Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники, в частности к приемным устройствам, и может быть использовано для квазикогерентного приема в прямом канале UMTS для улучшения помехоустойчивости приема сигнала при априорно неизвестной скорости движения абонента.
Уровень техники
Существующая система UMTS характеризуется тем, что в сигнал введены пилот-символы, т. е. априорно известные на приемной стороне информационные символы, передаваемые в начале каждого слота данных, предназначенные для зондирования канала распространения сигнала. По пилот-символам формируется последовательность прямых оценок комплексного коэффициента передачи канала распространения. Каждая прямая оценка является несмещенной и обладает хорошим отношением сигнал/шум. Используя методы интерполяции или регрессии по прямым оценкам можно восстановить зависимость комплексною коэффициента передачи канала распространения от времени. Знание зависимости комплексного коэффициента передачи канала распространения от времени позволяет компенсировать приобретаемый полезным сигналом в канале распространения фазовый сдвиг, что необходимо для осуществления квазикогерентного приема, и обеспечить оптимальное весовое суммирование лучей сигнала при разнесенном приеме.
Однако при высоких скоростях движения абонента (более 200-250 км/ч при частоте несущей и длительности слота соответствующим стандарту UMTS), формируемые прямые оценки оказываются некоррелированными, так как интервал времени между ними, определяемый длительностью слота, оказывается больше интервала стационарности канала, и поэтому указанный способ не применим. В то же время, стандарт UMTS требует вести квазикогерентный прием при скорости движения абонента вплоть до 500 км/ч. При этом для демодуляции необходимо использование принципа решающей обратной связи, т. е. для формирования оценки зависимости от времени комплексного коэффициента передачи канала распространения наряду с пилот-символами используют информационные символы, априорно не известные на принимающей стороне.
Известен способ многолучевого квазикогерентного приема сигнала с решающей обратной связью, описанный в статье Gordon J. R. Povey, Peter M. Grant, Fellow, IEEE, and R. D. Pringle "A Decision - Directed Spread - Spectrum RAKE Receiver for Fast - Fading Mobile Channels". Transactions on Vehicular Technology, v. 45, N 3, August, 1996 [1] .
Способ заключается в том, что оценка комплексного коэффициента передачи канала распространения для приема очередного символа строится с использованием оценок информационных символов, принятых ранее. Оценка формируется путем умножения выходного сигнала (накопления) коррелятора на величину, комплексно сопряженную с решением о передаваемом символе, вынесенном по этому накоплению. Полученные оценки поступают на вход рекурсивного фильтра для уменьшения влияния шума. Выходной сигнал рекурсивного фильтра служит оценкой комплексного коэффициента передачи канала распространения сигнала при вынесении решения о следующем информационном символе.
Недостатком такого способа приема является то, что параметры рекурсивного фильтра остаются неизменными при любой скорости движения подвижного абонента, т. е. при различном интервале стационарности канала распространения. Более того, для обеспечения работоспособности приемного устройства при любой скорости движения подвижного абонента параметры рекурсивного фильтра приходится оптимизировать под наибольшую возможную скорость движения (под наименьший интервал стационарности), что не позволяет приблизиться к потенциально достижимым при приеме с решающей обратной связью характеристикам при меньших скоростях движения. В то же время, большую часть времени подвижные абоненты перемещаются со скоростями существенно меньшими, чем максимально возможная скорость движения, следовательно, указанный недостаток является существенным.
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является способ многолучевого квазикогерентного приема сигнала с использованием решающей обратной связи с адаптивным изменением параметров рекурсивного фильтра, описанный в статье Р. Y. Kam, Р. Sinha and А. М. С. Kan "Adaptive digital coherent receiver for MPSK", Electronics Letters, October 22, 1992, v. 28, N 22 [2] .
