СПОСОБ ДЕМОДУЛЯЦИИ СИГНАЛА, НЕСУЩАЯ КОТОРОГО МОДУЛИРОВАНА ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЬЮ ЦИФРОВЫХ СИМВОЛОВ Российский патент 2004 года по МПК H04L25/06 

Настоящее изобретение относится к способу демодуляции сигнала, несущая которого модулирована последовательностью цифровых символов и который передается по зашумленному каналу, при этом идеальные формы фронтов или срезов импульсов на возможных переходах между двумя символами известны и хранятся в памяти (контрольные или опорные фронты или срезы), и фронт или срез принятого импульса дискретизируют и оцифровывают с частотой дискретизации, кратной частоте последовательности символов.

Для передачи пакетов данных используют главным образом непрерывную фазовую модуляцию (НФМ). При этом различное по фазе положение импульсов позволяет передавать несколько, например четыре, различных символа. Поскольку модуляция прямоугольными импульсами, длительность каждого из которых соответствует одному символу, приводила бы к получению очень широкого спектра, часто используют модуляцию импульсами, длительность которых охватывает длительность двух символов и которые также - во избежание появления импульсов с крутыми фронтами и срезами - представляют в виде косинусоиды. Подобная непрерывная фазовая модуляция обозначается также как 2RC-CPM (непрерывная фазовая модуляция со сглаживанием спектра по закону приподнятого косинуса).

В докладе К.-Н.Tietgen, озаглавленном "Numerical Modulation Methods Applied in the FD/TDMA System S 900 D" и сделанном на семинаре Second Nordic Seminar on Digital Land Mobile Radio Communications, Стокгольм, 1986, предлагается применять для модуляции не сами символы, а осуществлять цифровую модуляцию известных фронтов или срезов между двумя следующими один за другим символами.

На фиг. 1 показана схема передатчика, который может использоваться для осуществления известного способа. При этом выделенные серым фоном элементы системы работают с высокой системной тактовой частотой.

На фиг. 2 показаны возможные фронты или срезы импульсов для включающего четыре значения алфавита символов при переходе от одного символа передаваемой последовательности символов к следующему. Таким образом, основная идея известных методов модуляции заключается в том, чтобы описать мгновенную частоту (т.е. определяемую в зависимости от времени фазу) (например) четырехступенчатого сигнала при формировании импульса длительностью 2Т последовательностью из 16 возможных фронтов или срезов f_N(t) импульсов длительностью Т. Таким образом, вместо посылки перекрывающихся сдвинутых элементарных импульсов Σ_id(i)_g(t-iT) можно также непосредственно передавать последовательность импульсов с не перекрывающимися фронтами и срезами Σ_if_N(t-iT), при этом каждыми соседними символами d(i) и d(i+1) определяется, какой из 16 фронтов или срезов импульсов будет послан в интервале iT≤t≤(i+1)T.

Подобный метод в указанном литературном источнике обозначен как CP-4FSK (частотная манипуляция без разрыва фазы). Для более простого сравнения с другими методами ниже такой метод обозначается как Num2RC 4st, что указывает на четырехступенчатый способ, в котором происходит цифровая модуляция, а форма фронтов или срезов импульсов основана на применении равного по длительности двум символам приподнятого косинуса.

Для приема модулированной подобным образом последовательности данных в докладе D.E.Pfitzmann и Н.-Р. Ketterling, озаглавленном "A new CP-4FSK sampling Demodulator for the FD/TDMA System S 900 D" и сделанном на семинаре Second Nordic Seminar on Digital Land Mobile Radio Communications, Стокгольм, 1986, был предложен приемник. Аналогичный приемник известен и из DE 3628993 С2.

Принцип работы описанного в этих публикациях приемника основан на способе, к которому относится настоящее изобретение. Такой приемник дискретизирует и оцифровывает фронт или срез принятого импульса с частотой дискретизации, кратной частоте последовательности символов. В рассматриваемом примере отсчеты (дискретные значения) берутся между двумя символами, например, 16 раз. Оцифрованные значения сравниваются между собой и при незначительных отклонениях двух последовательных значений определяется среднее значение символа. Цель усреднения последовательных значений состоит в том, чтобы устранить влияние шумов.

