходе приемного устройства заявляемого способа будет меньше, чем отношение сигнал/шум на выходе приемного устройства способа-прототипа, так как в одном из каналов отношение сигнал/шум всегда будет меньше, чем , кроме точек (на плоскости X, Y) со значениями углов π/4, π/4+π/2, π/4+π, π/4+3π/2, где отношение сигнал/шум в каналах X, Y будет таким же, как у прототипа .

При работе одного из каналов (фиг. 1) отношение сигнал/шум на выходе приемного устройства заявляемого способа будет больше, чем отношение сигнал/шум на выходе приемного устройства способа-прототипа, так как в работающем канале величина низкочастотного отфильтрованного сигнала близка к максимальной величине и больше, чем .

Значение заданного порогового напряжения, при котором отношение сигнал/шум в предлагаемом устройстве будет максимальным, может быть определено.

Очевидно, что если U_пор. выбрать равным , то величина зоны одновременной работы двух каналов будет равна нулю (фиг.2), и при любом расположении вектора принимаемого сигнала на плоскости X, Y отношение сигнал/шум на выходе приемника заявляемого способа будет не ниже отношения сигнал/шум на выходе приемника в способе, взятого за прототип, причем в точках при значении ϕ на координатной плоскости X, Y π/4, π/4+π/2, π/4+π, π/4+3π/2 они будут равны, а во всех других точках выше. Максимальное отношение сигнал/шум на выходе приемника достигается в точках при значении ϕ на координатной плоскости X, Y 0, π/2, π, 3π/2 . Оно будет выше отношения сигнал/шум способа-прототипа в раз (1.5 dB) (фиг.3). На фиг. 3 отражена зависимость величин отношения сигнал/шум на выходе приемного устройства заявленного способа к отношению сигнал/шум на выходе приемного устройства способа-прототипа в зависимости от расположения вектора принимаемого сигнала на координатной плоскости X, Y (W, ϕ ). Кривая (фиг.3) показывает, что помехоустойчивость приемного устройства заявленного способа выше, чем у приемного устройства способа-прототипа, причем при изменении ϕ около точек 0, π/2, π, 3π/2 W изменяется незначительно, а при изменении ϕ около точек π/4, π/4+π/2, π/4+π, π/4+3π/2 W изменяется значительно, стремясь к максимуму .

Примером реализации предложенного способа является приемное устройство.

На фиг. 1, 2 представлены векторные диаграммы процессов обработки сигналов в каналах заявляемого приемного устройства, фиг.3 отображает график сравнения помехоустойчивости заявляемого и известного приемных устройств, на фиг.4 представлена функциональная схема приемного устройства.

Приемное устройство содержит: высокочастотный умножитель 1, 3, фазовращатель 2, гетеродин 4, фильтр нижних частот 5,6, компаратор 7,8, схема сравнения 9,10, линия задержки 11,12, сумматор по модулю два 13,14, ключ 15,16, сумматор 17, причем первые входы высокочастотных умножителей 1,3 соединены с источником входного сигнала, выход гетеродина 4 соединен со входом фазовращателя 2 и со вторым входом одного из высокочастотных умножителей, выход фазовращателя 2 соединен со вторым входом другого высокочастотного умножителя, выходы высокочастотных умножителей 1,3 соединены со входами фильтров нижних частот 5,6, выходы фильтров нижних частот 5,6 соединены с первыми входами компараторов 7,8 и первыми входами схем сравнения 9,10, вторые входы компараторов 7,8 заземлены, а вторые и третьи входы схем сравнения 9,10 соединены с разнополярными источниками заданного порогового напряжения (U_пор.), выходы компараторов 7,8 соединены со входами линий задержек 11,12 и первыми входами сумматоров по модулю два 13,14, выходы линий задержек 11,12 соединены со вторыми входами сумматоров по модулю два 13,14, выходы сумматоров по модулю два соединены с первыми входами ключей 15,16, а вторые входы ключей соединены с выходами схем сравнения 9,10, выходы ключей 15,16 соединены со входами сумматора 17, выход которого является выходом приемного устройства.