Способ заключается в том, что оценка комплексного коэффициента передачи канала распространения для приема очередного символа строится с использованием оценок информационных символов, принятых ранее. Оценка формируется путем умножения выходного сигнала (накопления) коррелятора на величину, комплексно сопряженную с решением о передаваемом символе, вынесенном по этому накоплению. Полученные оценки поступают на вход рекурсивного фильтра для уменьшения влияния шума. Выходной сигнал рекурсивного фильтра служит оценкой комплексного коэффициента передачи канала распространения сигнала при вынесении решения о следующем информационном символе. При этом параметры рекурсивного фильтра адаптируются к текущему интервалу стационарности канала с помощью рекуррентного алгоритма, построенного на основе метода наименьших квадратов таким образом, чтобы минимизировать среднеквадратическое отклонение между входным сигналом демодулятора и регенерированным с использованием полученной оценки комплексного коэффициента передачи канала распространения сигналом. На начальном этапе работы для адаптации параметров рекурсивного фильтра используются пилот-символы, предшествующие передаваемым символам данных, а затем адаптация рекурсивного фильтра продолжается с использованием решений, вынесенных по принятым символам данных.
Последовательность операций в этом случае такая:
- в каждом луче с принимаемого сигнала снимают расширяющую псевдослучайную последовательность и выполняют накопление сигнала на длительности одного символа,
- корректируют амплитуду и фазу полученных накоплений для обеспечения оптимального квазикогерентного суммирования, для чего накопления, полученные по каждому лучу сигнала, умножают на величину, сопряженную с усредненной оценкой комплексного коэффициента передачи канала распространения в соответствующем луче,
- суммируют скорректированные накопления, полученные по каждому лучу сигнала, формируя мягкое решение о принятом символе,
- по полученному мягкому решению формируют жесткое решение о принятом символе,
- формируют новую оценку комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча, для чего умножают накопления, сформированные в каждом из лучей сигнала на величину комплексно сопряженную с жестким решением о принятом символе,
- фильтруют полученные оценки комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча, формируя таким образом усредненную оценку комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча,
- первые L оценок комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча формируют, используя пилот-символы,
- параметры фильтрации в каждом луче выбирают таким образом, чтобы обеспечить минимальное среднеквадратическое отклонение накоплений каждого луча от произведения жесткого решения на усредненную оценку комплексного коэффициента передачи канала распространения сигнала в соответствующем луче.
Для реализации такого способа может быть использовано устройство, представленное на фиг. 1, где обозначено:
1 - блок задержки,
2 - квазикогерентные однолучевые приемники,
3 - первый перемножитель (комплексный),
4 - генератор ПСП,
5 - сумматор со сбросом,
6 - второй перемножитель (комплексный),
7 - третий перемножитель (комплексный),
8 - рекурсивный фильтр,
9 - блок оптимизации фильтра,
10 - блок принятия решения,
11 - сумматор,
Устройство содержит блок задержки 1, вход которого является входом устройства, а выходы блока задержки 1 соединены со входами N квазикогерентных однолучевых приемников 2. Каждый приемник 2 содержит последовательно соединенные первый перемножитель 3, второй вход которого соединен с выходом генератора ПСП 4, сумматор со сбросом 5, выход которого соединен с первыми входами второго 6 и третьего 7 перемножителей. Этот же выход сумматора со сбросом 5 соединен со вторым его входом. Выход второго перемножителя 6 соединен со входом рекурсивного фильтра 8, выход которой соединен с первым входом блока оптимизации фильтра 9 и со вторым входом третьего перемножителя 7. Второй вход рекурсивного фильтра 8 соединен с выходом блока оптимизации фильтра 9, второй вход которого соединен с выходом сумматора со сбросом 5. Вторые входы вторых перемножителей 6 и третьи входы блоков оптимизации фильтра 9 всех N однолучевых приемников 2 объединены и соединены с выходом блока принятия решения 10. Выходы третьих перемножителей 7 всех N однолучевых приемников 2 соединены со входами сумматора 11, выход которого является выходом устройства и, кроме того, соединен со входом блока принятия решения 10.
Работает устройство следующим образом.