Классические методы, на которых основана работа НФМ-приемников, соответственно методы демодуляции НФМ-сигналов называют также "интегрирование и вывод дискриминатора" ("discriminator Integrate & Dump"). Поэтому в последующем применительно к форме фронта или среза сигнала, изменяющейся по закону "приподнятого косинуса", имеющего длительность в два символа, используется обозначение 2RCdsI&D, при необходимости дополненное указанием 2st (т.е. двухступенчатый, два символа) или 4st (т. е. четырехступенчатый, четыре символа).

В целом желательно, чтобы приемник обеспечивал прием каждого отдельного символа с высокой надежностью. В классических методах, которые применяются в НФМ-приемниках, необходимо фильтровать зашумленный сигнал, искажения в который вносятся реальным каналом передачи. Обычные фильтры работают как интегратор, который устраняет шумы путем усреднения сигнала длительностью, например, в два символа. У сигналов указанной формы типа 2RC интегрирование приводит к возникновению межсимвольных взаимных помех, сокращенно обозначаемых как МСП. Для устранения межсимвольных помех известна обработка (декодирование) принятой последовательности символов по алгоритму Витерби. Недостаток такого подхода состоит в большом объеме вычислений, что предъявляет соответственно высокие требования к аппаратным средствам.

Исходя из вышеизложенного, в основу настоящего изобретения была положена задача разработать такой способ демодуляции, который обеспечивал бы сокращение объема вычислений по сравнению с известным способом с сохранением по возможности на столь же низком уровне частоты ошибок. Иными словами, задача изобретения состоит в том, чтобы, с одной стороны, упростить конструкцию приемника и вместе с тем, с другой стороны, сохранить все такие преимущества непрерывной фазовой модуляции (НФМ), как невысокая степень сложности системы и компактный спектр, который, как уже было указано выше, имеет решающее значение для эффективного использования полосы пропускания канала.

Указанная задача решается согласно изобретению благодаря тому, что для детектирования принятого и дискретизированного фронта или среза импульса все полученные при дискретизации отсчеты используют для формирования соответствующих евклидовых расстояний по меньшей мере до двух опорных фронтов или срезов импульса и выбирают опорный фронт или срез, до которого указанное евклидово расстояние является наименьшим.

По сравнению с описанными в литературе классическими приемниками при осуществлении подобного способа демодуляции основным объектом детектирования являются не оцениваемые символы, а фронты или срезы на переходах между этими символами. При этом такие фронты или срезы подвергаются многократной повторной дискретизации и сравниваются с исходными фронтами или срезами. Затем выбирается тот фронт или срез, евклидово удаление которого от фронта или среза принятого импульса является наименьшим. Такой выбор осуществляется для каждого фронта или среза независимо от соседних фронтов или срезов, и поэтому данный алгоритм выбора необязательно обеспечивает непрерывность производной фазы НФМ-сигнала.

По этой причине предпочтительным является вариант, в котором присутствует непрерывная фаза.

В соответствии с этим в одном из предпочтительных вариантов предлагается применять к некоторому количеству последовательных фронтов или срезов импульса алгоритм Витерби, при этом соответствующие евклидовы расстояния от фронта или среза, принятого в течение длительности одного символа, до опорного фронта или среза рассматривают как затраты на прохождение ветви решетки алгоритма Витерби.

Таким образом, характеристики НФМ-модуляции позволяют корректировать информационный сигнал с очень высокой эффективностью.

Предлагаемая оценка принимаемых последовательностей данных по методу максимального правдоподобия с применением алгоритма Витерби, которая выполняется не в отношении последовательностей символов, а в отношении фронтов или срезов принимаемых импульсов, позволяет использовать модель, количество состояний у которой меньше, чем у классического корректора, в М раз, где М обозначает количество ступеней сигнала. Благодаря этому удается сократить необходимый объем вычислений и реализовать в результате аппаратную часть с меньшими затратами, что следует из приведенного ниже описания.

