СПОСОБ ДЕМОДУЛЯЦИИ РАДИОСИГНАЛОВ С ФАЗОРАЗНОСТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ Российский патент 2012 года по МПК H04L27/22 

Изобретение относится к связи, а именно к передаче дискретной информации аналоговыми сигналами по каналам с ограниченной полосой пропускания. Предлагаемый способ может быть использован в системах радиосвязи, в которых применяется амплитудная модуляция с подавленной несущей (АМ-ПН), а цифровые данные представлены в виде взаимно ортогональных фазоманипулированных синусоидальных сигналов (ОФМ) или наборов таких сигналов.

Известен способ передачи данных с многими поднесущими, описанный в книге Прокис Джон. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д.Кловского. - М.: Радио и связь. 2000. - 800 с., стр.593-595. Последовательность действий в аналоге следующая:

на передающей стороне информационную последовательность разбивают на блоки по r бит;

каждые r бит преобразуют в сигналы с квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ), или сигналы с ОФМ на каждой из N несущих и получают комплексные точки сигнала, соответствующие информационным символам на поднесущих Xⁿ, n=0,1, …N-1;

производят N-точечное обратное дискретное преобразование Фурье последовательности символов ;

преобразуют полученную комплексную последовательность в вещественную последовательность;

вводят защитный интервал между смежными сигнальными блоками для устранения межсимвольной интерференции;

демодулируют сигнал путем вычисления дискретного преобразования Фурье после аналого-цифрового преобразования.

Недостатком известного способа является относительно низкая помехоустойчивость (Помехоустойчивость - способность системы передачи и приема информации противостоять помехам (см. В.А.Васин, В.В.Калмыков, Ю.Н.Себекин, А.И.Сенин, И.Б.Федоров - Горячая линия - Телеком, 2005. 472 с.)), если не учитывается канальный коэффициент передачи.

Известен способ приема двоичных фазоманипулированных на 180 градусов сигналов с фазоразностной модуляцией (Патент РФ №2146078, МПК Н04L 27/22, 2000 г.).

Способ заключается в следующей последовательности действий:

спектр принятого радиосигнала переносится в низкочастотную область, определяются низкочастотные отфильтрованные сигналы в обоих квадратурных ортогональных (cos, sin) каналах, бинарно {0,1} квантуются, по значениям этих бинарно квантованных сигналов обоих каналов {00, 01, 10, 11} в текущем и предшествующем битах принимается решение об изменении или не изменении фазы принимаемого сигнала на 180°.

Так как центральная частота гетеродина в приемнике не равна частоте гетеродина передатчика, то вектор принимаемого сигнала на координатной плоскости (X, Y) медленно поворачивается относительно вектора гетеродина приемника. В моменты времени, соответствующие переходу через ноль проекции вектора принимаемого сигнала на ортогональные оси координат, для устранения прохождения на выход приемного устройства несанкционированного срабатывания (из-за шумов) компаратора вблизи нуля, в каждом квадратурном канале величина отфильтрованного низкочастотного сигнала сравнивается с заданным пороговым значением (U_пор) по абсолютной величине. Если величины низкочастотных отфильтрованных сигналов обоих каналов больше U_пор по абсолютной величине, то результаты анализа текущего и задержанного на один бит бинарно квантованных сигналов обоих каналов суммируются и поступают на выход приемного устройства, если величина низкочастотного отфильтрованного сигнала одного из каналов меньше U_пор. по абсолютной величине, то на выход приемного устройства поступают только результаты анализа текущего и задержанного на один бит бинарно квантованных сигналов другого канала. Причем в данном квадратурном канале в этот момент времени отфильтрованный низкочастотный сигнал, вследствие свойства ортогональности, близок к максимальному (по абсолютной величине) значению.

Недостатком данного способа является относительно низкая помехоустойчивость, обусловленная необходимостью жесткого выбора порогового значения, зависящего от условий приема, и уменьшения отношения сигнал/шум из-за не учета одной из квадратурных компонент при идентификации символов.