Отсчеты входного сигнала поступают в блок задержки 1, имеющей N отводов. Время задержки сигнала в каждом из отводов соответствует временам задержек принимаемых лучей. Далее входной сигнал с отводов блока задержки 1 поступает на соответствующий однотипный квазикогерентный однолучевой приемник 2. Принятый сигнал в приемнике после декодирования в перемножителе 3 кодовой последовательности, генерируемой в блоке 4, накапливается в сумматоре со сбросом 5, формируя, таким образом, последовательность коэффициентов корреляции. Сброс накопленной суммы происходит по окончании принятия очередного символа, что соответствует посимвольному приему информации.
В перемножителе 7 происходит компенсация фазы фединга путем перемножения накопленной суммы в сумматоре 5 и оценки фазы несущей. В результате формируются мягкие решения о принимаемом символе.
Решающая статистика формируется в сумматоре 11 путем объединения мягких решений, поступающих со всех однолучевых приемников 2.
Оценка вектора входного сигнала для символа принимаемого в конкретный момент времени формируется на основе оценок полученных на интервалах предыдущих информационных символов. Для этого с накопленной суммы в блоке 5 снимается информационная неопределенность в перемножителе 6 с помощью оценки информационного параметра, которая формируется в блоке принятия решения 10, путем сравнения решающей статистики с порогом. Полученные оценки поступают на вход рекурсивного фильтра 8 для уменьшения влияния шума. Выходной сигнал рекурсивного фильтра 8 служит оценкой комплексного коэффициента передачи канала распространения сигнала при вынесении решения о следующем информационном символе. При этом параметры рекурсивного фильтра 8 адаптируются к текущему интервалу стационарности канала с помощью рекуррентного алгоритма, реализованного с помощью блока оптимизации фильтра 9, построенного на основе метода наименьших квадратов таким образом, чтобы минимизировать среднеквадратическое отклонение между входным сигналом демодулятора и регенерированным с использованием полученной оценки комплексного коэффициента передачи канала распространения сигналом. На начальном этапе работы для адаптации параметров рекурсивного фильтра 8 используются пилот-символы, предшествующие передаваемым символам данных, а затем адаптация рекурсивного фильтра 8 продолжается с использованием решений, вынесенных по принятым символам данных.
Приведенный способ приема имеет существенный недостаток. Быстродействие рекуррентного алгоритма адаптации параметров фильтра может оказаться недостаточным в условиях сильной нестационарности канала распространения, а попытка улучшить быстродействие, оставаясь в рамках рекуррентных алгоритмов, приводит к потере устойчивости алгоритма адаптации. Другой подход, а именно, использование рекурсивного фильтра для формирования оценки комплексного коэффициента канала распространения сигнала, требует высокой точности вычислений, т. е. применение многоразрядного представления данных и коэффициентов фильтра.
Сущность изобретения
Задача, на решение которой направлено изобретение, заключается в улучшении помехоустойчивости приема сигнала при априорно неизвестной скорости движения абонента (частоты фединга).
Для решения поставленной задачи в многолучевом приемнике реализован нерекурсивный алгоритм формирования оценки комплексного коэффициента передачи канала распространения сигнала и нерекурсивный алгоритм оптимизации времени накопления, который определяет глубину усреднения М в зависимости от скорости движения абонента.