Устройство работает следующим образом: исходный радиосигнал x(t) = acos(ω1t+ϕ) поступает на первые входы высокочастотных умножителей 1,3, а на вторые входы поступают сигналы гетеродина 4, смещенные посредством фазовращателя 2 по фазе на π/2(sinω2t; cosω2t), с выходов высокочастотных умножителей 1,3 двухчастотные сигналы (с частотами ω1+ω2 и ω1-ω2 ) поступают на входы фильтров нижних частот 5,6. Фильтры нижних частот выделяют низкочастотные сигналы (X_n, Y_n) (aT/2)cosϕ и (aT/2)sinϕ в двух ортогональных каналах X и Y. Разность частот гетеродина радиопередатчика и радиоприемника близка к нулю, поэтому ее значением пренебрегают (за время τ, равное времени одного бита, разность фаз гетеродина, радиопередатчика и радиоприемника δϕ = (ω1-ω2)τ ничтожно мала). Компараторы 7,8 бинарно квантуют отфильтрованные низкочастотные сигналы (X_nкв, Y_nкв), если X_n, Y_n > 0, то X_nкв, Y_nкв присваивается значение логической единицы, если X_n, Y_n ≤ 0, то X_nкв, Y_nкв присваивается значение логического нуля. С выходов компараторов 7,8 бинарно квантованные сигналы (X_nкв, Y_nкв) поступают на первые входы сумматоров по модулю два 13,14 и входы линий задержек 11,12 в каналах X, Y. В линиях задержек 11,12 сигналы X_nкв, Y_nквзадерживаются на время τ, равное времени одного бита, и подаются на вторые входы сумматоров по модулю два 13,14. На выходах сумматоров по модулю два возникает логическая единица, если фаза радиосигнала между (n-1)-ым и n-ым битами изменилась на π . В этом случае текущие и задержанные на один бит бинарно квантованные сигналы в каналах X и Y (X_nкв, X_(n-1)кв; Y_nкв, Y_(n-1)кв) будут иметь значения {0;1} или {1;0}, что соответствует изменению информационного сигнала. Если фаза радиосигнала между (n-1)-ым и n-ым битами не изменилась, то текущие и задержанные на один бит бинарно квантованные сигналы в каналах X и Y (X_nкв, X_(n-1)кв; Y_nкв, Y_(n-1)кв) будут иметь значения {0;0} или {1;1}, что соответствует неизменности информационного сигнала, на выходах сумматоров по модулю два возникает логический ноль. Схемы сравнения 9,10 формируют сигнальные операторы F(X) и F(Y), запрещающие прохождение сумм по модулю два каналов X или Y в том случае, если величины низкочастотных отфильтрованных сигналов (X_n или Y_n) меньше по абсолютной величине заданного порогового напряжения (U_пор.). Значения сигналов F(X) и F(Y) квантованы бинарно. Разрешению прохождения сумм по модулю два каналов X или Y соответствует значение логической единицы, запрещению прохождения сумм по модулю два каналов X или Y соответствует значение логического нуля. Ключи 15,16 пропускают значения сумм по модулю два каналов X или Y, если сигналы F(X) или F(Y) принимают значение логической единицы и не пропускают, если сигналы F(X) или F(Y) принимают значение логического нуля. Сумматор 17 осуществляет логическое сложение сумм по модулю два текущего и задержанного на один бит бинарно квантованных сигналов с учетом значений сигнальных операторов F(X) и F(Y). Выход сумматора является выходом приемного устройства.

Заявленное радиоприемное устройство, кроме увеличения отношения сигнал/шум на выходе приемника, реализуется технологически проще радиоприемного устройства прототипа, в котором используются типовые аналоговые или цифровые многоразрядные умножители, по следующим причинам: аналоговые умножители имеют низкую помехозащищенность, цифровые многоразрядные умножители требуют дополнительных сложных дорогостоящих аналогово-цифровых преобразователей (АЦП). Кроме того, процесс умножения многоразрядных двоичных чисел производится с использованием ячеек запоминающих устройств (ЗУ), регистров сдвига, многоразрядных сумматоров, что значительно усложняет устройство, снижает его быстродействие.

Заявленное устройство лишено указанных недостатков: во-первых, операция умножения заменена операцией суммирования по модулю два и, во-вторых, сигналы после компараторов не многоразрядны, а квантованы бинарно. Линии задержки, ключи, сумматоры по модулю два, сумматор заявленного устройства могут быть реализованы соответственно на D-триггерах, логических умножителях (2И), сумматорах по модулю два (исключающее ИЛИ), логических сумматорах (2ИЛИ) алгебры логики [3] (стр. 5-11), выполненных на типовых микросхемах отечественного производства, например, серии: 133, 155, 555, 1533; 561, 564 и. т. д. или аналогичных серий зарубежного производства по технологиям ТТЛ, КМОП, ЭСЛ (TTL, CMOS, ESL). Компараторы, схемы сравнения могут быть реализованы на типовых операционных усилителях отечественного производства, например, серии: 544, 574 и.т.д. или аналогичных серий зарубежного производства.

Источники информации, принятые во внимание при составлении заявки.

1. Окунев Ю.Б. Цифровые методы передачи информации фазоманипулированными сигналами. Москва, Радио и связь, 1991 г., стр 166-167, 237 (Прототип);
2. Купер Дж., Мактиллем К. Вероятностные методы анализа сигналов и систем. Пер. с англ. Москва, Мир, 1989г., стр 73;
3. Пухальский Г.И., Новосельцева Т.Я. Проектирование дискретных устройств на интегральных микросхемах. Справочник. Москва, Радио и связь, 1990г., стр 5-11.