Наиболее близким по своей сущности к предлагаемому способу и достигаемому результату является способ, реализованный в «Демодуляторе взаимно ортогональных синусоидальных сигналов с фазоразностной модуляцией» (Авторское свидетельство SU 1277423 А1, МПК Н04L 27/22, 1986 г.), который заключается в следующем: что для сигнала, с N≥2 поднесущими fⁿ, где n=1,2 …N, с К посылками длительностью Т с защитным интервалом длительностью, τ, где k=1,2, …K, вычисляют М≥2 раз квадратурные компоненты (проекции) и , m=1,2, …M, Δt=τ/M. Для каждой k-й посылки на fⁿ поднесущей частоте, в моменты времени mΔt вычисляют и запоминают фазы , разности фаз смежных посылок , набег фаз - угловое отклонение разности фаз от ближайшей эталонной точки, обусловленное помехами. Вычисляют математические ожидания и дисперсии набега фаз и . По вычисленным величинам дисперсий определяют весовые коэффициенты k_j, с которыми берутся для частотных поднесущих fⁿ в моменты времени mΔt значения уточненных квадратурных компонент , . По уточненным проекциям , вычисляют фазы посылок, разности фаз между соседними посылками и по разностям фаз идентифицируют принятые информационные символы посредством выбора ближайшей эталонной точки.

Недостатком прототипа является относительно низкая помехоустойчивость, обусловленная тем, что отсутствует учет погрешности переноса спектра принимаемого радиосигнала с ФРМ в низкочастотную область.

Целью заявляемого технического решения является разработка способа демодуляции радиосигнала с ФРМ, обеспечивающего повышение помехоустойчивости за счет учета частотных и фазовых ошибок формирования опорного колебания в приемнике и статистической обработки принимаемых сигналов.

Заявленный способ расширяет арсенал средств данного назначения.

Поставленная цель в заявляемом техническом решении достигается тем, что в известном способе демодуляции радиосигналов с ФРМ, заключающемся в том, что для сигнала, с N≥2 поднесущими fⁿ, где n=1,2 …N, с К посылками длительностью посылки Т, с защитным интервалом длительностью τ, где k=1,2, …K, вычисляют квадратурные компоненты , , для каждой k-й посылки на fⁿ поднесущей частоте, вычисляют и запоминают фазы , разности фаз смежных посылок , набеги фаз , после чего идентифицируют принятый информационный символ, содержащийся в k-й посылке. В заявляемом способе предварительно принимают радиосигнал с ФРМ на несущей частоте f₀, переносят его спектр на величину, равную значению f_o в низкочастотную область частот, затем перемещенный радиосигнал дискретизируют, вычисляют квадратурные компоненты перемещенного дискретизированного радиосигнала , посредством выполнения над ним операции комплексного преобразования Фурье, далее, полученные значения комплексных коэффициентов Фурье преобразуют в тригонометрическую форму, определяют погрешность переноса , где - реальная частота переноса спектра радиосигнала априори неизвестная, для этого, для каждой разности фаз вычисляют по два ее новых значения и , где δ - предварительно заданная поправка значений фазы, после чего с учетом новых значений разностей фаз вычисляют по два новых значений набега фазы и , где индексы «+» и «-» соответствуют сложению и вычитанию δ при вычислении разности фаз. Затем вычисляют математические ожидания , , и дисперсии , , набегов фазы по множеству N несущих частот, где индексы «о», «+», «-» определяют значения математических ожиданий и дисперсий, соответственно без учета поправки, с учетом +δ и -δ. Вычисляют с учетом каждого из математических ожиданий , , уточненные набеги фаз , , по их значениям вычисляют дисперсии уточненных набегов фаз , , . Выбирают из полученных дисперсий , , и , , наименьшую и соответствующее ей по индексу математическое ожидание. Вычисляют математическое ожидание по множеству К посылок M₀. Погрешность переноса спектра радиосигнала вычисляют по формуле Δf=М₀/2πT, запоминают ее и компенсируют сдвиг при приеме очередного сигнала из К посылок, а идентификацию информационных символов выполняют с учетом значения М₀, причем действия по определению математического ожидания М₀ и Δf повторяются при поступлении очередного сигнала из К посылок.

Новая совокупность существенных признаков позволяет достичь указанного технического результата за счет учета частотных и фазовых ошибок формирования опорного колебания в приемнике и статистической обработки принимаемых сигналов.

Заявляемый способ поясняется чертежами, на которых:

на Фиг.1 показана структура принимаемого многочастотного сигнала;

на Фиг.2 показана последовательность преобразований спектра радиосигнала, обеспечивающая компенсацию погрешности начального переноса спектра;

на Фиг.3 приведены четыре области комплексной плоскости, для каждой из которых указывается правило вычисления фазы φ;

на Фиг.4 иллюстрируется правило вычисления набега фазы и идентификации информационных символов.