Поэтому в способ адаптивного квазикогерентного многолучевого приема в прямом канале UMTS, заключающийся в том, что в каждом луче с принимаемого сигнала снимают расширяющую псевдослучайную последовательность и выполняют накопление сигнала на длительности одного символа, корректируют амплитуду и фазу полученных накоплений для обеспечения оптимального квазикогерентного суммирования, суммируют скорректированные накопления, полученные по каждому лучу сигнала, формируя мягкое решение о принятом символе, по полученному мягкому решению формируют жесткое решение о принятом символе, формируют новую оценку комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча, формируют усредненную оценку комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча, причем первые L оценок комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча формируют, используя пилот-символы, дополнительно вводят следующие операции:
- формирование усредненной оценки комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча производят путем усреднения М последних оценок комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча, где М≥L,
- количество усредняемых оценок M определяют в зависимости от интервала стационарности канала распространения,
- интервал стационарности канала распространения определяют косвенно через ширину энергетического спектра последовательности пилот-символов,
- для определения интервала стационарности сохраняют в памяти K последних оценок комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча, полученных по пилот-символам и вычисляют по ним энергетический спектр отдельно для каждого луча,
- энергетические спектры, полученные для каждого луча, поэлементно суммируют, образуя объединенный энергетический спектр,
- определяют ширину объединенного энергетического спектра, для чего выдвигают Q гипотез о его ширине,
для каждой гипотезы вычисляют среднеквадратическое отклонение объединенного энергетического спектра от прямоугольного окна шириной 1+2*i, где i= 0, Q-1, и амплитудой, равной среднему значению амплитуды объединенного энергетического спектра в ненулевой области прямоугольного окна,
- гипотеза, давшая минимальное среднеквадратическое отклонение принимается за истинную и в соответствие номеру истиной гипотезы ставится количество усредненных оценок M, обеспечивающее наилучшее качество приема при заданной ширине энергетического спектра.
Для решения этой же задачи разработано устройство, содержащее N квазикогерентных однолучевых приемника, первые входы которых соединены с выходами блока задержки, вход которой является входом устройства, каждый квазикогерентный однолучевый приемник содержит последовательно соединенные первый перемножитель, первый вход которого является первым входом квазикогерентного однолучевого приемника, а второй вход соединен с выходом генератора псевдослучайной последовательности, сумматор со сбросом, второй вход которого соединен с его выходом и с первыми входами второго и третьего перемножителей, второй вход второго перемножителя каждого квазикогерентного однолучевого приемника является его вторым входом и соединен с выходом блока принятия решения, выход третьего перемножителя каждого квазикогерентного однолучевого приемника соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого соединен со входом блока принятия решения и является выходом устройства, дополнительно введены: блок оптимизации времени накопления, а в каждый квазикогерентный однолучевый приемник - блок управления, блок коммутации, сумматор и линия задержки, выходы которой соединены со входами блока коммутации, а выходы блока коммутации соединены со входами сумматора, вход линии задержки соединен с выходом второго перемножителя, выход сумматора соединен со вторым входом третьего перемножителя, управляющий вход коммутатора соединен с выходом блока управления, вход блока управления каждого квазикогерентного однолучевого приемника соединен с выходом блока оптимизации времени накопления, входы которого соединены с выходом сумматора со сбросом каждого квазикогерентного однолучевого приемника.
При этом блок оптимизации времени накопления содержит N узлов памяти для коэффициентов преобразования Фурье, соединенных между собой входами и выходами, и узел преобразования Фурье, соединенный с узлами памяти для коэффициентов преобразования Фурье своими входами и выходами, первые выходы N узлов памяти для коэффициентов преобразования Фурье соединены со входами первого сумматора первого узла усреднения, K-е выходы N узлов памяти для коэффициентов преобразования Фурье соединены со входами первого сумматора K-го узла усреднения, каждый узел усреднения содержит первый сумматор и второй сумматор, первый вход которого соединен с выходом первого сумматора через линию задержки, а второй - непосредственно, выход второго сумматора каждого узла усреднения соединен с соответствующим входом узла определения ширины спектра, выход которого является выходом блока оптимизации времени накопления.
Следующие графические материалы поясняют предлагаемое решение:
Фиг. 1 - структурная схема устройства прототипа.
Фиг. 2 - структурная схема предлагаемого решения.
Фиг. 3 - вариант выполнения блока оптимизации времени накопления.
Фиг. 4 - результаты моделирования предлагаемого решения и прототипа при частоте фединга 5 Гц.
Фиг. 5 - результаты моделирования предлагаемого решения и прототипа при частоте фединга 120 Гц.
Фиг. 6 - результаты моделирования предлагаемого решения и прототипа при частоте фединга 220 Гц.