Ниже изобретение более подробно поясняется со ссылкой на чертежи, на которых показано:
на фиг. 1 - схема передатчика с цифровой модуляцией несущей последовательностью цифровых символов,
на фиг.2 - изображение возможных фронтов или срезов импульсов между двумя последовательными символами при использовании 2RC-импульса и четырехступенчатого алфавита символов (Num2RC 4st),
на фиг.3 - схема предлагаемого в изобретении приемника,
на фиг. 4 - таблица, аналогичная примеру по фиг.2, для модуляции двухступенчатого сигнала,
на фиг. 5 - изображение опорного фронта, фронта фактически принятого сигнала, а также сегмента решетки с указанием соответствующих затрат,
на фиг. 6 - кривая частоты появления ошибочных символов при демодуляции двухступенчатого сигнала по методу Num2RC с использованием и без использования алгоритма Витерби,
на фиг.7 - аналогичное примеру по фиг.6 сопоставление кривых частоты появления ошибочных символов демодуляции четырехступенчатого сигнала по методу Num2RC с использованием и без использования алгоритма Витерби,
на фиг. 8 - сравнение кривых частоты появления ошибочных символов в случае двухступенчатого сигнала, полученных предлагаемым способом с детектированием фронтов или срезов по алгоритму Витерби и классическим методом демодуляции НФМ-сигнала ("интегрирование и вывод"), и
на фиг. 9 - аналогичное фиг.8 сопоставление диаграмм для четырехступенчатого сигнала.

На фиг.1 показан известный передатчик для цифровой модуляции последовательности цифровых символов. Модель этого передатчика для передачи сигналов основной полосы частот состоит из последовательно-параллельного преобразователя (Пс/Пр), просмотровой таблицы (ПТ), пример хранящегося в которой содержимого показан на фиг.2, и частотного модулятора сигналов основной полосы частот.

Четырехступенчатый сигнал получают из входного потока битов путем их группирования по два бита. Затем в результате задержки на длительность одного символа уже всем четырем битам назначается адрес в представленной на фиг. 1 ПТ, в которой содержатся показанные на фиг.2 16 переходов f_N(t) между этими символами. Количество опорных значений можно задавать произвольно, однако согласно вышеописанному уровню техники предлагается использовать 16 таких значений. Это количество представляет собой определенный компромисс, поскольку, с одной стороны, целесообразно иметь большое количество опорных значений для эффективного подавления шумов путем их усреднения, а с другой стороны, небольшое их количество позволяет поддерживать объем вычислений на малом уровне. Серым фоном выделены элементы передатчика, работающие с высокой системной тактовой частотой.

На фиг.3 показан предлагаемый в изобретении приемник.

Модель этого приемника для передаваемых в основной полосе частот сигналов состоит из ограничивающего полосу частот фильтра нижних частот (ФНЧ), частотного демодулятора сигналов основной полосы частот с подавлением паразитной амплитудной модуляции, частотного детектора с двумя сдвинутыми по фазе контурами и параллельно-последовательного преобразователя (Пр/Пс). Элементы приемника, которые работают с высокой системной тактовой частотой, и в этом случае выделены серым фоном.

Согласно изобретению в частотном детекторе происходит детектирование каждого фронта или среза сигнала и определение того фронта или среза, который с наибольшей вероятностью соответствует фронту или срезу переданного импульса.

На фиг.4 в виде таблицы показан пример возможных фронтов или срезов двухступенчатого сигнала, который взят за основу при рассмотрении показанной на фиг. 5 диаграммы. Расширение до четырехступенчатого или имеющего большее количество ступеней сигнала происходит аналогичным образом.

На левой диаграмме по фиг.5 сплошной линией показан фронт принятого зашумленного импульса, а штрихпунктирной линией показан один из опорных фронтов по фиг. 4 (Num2RC 2st). Определяемые для каждого фронта или среза (например) 16 значений используются согласно изобретению для получения суммы квадратичных разностей (евклидова разность). На основании наименьшей из евклидовых разностей (правая диаграмма по фиг.5) определяется тот опорный фронт или срез сигнала, который с наибольшей вероятностью соответствует фронту или срезу переданного импульса. Каждый отдельный детектируемый фронт или срез определяет соответственно два информационных символа: исходный и конечный символы.