Реализация заявляемого способа поясняется следующим образом. Структурно сигнал состоит из К посылок, каждая посылка - цифровой символ в зависимости от кратности модуляции - это один или несколько бит, длительность посылки равна τ, множество посылок по частоте равно N. Любая посылка начинается с защитного интервала длительностью τ, на посылке имеются дискретные отсчеты сигнала с интервалом дискретизации Δt=τ/М=(T-τ)/2L (см. фиг.1). Принимаемый радиосигнал - это амплитудно-модулированный, с подавленной несущей многочастотный сигнал, с относительной фазовой модуляцией цифровой информации на каждой поднесущей. Переносят спектр этого сигнала в область низких частот на величину, равную значению f_о. Если прием на данной радиочастоте уже был, при переносе учитывают вычисленную на предыдущем интервале из К посылок погрешность частотного сдвига Δf. Алгоритм компенсации частотного сдвига известен (Прокис Джон. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д.Кловского. - М.: Радио и связь. 2000. - 800 с., стр.131-134).

Из сигнала x_s(t) (см. фиг.2) формируют аналитический сигнал , где - сигнал, сопряженный по Гильберту с x_s(t), получают посредством фазовращателя на 90° всех частот исходного сигнала x_s(t). Сигнал х_a(t) умножают на комплексную экспоненту . Берут реальную часть комплексного сигнала . При этом получают действительный сигнал, у которого скомпенсирован частотный сдвиг (см. фиг.2).

Получают дискретизацией этого сигнала вещественную последовательность из М отсчетов на защитном интервале длительностью τ и 2L отсчетов на интервале длительностью Т-τ, вычисляют по ним дискретное L точечное комплексное преобразование Фурье сигнала на интервалах [τ,T],[T+τ,2Т],…[(K-1)Т,КТ] всех К посылок. Границы посылок известны по тактовому синхронизму. Алгоритмы вычисления дискретного преобразования Фурье известны, например А.Оппенгейм, Р.Шафер. Цифровая обработка сигналов. Москва: Техносфера, 2006. - 856 с. Преобразуют полученные комплексные числа из декартовой формы в тригонометрическую форму. Для преобразования комплексных чисел из декартовой формы в тригонометрическую форму необходимо производить вычисления квадратов амплитуды комплексных чисел и фазы комплексных чисел φ=arctg(y/x) (см. фиг.4). Для вычисления фазы произвольного комплексного числа необходимо разделить комплексную плоскость на четыре части при помощи прямых x-у=0, х+у=0 (см. фиг.3).

Для каждой четверти комплексной плоскости фазу вычисляют по следующему правилу:

для x+y>0, x-y>0 φ=arctg(y/x); для x+y>0, x-y<0 φ=π/2-arctg(x/y); для x+y<0, x-y<0 φ=π+arctg(x/y); для x+y<0, x-y>0 φ=-π/2-arctg(x/y).

Вычисляют последовательно на интервале, равном длине посылки координаты , , где n=1,2, …N, k=1,2, …K. По их значениям вычисляют фазы , разности фаз между соседними посылками , набеги фазы , где - ближайшая к эталонная точка, {} - дробная часть вещественного числа, ψ - размер сектора модуляции (определяется видом модуляции, для ООФМ ψ=180°, для ДОФМ ψ=90°, для ТОФМ ψ=45°. Вариант нахождения набега фазы для двукратной относительной фазовой модуляции иллюстрируется на фиг. 4.

, если ;

, если ;

, если ;

, если ;

, если

Набег фазы - это отклонение фазы принимаемых сигналов от номинальных фаз передаваемых сигналов, которое вызвано помехой и несоответствием частот гетеродинов передатчика и приемника, то есть погрешностью переноса спектра Δf. Сдвиг частоты может быть таким, что разности фаз (точки dφ) будут расположены близко к границам секторов модуляции. В этом случае даже небольшой шум будет приводить к неверному определению правильной эталонной точки и ошибочному определению набега фаз. Для борьбы с данным эффектом производят дополнительные вычисления набегов фаз со сдвигом ±δ.

и .

Составляющая набега фазы из-за шума есть случайная величина. Мерой разброса набега фазы по причине шума является дисперсия. Чем больше величина дисперсии, тем больше вероятность ошибочного приема информации. Для повышения точности определения частотного сдвига из-за шума производится набор статистики по всем поднесущим и посылкам принятого сигнала, причем из множества вариантов демодуляции со сдвигом по времени для дальнейшей обработки выбирается посылка, для которой установлен тактовый синхронизм.

По набегам фазы , , вычисляют математические ожидания и дисперсии набегов фазы:

вычисляют три варианта уточненных набегов фазы

Для случайных величин , , с нулевыми средними значениями вычисляют дисперсии

Выбирают среди всех полученных дисперсий D₀, D₊, D_-, , , наименьшую и соответствующее ей по индексу математическое ожидание, затем вычисляют математическое ожидание по множеству К посылок M₀.