Фиг. 7 - результаты моделирования предлагаемого решения и прототипа при частоте фединга 880 Гц.
Осуществимость изобретения
Предлагаемый способ реализуется следующим образом:
- в каждом луче с принимаемого сигнала снимают расширяющую псевдослучайную последовательность и выполняют накопление сигнала на длительности одного символа,
- корректируют амплитуду и фазу полученных накоплений для обеспечения оптимального квазикогерентного суммирования, для чего накопления, полученные по каждому лучу сигнала, умножают на величину комплексно сопряженную с усредненной оценкой комплексного коэффициента передачи канала распространения в соответствующем луче,
- суммируют скорректированные накопления, полученные по каждому лучу сигнала, формируя мягкое решение о принятом символе,
- по полученному мягкому решению формируют жесткое решение о принятом символе,
- формируют новую оценку комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча, для чего умножают накопления, сформированные в каждом из лучей сигнала на величину, комплексно сопряженную с жестким решением о принятом символе,
- усредняют М последних оценок комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча, формируя таким образом усредненную оценку комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча,
- количество усредняемых оценок M определяют в зависимости от интервала стационарности канала распространения,
- первые оценок комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча формируют, используя пилот-символы,
- интервал стационарности канала распространения определяют косвенно, через ширину энергетического спектра последовательности пилот-символов, для чего сохраняют в памяти К последних оценок комплексного коэффициента передачи канала распространения каждого луча, полученных по пилот-символам и вычисляют по ним энергетический спектр отдельно для каждого луча,
- энергетические спектры, полученные для каждого луча, поэлементно суммируют, образуя объединенный энергетический спектр,
- определяют ширину объединенного энергетического спектра, для чего выдвигают Q гипотез о его ширине,
для каждой гипотезы вычисляют среднеквадратическое отклонение объединенного энергетического спектра от прямоугольного окна шириной 1+2*i, где i= 0, Q-1, и амплитудой, равной среднему значению амплитуды объединенного энергетического спектра в ненулевой области прямоугольного окна,
- гипотеза, давшая минимальное среднеквадратическое отклонение принимается за истинную. В соответствие номеру истиной гипотезы ставится количество усредненных оценок М, обеспечивающее наилучшее качество приема при заданной ширине энергетического спектра.
Структурная схема адаптивного квазикогерентного многолучевого приемника с решающей обратной связью для реализации предлагаемого способа приведена на фиг. 2, где обозначено:
1 - блок задержки,
2 - квазикогерентные однолучевые приемники,
3 - первый перемножитель (комплексный),
4 - генератор ПСП,
5 - сумматор со сбросом,
6 - второй перемножитель (комплексный),
7 - третий перемножитель (комплексный),
8 - вторая линия задержки,
9 - сумматор,
10 - блок принятия решения,
11 - сумматор,
12 - блок коммутации,
13 - блок управления,
14 - блок оптимизации времени накопления.
Устройство содержит блок задержки 1, вход которой является входом устройства, а выходы блока задержки 1 соединены со входами N квазикогерентных однолучевых приемников 2. Каждый приемник 2 содержит последовательно соединенные первый перемножитель 3, второй вход которого соединен с выходом генератора ПСП 4, сумматор со сбросом 5, выход которого соединен с первыми входами второго 6 и третьего 7 перемножителей. Этот же выход сумматора со сбросом 5 соединен со вторым его входом. Выход второго перемножителя 6 соединен со входом линии задержки 8, N выходов которой соединены со входами сумматора 9 через блок коммутации 12. Выход сумматора 9 соединен со вторым входом третьего перемножителя 7. Управляющий вход блока коммутации 12 соединен с выходом блока управления 13. Вторые входы вторых перемножителей 6 всех N однолучевых приемников 2 соединены с выходом блока принятия решения 10. Выходы третьих перемножителей 7 всех N однолучевых приемников 2 соединены со входами сумматора 11, выход которого является выходом устройства и, кроме того, соединен со входом блока принятия решения 10. Объединенные входы второго 6 и третьего 7 перемножителей всех N однолучевых приемников 2 соединены с N входами блока оптимизации времени накопления 14, выход которого соединен со входами блоков управления 13 всех N однолучевых приемников 2.