В соответствии с предпочтительным вариантом выполнения изобретения для непрерывного детектирования переходов между символами предлагается использовать оценку последовательности по методу максимального правдоподобия (т.е. предпочтительно с помощью алгоритма Витерби). Поэтому согласно изобретению в качестве затрат при выполнении алгоритма Витерби принимаются расстояния от фронта или среза принятого импульса до всех действительных опорных фронтов или срезов, как это показано справа на фиг.5 на примере сегмента решетки. Детектор Витерби использует следующие параметры: глубина решетки соответствует количеству М ступеней сигнала (формирование импульсов по методу приподнятого косинуса 2RC: запоминание длительности одного символа), количество переходов составляет М². В соответствии с этим длину пути объединения следует задавать ≥ 5 символам.

Для пояснения описанных процессов в приведенном ниже описании рассмотрен двухступенчатый сигнал, которым, однако, не ограничивается общий подход.

Переходы между состояниями и генерируемые при этом фронты или срезы импульсов представлены в таблице на фиг.4. Расчет суммарных затрат осуществляется обычным образом: в каждом текущем состоянии на основании затрат на прохождение ветвей диаграммы решетки, приводящих к этому состоянию, и их начала вычисляют затраты на прохождение пути. Определяют минимум и сохраняют ветвь, лежащую в его основе. Затараты на прохождение отдельных ветвей сегмента решетки рассчитываются, как уже говорилось выше, как расстояния от фронта или среза фактически принятого зашумленного сигнала до соответствующего фронта или среза, определяемого моделью.

Расстояния от фронта принятого сигнала до возможных фронтов предпочтительно вычисляют в виде суммы квадратов этих расстояний (евклидово расстояние). Можно, однако, использовать и сумму абсолютных значений этих расстояний или же использовать какую-либо иную пригодную для этой цели калибровку.

Расчет затрат для одного фронта поясняется в цифрах на следующем примере. На фиг. 5 показан фронт сигнала -1-->1 из таблицы по фиг.4, искаженный помехами. Расстояния до всех возможных опорных фронтов указаны на соответствующих фронтах, и, таким образом, правая диаграмма представляет собой сегмент решетки, относящийся к данному фронту принятого сигнала. Фронт принятого импульса наименее "удален" от фронта -1-->1, и поэтому в данном сегменте решетки он представляет собой оптимальную ветвь.

После обхода всех сегментов решетки выбор пути в структуре решетки осуществляется обычным образом: выбирается путь с минимальными затратами, т.е. путь, проходящий ближе всего к последовательности фронтов или срезов принятого импульса. После этого на основании выбранного пути необходимо с помощью модели получить соответствующие символы. Отличие от известного алгоритма Витерби состоит в том, что алгоритм Витерби применим к последовательности фронтов или срезов импульса, а не к символам. Присущая системе избыточность, основанная на том, что каждые два соседних фронта имеют в каждом случае один общий символ, позволяет существенно сократить объем вычислений. Несмотря на то, что при использовании классического корректора Витерби в отношении последовательности символов можно устранить также и МСП (межсимвольные помехи), при этом, однако, запоминаемая продолжительность, которую необходимо учитывать, возрастает до длительности двух символов, что означает М-кратное увеличение количества состояний и, как следствие, резкое увеличение объема вычислений. В отличие от этого объем вычислений в предлагаемом способе, соответственно в Num2RC-приемнике меньше в М раз.

Так, например, в случае четырехступенчатого сигнала при применении предлагаемой в изобретении Num2RC-демодуляции с детектированием по алгоритму Витерби необходимый объем вычислений составляет лишь четверть по сравнению с классическим методом НФМ-приема.

На диаграммах по фиг.6-9 проиллюстрированы преимущества, которые достигаются при осуществлении предлагаемого в изобретении способа.