Изобретение может применяться как в радиолиниях, так и в проводных линиях связи. Техническим результатом является повышение помехоустойчивости при уменьшении сложности некогерентного приемника. Указанная цель изобретения достигается тем, что в некогерентном приемнике низкочастотные отфильтрованные сигналы в обоих квадратурных ортогональных (cos, sin) каналах квантуются бинарно {0,1}, по значениям этих бинарно квантованных сигналов обоих каналов {00, 01, 10,11} в текущем и предшествующем битах принимается решение об изменении или неизменении фазы принимаемого сигнала на 180^o. Так как центральная частота гетеродина в приемнике не равна частоте гетеродина передатчика, то вектор принимаемого сигнала на координатной плоскости (X, Y) медленно поворачивается относительно вектора гетеродина приемника. В моменты времени, соответствующие переходу через ноль проекции вектора принимаемого сигнала на ортогональные оси координат, для устранения прохождения на выход приемного устройства несанкционированного срабатывания (из-за шумов) компаратора вблизи нуля, в каждом квадратурном канале величина отфильтрованного низкочастотного сигнала сравнивается с заданным пороговым значением (Uпор.) по абсолютной величине. Если величины низкочастотных отфильтрованных сигналов обоих каналов больше Uпор. по абсолютной величине, то результаты анализа текущего и задержанного на один бит бинарно квантованных сигналов обоих каналов суммируются и поступают на выход приемного устройства, если величина низкочастотного отфильтрованного сигнала одного из каналов меньше Uпор. по абсолютной величине, то на выход приемного устройства поступают только результаты анализа текущего и задержанного на один бит бинарно квантованных сигналов другого канала. Причем в данном квадратурном канале в этот момент времени отфильтрованный низкочастотный сигнал, вследствие свойства ортогональности, близок к максимальному (по абсолютной величине) значению. Устройство, реализующее представленный способ, представляет собой оптимальный некогерентный приемник фазоманипулированных на 180^o сигналов, а также специально вводимые устройства: два компаратора, два ключа, две схемы сравнения, обеспечивающие реализацию работы по заданному алгоритму. 2 с.п. ф-лы, 4 ил.

1. Способ приема двоичных фазоманипулированных на 180 градусов сигналов оптимальным некогерентным приемником, осуществляемый путем перемножения входных радиосигналов в двухквадратурных (cos, sin) каналах (X, Y) со взаимно ортогональными сигналами гетеродина приемника, фильтрацией этих произведений с последующей задержкой на один бит и суммированием результатов анализа текущего и задержанного на один бит отфильтрованных низкочастотных сигналов (Xn, Yn) двух квадратурных ортогональных (cos, sin) каналов (X, Y), отличающийся тем, что в обоих квадратурных каналах (X, Y) отфильтрованные низкочастотные сигналы (Xn, Yn) квантуют бинарно { 0, 1} (Xnкв, Ynкв), квантованные бинарные сигналы в двух квадратурных (X, Y) каналах суммируют по модулю два (Xnкв ⊕ X (n - 1)кв и Ynкв ⊕ Y (n - 1)кв), формируют два квадратурных оператора (F(X) и F(Y), запрещающих прохождение сумм по модулю два текущего и задержанного на один бит квантованных бинарных сигналов в том или другом квадратурном (X, Y) канале в случаях, если значение отфильтрованного низкочастотного сигнала этого канала меньше заданного порогового значения по абсолютной величине, а сложение на выходе приемного устройства сумм по модулю два текущего и задержанного на один бит квантованных бинарных сигналов двух квадратурных ортогональных (cos, sin) каналов (X, Y) производят по алгоритму Jn = (Xnкв ⊕ X (n - 1)кв) F(X) + (Ynкв ⊕ Y (n - 1)кв) F(Y). 2. Устройство для осуществления способа, содержащее гетеродин, фазовращатель, два высокочастотных умножителя, два фильтра нижних частот, две линии задержки, сумматор, причем первые входы высокочастотных умножителей соединены с источником исходного сигнала, выход гетеродина соединен со вторым входом высокочастотного умножителя одного из каналов и со входом фазовращателя, выход фазовращателя соединен со вторым входом высокочастотного умножителя другого канала, выходы высокочастотных умножителей соединены со входами фильтров нижних частот, отличающееся тем, что в устройство введены два сумматора по модулю два, два компаратора, два ключа, две схемы сравнения, причем первые входы компараторов соединены с выходами фильтров нижних частот, вторые входы компараторов заземлены, выходы компараторов соединены со входами линий задержек и первыми входами сумматоров по модулю два, выходы линий задержек соединены со вторыми входами сумматоров по модулю два, выходы сумматоров по модулю два соединены с первыми входами ключей, вторые входы ключей соединены с выходами схем сравнения, первые входы схем сравнения соединены с выходами фильтров нижних частот, а вторые и третьи входы схем сравнения соединены с разнополярными источниками порогового напряжения, выходы ключей соединены со входами сумматора, выход которого является выходом приемного устройства.