Работает предлагаемое устройство следующим образом.
Отсчеты входного сигнала поступают в блок задержки 1, имеющий N отводов. Время задержки сигнала в каждом из отводов соответствует временам задержек принимаемых лучей. Далее входной сигнал с отводов блока задержки 1 поступает на соответствующий однотипный квазикогерентный однолучевой приемник 2. Принятый сигнал в приемнике 2 после декодирования в перемножителе 3 кодовой последовательности, генерируемой в блоке 4, накапливается в сумматоре со сбросом 5, формируя, таким образом, последовательность коэффициентов корреляции. Сброс накопленной суммы в сумматоре 5 происходит по окончанию принятия очередного символа, что соответствует посимвольному приему информации.
В перемножителе 7 происходит компенсация фазы фединга путем перемножения накопленной суммы и оценки фазы несущей. В результате формируются мягкие решения о принимаемом символе.
Решающая статистика формируется в сумматоре 11 путем объединения мягких решений, поступающих со всех однолучевых приемников 2.
Оценка вектора входного сигнала для символа принимаемого в конкретный момент времени формируется на основе оценок полученных на интервалах предыдущих информационных символов. Для этого с накопленной суммы в блоке 5 снимается информационная неопределенность в перемножителе 6 с помощью оценки информационного параметра, которая формируется в блоке принятия решения 10 путем сравнения решающей статистики с порогом. Для формирования оценки несущей в сумматоре 10 усредняются М оценок вектора входного сигнала хранящихся в линии задержки 8. Блок коммутации 12 позволяет изменять количество суммируемых оценок, в соответствии с управляющим сигналом, поступающим из блока управления 13. Изменение количества М усредняемых векторов оценок входного сигнала позволяет адаптировать многолучевой приемник к изменяющейся частоте фединга, что повышает помехоустойчивость приема.
Блок оптимизации времени накопления 14 определяет интервал корреляции входного сигнала и ставит в соответствие ему величину окна усреднения, которая поступает на блок управления 13 каждого однолучевого приемника 2. Интервал корреляции косвенно определяется по входному сигналу на интервале пилот-символов каждого луча.
Для улучшения помехоустойчивости приема в широком диапазоне возможных скоростей движения абонента в предлагаемом решении реализован алгоритм оптимизации времени накопления (определение оптимального количества символов М).
Принцип работы алгоритма оптимизации времени накопления заключается в оценке интервала корреляции комплексной амплитуды входного сигнала. Согласно теореме Винера-Хинчина интервал корреляции обратно пропорционален ширине энергетического спектра сигнала. Поэтому в системах связи с пилот-символами (UMTS) интервал корреляции может быть определен косвенно, посредством измерения ширины энергетического спектра последовательности пилот-символов.
Описанный способ работы блока оптимизации времени накопления может быть реализован с помощью устройства, структурная схема которого приведена на фиг. 3, где обозначено:
15 - узел памяти для коэффициентов преобразования Фурье,
16 - узел преобразования Фурье,
17 - узел усреднения,
18 - первый сумматор,
19 - линия задержки,
20 - второй сумматор,
21 - узел определения ширины спектра.
На вход блока оптимизации времени накопления 14 поступает последовательность оценок 
комплексной амплитуды (вектора) входного сигнала из каждого квазикогерентного однолучевого приемника 2. Каждая оценка формируется в начале слота данных на интервале пилот-символов. Таким образом, оценка вектора сигнала i-го слота k-го луча представляет собой величину
где x(t) - принимаемый сигнал, gi,j(t) - ПСП, Kр количество пилот символов в слоте, Δi,j,k- временной интервал j-го символа в i-м слоте в k-м луче.