Вычисляют погрешность переноса спектра радиосигнала по формуле Δf=M₀/2πТ и сохраняют её для приема очередного сигнала из К посылок.

По вычисленным и накопленным значениям разницы фаз между двумя соседними посылками с учетом полученного значения М₀ идентифицируют принятые информационные символы, для этого из разностей между соседними посылками дополнительно вычитают математическое ожидание набега фазы М₀, после чего определяют ближайшую к эталонную точку. Эталонным точкам соответствуют передаваемые символы. Например, при ДОФМ (см. фиг.4), если , то принята двоичная последовательность 00; если , то принята двоичная последовательность 01; если , то принята двоичная последовательность 11; если , то принята двоичная последовательность 10. Достигаемым техническим результатом предлагаемого способа демодуляции радиосигналов с фазоразностной модуляцией является повышение помехоустойчивости приема и расширение арсенала средств данного назначения.

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано при передаче дискретной информации аналоговыми сигналами по каналам, в которых применяется амплитудная модуляция с подавленной несущей, а данные представлены в виде взаимно ортогональных фазоманипулированных синусоидальных сигналов или наборов таких сигналов. В способе демодуляции принимают радиосигнал на несущей частоте f₀, переносят его спектр его на величину, равную значению f₀ в низкочастотную область, затем перемещенный радиосигнал дискретизируют, вычисляют квадратурные компоненты перемещенного дискретизированного радиосигнала , . Вычисление погрешности переноса спектра радиосигнала осуществляют по формуле Δf=М₀/2πT, где М₀ - математическое ожидание по множеству К посылок. Вычисленную погрешность запоминают и компенсируют сдвиг при приеме очередного радиосигнала, состоящего из К посылок на N частотах, а идентификацию информационного символа выполняют с учетом значения М₀, причем действия по определению математического ожидания М₀ и Δf повторяются при поступлении очередного сигнала из К посылок. Технический результат - повышение помехоустойчивости за счет учета частотных и фазовых ошибок формирования опорного колебания в приемнике и статистической обработки принимаемых сигналов. 1 з.п. ф-лы, 5 ил.

1. Способ демодуляции радиосигналов с фазоразностной модуляцией (ФРМ), заключающийся в том, что для сигнала с N≥2 поднесущими fⁿ, где n=1, 2…N, с K посылками длительностью посылки Т, с защитным интервалом длительностью τ, вычисляют квадратурные компоненты для каждой k-й посылки, где k=1, 2, …K, на fⁿ поднесущей частоте, вычисляют и запоминают фазы разности фаз смежных посылок набеги фаз после чего идентифицируют принятый информационный символ, содержащийся в k-й посылке, отличающийся тем, что предварительно принимают радиосигнал на несущей частоте f₀, переносят его спектр на величину, равную значению f₀, в низкочастотную область, затем перемещенный радиосигнал дискретизируют, вычисляют квадратурные компоненты перемещенного дискретизированного радиосигнала посредством выполнения над ним операции комплексного преобразования Фурье, далее полученные значения комплексных коэффициентов Фурье преобразуют в тригонометрическую форму, определяют погрешность переноса где - реальная частота переноса спектра радиосигнала, априори неизвестная, для этого для каждой разности фаз вычисляют по два ее новых значения и где δ - предварительно заданная поправка значений фазы, после чего с учетом новых значений разностей фаз вычисляют по два новых значений набега фазы и где индексы «+» и «-» соответствуют сложению и вычитанию δ при вычислении разности фаз, затем вычисляют математические ожидания и дисперсии набегов фазы по множеству N поднесущих частот, где индексы «0», «+», «-» определяют значения математических ожиданий и дисперсий соответственно без учета поправки, с учетом +δ и -δ, вычисляют с учетом каждого из математических ожиданий уточненные набеги фаз , по значениям которых вычисляют дисперсии уточненных набегов фаз выбирают из полученных дисперсий и наименьшую и соответствующее ей по индексу математическое ожидание, затем вычисляют математическое ожидание по множеству K посылок М₀, вычисляют погрешность переноса спектра радиосигнала по формуле запоминают ее и компенсируют сдвиг при приеме очередного радиосигнала, состоящего из K посылок на N частотах, а идентификацию информационного символа выполняют с учетом значения М₀, причем действия по определению математического ожидания М₀ и Δf повторяются при поступлении очередного сигнала из K посылок.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что для идентификации информационных символов из разностей фаз между соседними посылками дополнительно вычитают математическое ожидание набега фазы М₀, вычисленное по K принятым посылкам, после чего определяют ближайшую к эталонную фазу, соответствующую заданному виду модуляции, которая идентифицирует принятый символ.