На фиг.6 предлагаемый в изобретении способ демодуляции (Num2RC 2st) сопоставлен с тем же способом, но в котором дополнительно используется алгоритм Витерби применительно к последовательностям фронтов или срезов импульсов по фиг.5 (Num2RC 2st vit).

На фиг.7 соспоставлены аналогичные графики для четырехступенчатого сигнала. По вертикальной оси на каждой из диаграмм по фиг.6 и 7 нанесена частота ошибок (частота появления ошибочных символов).

При сравенении диаграмм по фиг.6 и 7 становится очевидным, что уже в случае четырехступенчатого сигнала наблюдается заметное снижение частоты ошибок.

На фиг.8 и 9 показаны диаграммы, на которых предлагаемый способ, в котором используется дополнительное детектирование фронтов или срезов принятых импульсов по алгоритму Витерби, сопоставлен с классическим способом НФМ-демодуляции, в котором предусмотрено интегрирование по интервалу символов, т.е. так называемое "интегрирование и вывод", для усреднения канальных шумов, при этом к полученным символам дополнительно применяется алгоритм Витерби с целью определить наиболее вероятную последовательность символов и тем самым снизить межсимвольные помехи.

Как следует из представленных диаграмм, частота ошибок при осуществлении предлагаемого как в случае двухступенчатого, так и в случае четырехступенчатого сигнала несколько выше. При этом, однако, следует учитывать тот факт, что в случае двухступенчатого сигнала согласно диаграмме по фиг.8 объем вычислений составляет лишь половину, а в случае четырехступенчатого сигнала согласно диаграмме по фиг.9 - лишь четверть обычно необходимого объема вычислений.

Таким образом, предлагаемый в изобретении способ прежде всего в случае четырехступенчатого сигнала позволяет существенно снизить затраты на аппаратную часть приемника и, следовательно, производить более дешевые приемники.

Изобретение относится к радиотехнике. Технический результат заключается в сокращении объема вычислений. Сущность изобретения заключается в том, что для детектирования принятого и дискретизированного фронта или среза импульса все полученные при дискретизации отсчеты используют для формирования соответствующих евклидовых расстояний по меньшей мере до двух опорных фронтов или срезов импульса и выбирают опорный фронт или срез, до которого указанное евклидово расстояние является наименьшим. 5 з.п.ф-лы, 9 ил.

1. Способ демодуляции сигнала, несущая которого модулирована последовательностью цифровых символов и который передается по зашумленному каналу, при этом иделальные формы фронтов или срезов импульсов на возможных переходах между двумя символами, называемыми опорными фронтами или срезами, известны и хранятся в памяти, и фронт или срез принятого импульса дискретизируют и оцифровывают с частотой дискретизации, кратной частоте последовательности символов, отличающийся тем, что для детектирования принятого и дискретизированного фронта или среза импульса все полученные при дискретизации отсчеты используют для формирования соответствующих евклидовых расстояний по меньшей мере до двух опорных фронтов или срезов импульса и выбирают опорный фронт или срез, до которого указанное евклидово расстояние является наименьшим.2. Способ по п.1, отличающийся тем, что к некоторому количеству последовательных фронтов или срезов импульса применяют алгоритм Витерби, при этом соответствующие евклидовы расстояния от фронта или среза, принятого в течение длительности одного символа, до опорного фронта или среза рассматривают как затраты на прохождение ветви решетки алгоритма Витерби.3. Способ по п.1 или 2, отличающийся тем, что при частоте дискретизации n/T, и количестве ступеней сигнала, равном М, опорные фронты или срезы описывают сохраненными значениями общим количеством nМ².4. Способ по любому из пп.1-3, отличающийся тем, что модуляцию осуществляют по методу непрерывной фазовой модуляции (НФМ).5. Способ по п.4, отличающийся тем, что при модуляции осуществляют цифровое формирование производной и фазы охватывающего длительность двух символов косинусоидального сигнала (2RC-CPM).6. Способ по любому из пп.3-5, отличающийся тем, что глубина решетки алгоритма Витерби соответствует количеству М ступеней сигнала (N_{решетки}=M).