Как видно из (1) оценка формируется посредством накопления входного сигнала в узлах памяти 15 на интервале пилот-символов после того, как с него снята расширяющая последовательность. По K последовательным оценкам для каждого луча с помощью узла преобразования Фурье 16 вычисляют энергетический спектр, вычисляют объединенный энергетический спектр, для чего суммируют в сумматоре 18 энергетические спектры, полученные по каждому из лучей.
С помощью скользящего окна суммируют R последних объединенных энергетических спектров в сумматоре 20, формируя усредненный энергетический спектр. Обозначим отсчеты полученного усредненного энергетического спектра 
С помощью метода наименьших квадратов определяют ширину усредненного энергетического спектра, которая косвенно (по теореме Винера - Хинчина) характеризует длительность интервала корреляции. Для чего анализируют K/2 гипотез о ширине спектра. Для каждой гипотезы по формуле (2) вычисляется метрика.
Истинной считается гипотеза с наименьшей метрикой. Номер принятой гипотезы определяет ширину усредненного энергетического спектра.
На фиг. 4-7 показаны результаты моделирования предлагаемого алгоритма приема адаптивного квазикогерентного многолучевого приемника и прототипа. Параметр М= 1 у прототипа оптимизирован под максимальную частоту фединга 880 Гц, которая соответствует скорости 500 км/ч (указана в требованиях на сотовую систему связи UMTS). Как видно из графиков применение адаптивного квазикогерентного многолучевого приемника позволяет получить значительный выигрыш на меньших, чем 880 Гц частотах фединга за счет оптимального выбора параметра M.
Сопоставительный анализ способа адаптивного квазикогерентного многолучевого приема в прямом канале UMTS с прототипом показывает, что предлагаемое изобретение существенно отличается от прототипа, так как позволяет значительно улучшить помехоустойчивость приема сигнала при априорно неизвестной скорости движения абонента (частоты фединга).
Сопоставительный анализ заявляемого способа с другими техническими решениями в данной области техники не позволил выявить признаков, заявленных в отличительной части формулы изобретения. Это позволяет сделать вывод о том, что заявляемый способ адаптивного квазикогерентного многолучевого приема в прямом канале UMTS отвечает критериям "новизна", "изобретательского уровня" и "промышленной применимости".
Сравнение заявляемого устройства адаптивного квазикогерентного многолучевого приема в прямом канале UMTS с другими известными техническими решениями в данной области техники не позволило выявить признаков, заявленных в отличительной части формулы изобретения, следовательно, устройство также отвечает критериям "новизны", "изобретательского уровня" и "промышленной применимости".
Изобретение относится к радиотехнике, в частности к приемным устройствам, и может быть использовано для квазикогерентного приема в прямом канале. Технический результат состоит в улучшении помехоустойчивости приема сигнала при априорно неизвестной скорости движения абонента. Для этого в многолучевом приемнике реализован нерекурсивный алгоритм формирования оценки комплексного коэффициента передачи канала распространения сигнала и нерекурсивный алгоритм оптимизации времени накопления, который определяет глубину усреднения М в зависимости от скорости движения абонента. Алгоритм оптимизации времени накопления позволяет определять величину энергетических спектров в зависимости от скорости движения абонента. Блок оптимизации времени накопления определяет интервал корреляции входного сигнала и ставит в соответствие ему величину окна усреднения, которая поступает на блок управления каждого однолучевого приемника. Интервал корреляции косвенно определяется по входному сигналу на интервале пилот-символов каждого луча. 2 с. и 1 з. п. ф-лы, 7 ил.
| P.Y | |||
| KAM, P.SINHA and A.M.C.KAN Adaptive digital coherent receiver for MPSK Electronics letters, October 22 1992, vol.28, 22 | |||
| СВАРОЧНЫЙ ТРАНСФОРМАТОР ДЛЯ РУЧНОЙ ДУГОВОЙ СВАРКИ | 2013 |
|
RU2537683C1 |
| US 5132985 A, 21.07.1992 | |||
| Прибор для очистки паром от сажи дымогарных трубок в паровозных котлах | 1913 |
|
SU95A1 |
